專利名稱：一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓(xùn)練序列的分離方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)的領(lǐng)域，特別涉及用于通信技術(shù)的利用已知訓(xùn)練序列進(jìn)行時(shí)間頻率同步以及用戶數(shù)據(jù)和訓(xùn)練序列分離的方法。
背景技術(shù)：
OFDM由于具有數(shù)據(jù)傳輸速率高，抗多徑干擾能力強(qiáng)，頻譜效率高等優(yōu)點(diǎn)，越來(lái)越受到重視，它已成功用于有線、無(wú)線通信。如DAB、DVB、EEE802.11a及HyperL AN/2中，在目前正在制定的IEEE802.16中，也大量涉及了OFDM技術(shù)。OFDM這種新的調(diào)制技術(shù)也可用于新一代的移動(dòng)通信系統(tǒng)中。使用OFDM技術(shù)將大大提高新一代移動(dòng)通信系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率和頻譜效率，且具有很好的抗多徑能力、同信道干擾和沖擊噪音能力，見文獻(xiàn)Bingham，J.A.C.，“Multicarrier modulation for data transmissionan idea whose time has come，”IEEE CommunicationsMagazine，Volume28 Issue5，May 1990，Page(s)5-14；和文獻(xiàn)Yun Hee Kim；Iickho Song；Hong Gil Kim；Taejoo Chang；Hyung Myung Kim，“Performance analysis of a coded OFDM system in time-varying multipathRayleigh fading channels，”Vehicular Technology，IEEE Transactions on，Volume48 Issue5，Sept.1999，Page(s)1610-1615所述。
OFDM同步分為時(shí)間同步和頻率同步。時(shí)間同步的目的是在收到的串行數(shù)據(jù)流中找出各個(gè)OFDM符號(hào)的邊界；而頻率同步的目的是求出并糾正收端的頻率偏移。OFDM技術(shù)的弱點(diǎn)之一是對(duì)時(shí)間和頻率同步的要求特別是頻率同步要求比單載波系統(tǒng)要高得多。一般要求采用OFDM技術(shù)的系統(tǒng)在接收端頻率偏移不超過其子載波間隔的2％，見文獻(xiàn)van de Beek，J.J.；Sandell，M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEETransactions on，Volume45 Issue7，July 1997，Page(s)1800-1805所述。
在OFDM技術(shù)中，為消除符號(hào)間干擾和同信道干擾，一般在每個(gè)OFDM符號(hào)前加入保護(hù)間隔，保護(hù)間隔長(zhǎng)度一般要求大于信道沖擊響應(yīng)長(zhǎng)度的2倍或4倍，保護(hù)間隔內(nèi)容一般是OFDM符號(hào)的一部分。
常規(guī)OFDM的同步方法有兩種1)利用保護(hù)間隔與OFDM符號(hào)間的相關(guān)性，可以實(shí)現(xiàn)時(shí)間和頻率同步。參見文獻(xiàn)van deBeek，J.J.；Sandell，M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEE Transactions on，Volume45 Issue7，July 1997，Page(s)1800-1805。
2)發(fā)端用訓(xùn)練序列填充OFDM符號(hào)，可以有如下兩種方式將訓(xùn)練序列放在OFDM的保護(hù)間隔中；b)將訓(xùn)練序列放在OFDM的保護(hù)間隔前。收端把接收信號(hào)和已知的訓(xùn)練序列求相關(guān)來(lái)進(jìn)行時(shí)間同步3)發(fā)端把訓(xùn)練序列疊加在OFDM有用數(shù)據(jù)上，參見文獻(xiàn)Tufvesson，F(xiàn).；Edfors，O.；Faulkner，M.，“Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles，”Vehicular TechnologyConference，1999.VTC 1999-Fall.IEEE VTS 50th，Volume4，1999，Page(s)2203-2207。即將訓(xùn)練序列疊加在OFDM有用數(shù)據(jù)上，然后形成保護(hù)間隔，收端利用訓(xùn)練序列的相關(guān)性求相關(guān)來(lái)進(jìn)行時(shí)間同步。
但是，上述OFDM保護(hù)間隔的設(shè)計(jì)方法都有缺點(diǎn)，方法(1)的缺點(diǎn)就是收端的相關(guān)峰值不明顯，而且其頻偏估計(jì)的范圍只有OFDM系統(tǒng)子載波間隔的1/2。方法(2)的缺點(diǎn)在于訓(xùn)練序列與OFDM原始數(shù)據(jù)之間為時(shí)分(或者頻分)復(fù)用形式，造成數(shù)據(jù)傳輸效率的下降；方法3)中在不造成數(shù)據(jù)傳輸效率下降且不占用額外系統(tǒng)帶寬的前提下，收端可以可以獲得較好的相關(guān)峰值。
方法3)在傳統(tǒng)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中的一個(gè)具體實(shí)施例在本實(shí)施例中ρ表示訓(xùn)練序列的相對(duì)功率，即訓(xùn)練序列功率占總功率的百分比，訓(xùn)練序列即訓(xùn)練序列，訓(xùn)練序列采用CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)序列，CAZAC序列具有良好的周期相關(guān)特性，并且序列的幅度在時(shí)域和頻域均保持為常數(shù)，不會(huì)引起PAPR(峰值與平均功率比)問題?；谏鲜鎏匦?，CAZAC序列尤其適用與在OFDM系統(tǒng)中用于信道估計(jì)和時(shí)間頻率同步，CAZAC序列包括很多種，比較常用的有Milewski序列、Frank-Zadoff序列、和Chu序列。
如圖1所示用戶的數(shù)據(jù)首先在模塊1進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制，調(diào)制后的數(shù)據(jù)在模塊2進(jìn)行功率分配，然后在模塊3插入導(dǎo)引，再送入模塊4進(jìn)行IFFT變換，完成多載波調(diào)制功能；同時(shí)訓(xùn)練序列經(jīng)過模塊9進(jìn)行功率分配之后和多載波調(diào)制之后的信號(hào)進(jìn)行疊加，進(jìn)入模塊5添加保護(hù)時(shí)隙，最后經(jīng)過上變頻模塊6，送上天線7進(jìn)行發(fā)射。
在針對(duì)上述方法3)的傳統(tǒng)的接收機(jī)中如圖(1)所示，天線7接收到的信號(hào)首先在模塊10進(jìn)行下變頻，然后送入同步模塊11進(jìn)行時(shí)間頻率同步，經(jīng)過去保護(hù)時(shí)隙模塊12，F(xiàn)FT變換模塊13，多載波解調(diào)之后的信號(hào)進(jìn)入模塊14進(jìn)行導(dǎo)引抽取，再進(jìn)入信道估計(jì)模塊15，完成信道估計(jì)功能，再取信道估計(jì)的倒數(shù)和模塊13出來(lái)的信號(hào)相乘，即完成將接收信號(hào)進(jìn)行信道衰落補(bǔ)償?shù)墓δ?，最后在模塊17進(jìn)行解調(diào)處理傳統(tǒng)的接收方法的缺陷是由于訓(xùn)練序列對(duì)數(shù)據(jù)有一定的干擾，造成發(fā)射數(shù)據(jù)的能量效率較低。在信道變化比較惡劣的條件下，為了在收端進(jìn)行準(zhǔn)確的時(shí)間頻率同步，需要在發(fā)端適當(dāng)加大發(fā)射信號(hào)中訓(xùn)練序列所占的功率，但同時(shí)在收端進(jìn)行信道估計(jì)和數(shù)據(jù)解調(diào)的時(shí)候不可避免的加大了訓(xùn)練序列對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)的干擾，這就造成了系統(tǒng)性能的惡化，導(dǎo)致了系統(tǒng)錯(cuò)誤概率的增加。但如果減少訓(xùn)練序列的功率，收端進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算時(shí)峰值會(huì)不明顯，降低了同步的性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的任務(wù)是提供一種多載波系統(tǒng)中高性能的訓(xùn)練序列與用戶數(shù)據(jù)的一種分離方法，即采用本發(fā)明的分離方法，在信道變化惡劣的情況下，發(fā)端可以適當(dāng)?shù)脑鰪?qiáng)訓(xùn)練序列的功率，接收機(jī)憑此獲得準(zhǔn)確的同步性能，同時(shí)可以將訓(xùn)練序列的對(duì)用戶數(shù)據(jù)的干擾降至最低，使系統(tǒng)在信道變化惡劣和訓(xùn)練序列功率增強(qiáng)的情況下依然獲得較好的BER性能。
本發(fā)明的創(chuàng)新之處在于1)接收端在完成同步功能之后，首先根據(jù)同步的結(jié)果對(duì)訓(xùn)練序列的接收信號(hào)進(jìn)行重建，2)由于信道估計(jì)的不準(zhǔn)確性，為了避免把本來(lái)不屬于干擾的信息從接收信號(hào)中減去，本發(fā)明采用部分干擾對(duì)消的辦法來(lái)抵消訓(xùn)練序列對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)的干擾，即根據(jù)信道估計(jì)的準(zhǔn)確度，對(duì)重建的訓(xùn)練序列的干擾乘以一個(gè)部分干擾對(duì)消因子，3)從總的接收信號(hào)中減去重建的訓(xùn)練序列，再進(jìn)行相應(yīng)的解調(diào)工作，就取得了比直接解調(diào)更高的性能。
按照本發(fā)明的一種多載波系統(tǒng)中時(shí)間頻率同步訓(xùn)練序列與用戶數(shù)據(jù)的分離方法，如圖3所示，它包括1)接收機(jī)根據(jù)已知的訓(xùn)練序列c對(duì)接收的信號(hào)r先進(jìn)行時(shí)間頻率同步；2)將r進(jìn)行FFT(快速富利葉變換)，得到接收端總的接收信號(hào)序列R；3)從R中抽取在發(fā)端插入的導(dǎo)引序列X，采用維納濾波方法得到信道估計(jì)結(jié)果H~=ω0·RX·X*,]]>其中ω0是插值濾波器的的系數(shù)，RX表示接收到的導(dǎo)引符號(hào)，X*表示發(fā)端發(fā)送的導(dǎo)引符號(hào)的共扼；其特征在于它還包含下列步驟
4)將訓(xùn)練序列c進(jìn)行FFT變換得到序列C，將C與上述信道估計(jì)結(jié)果 相乘，得到C的重建信號(hào) 即C~=ρ·C·H~,]]>其中ρ是訓(xùn)練序列的功率因子；5)將 乘以部分干擾對(duì)消因子λ，即C~′=C~·λ;]]>6)從總的接收信號(hào)R中減去部分訓(xùn)練序列的干擾，得到分離后的信號(hào)S，S=R-C~′.]]>需要說明的是，本發(fā)明過程采用的信道估計(jì)方法可以是維納濾波，也可以是線性內(nèi)插，或者其他公知的信道估計(jì)方法，不影響本發(fā)明的一般性；另外，其中λ∈(0，1)，λ具體值由信道估計(jì)的準(zhǔn)確程度決定，λ取值原則是使得系統(tǒng)的BER(誤比特率)最小。
經(jīng)過上述操作以后就可以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的分離目的。
本發(fā)明的實(shí)質(zhì)是在接收端重建經(jīng)過信道影響的訓(xùn)練序列，并從接收的總和信號(hào)中減去重建訓(xùn)練序列的部分干擾，然后再對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
從上述步驟可以看出，采用本發(fā)明的分離方法，可以將訓(xùn)練序列的對(duì)用戶數(shù)據(jù)的干擾降至最低，使系統(tǒng)在信道變化惡劣和訓(xùn)練序列功率增強(qiáng)的情況下依然獲得較高的性能。


圖1是傳統(tǒng)的基于訓(xùn)練序列的發(fā)射機(jī)工作原理圖其中，1是調(diào)制單元，2是數(shù)據(jù)信號(hào)功率分配單元，3是插入導(dǎo)引單元，4是IFFT(逆離散傅立葉變換)單元，5是添加保護(hù)時(shí)隙單元，6是上變頻單元，7是天線，8是CAZAC序列產(chǎn)生單元，9是訓(xùn)練序列功率分配單元。
圖2是傳統(tǒng)的基于訓(xùn)練序列的接收機(jī)工作原理圖其中，7是天線，10是下變頻單元，11是同步單元，12是去保護(hù)時(shí)隙單元，13是FFT單元，14是抽取導(dǎo)引符號(hào)單元，15是信道估計(jì)單元，16是信道衰落補(bǔ)償單元，17是數(shù)據(jù)解調(diào)單元。
圖3是本發(fā)明主要步驟的流程圖其中ρ表示訓(xùn)練序列的相對(duì)功率。
圖4是本發(fā)明的發(fā)射機(jī)工作原理圖其中，1是調(diào)制單元，2是數(shù)據(jù)信號(hào)功率分配單元，3是插入導(dǎo)引單元，4是IFFT(逆離散傅立葉變換)單元，5是添加保護(hù)時(shí)隙單元，6是上變頻單元，7是天線，8是CAZAC序列產(chǎn)生單元，9是訓(xùn)練序列功率分配單元，13是FFT變換單元。
圖5是本發(fā)明的接收機(jī)的工作原理圖其中，7是天線，10是下變頻單元，11是同步單元，12是去保護(hù)時(shí)隙單元，13是FFT單元，14是抽取導(dǎo)引符號(hào)單元，15是信道估計(jì)單元，16是信道衰落補(bǔ)償單元，17是數(shù)據(jù)解調(diào)單元，8是CAZAC序列產(chǎn)生單元，9是訓(xùn)練序列功率分配單元，13是FFT變換單元，18是部分干擾對(duì)消單元。
圖6是本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的性能曲線圖其中，橫軸表示信噪比，單位是DB，縱軸表示誤比特率，兩條曲線都是在訓(xùn)練序列的功率比為0.5的條件下的方針結(jié)果，上方的曲線表示不采用本發(fā)明的發(fā)明方法的情況下，系統(tǒng)的性能曲線，下方的曲線表示采用本發(fā)明的分離方法的情況下系統(tǒng)的性能曲線。
具體實(shí)施例方式下面以給出一個(gè)具體的OFDM配置下，本專利的實(shí)現(xiàn)步驟。需要說明的是下例中的參數(shù)并不影響本專利的一般性。
我們選用M.1225信道，F(xiàn)FT長(zhǎng)度選擇4096，保護(hù)時(shí)隙取OFDM符號(hào)長(zhǎng)度的四分之一，訓(xùn)練序列選擇CHU序列，CHU序列的周期4096，數(shù)據(jù)調(diào)制選擇BPSK調(diào)制，ρ選取一個(gè)較大的功率因子0.5，即適當(dāng)?shù)脑鰪?qiáng)了訓(xùn)練序列的功率，導(dǎo)引圖案選用矩形的導(dǎo)引信號(hào)圖案，信道估計(jì)采用一階線性內(nèi)插的信道估計(jì)方法，為了便于比較，部分干擾對(duì)消因子λ分別取0.65和0。
用戶數(shù)據(jù)信號(hào)首先在模塊1進(jìn)行BPSK調(diào)制，然后在模塊2進(jìn)行功率分配，模塊3按矩形導(dǎo)引圖案插入導(dǎo)引；同時(shí)模塊8產(chǎn)生所需要的訓(xùn)練序列CHU序列，再經(jīng)過模塊9進(jìn)行訓(xùn)練序列功率分配，通過模塊13進(jìn)行4096點(diǎn)的FFT變換，之后和插入導(dǎo)引的數(shù)據(jù)信號(hào)進(jìn)行疊加，將疊加結(jié)果送入模塊4進(jìn)行4096點(diǎn)的IFFT變換，最后通過添加保護(hù)時(shí)隙模塊5，上變頻模塊6，送上天線7發(fā)射。如圖4所示。
接收機(jī)天線接收到的信號(hào)首先通過單元10進(jìn)行下變頻，然后送入同步模塊11進(jìn)行時(shí)間頻率同步，同步以后的信號(hào)再經(jīng)過去保護(hù)時(shí)隙單元12，進(jìn)入FFT變換單元13完成多載波調(diào)制的解調(diào)功能，從解調(diào)的信號(hào)中抽取導(dǎo)引符號(hào)在單元15進(jìn)行一階線性信道估計(jì)；同時(shí)收端進(jìn)行訓(xùn)練序列接收信號(hào)的重建，先由訓(xùn)練序列產(chǎn)生器單元8產(chǎn)生發(fā)端所用的4096點(diǎn)的CHU序列，將產(chǎn)生的序列乘以幅度因子 再通過單元13進(jìn)行FFT變換，然后將重建后的訓(xùn)練序列和信道估計(jì)結(jié)果相乘，然后乘以部分干擾對(duì)消因子ω，再?gòu)目偟慕邮招盘?hào)中減去訓(xùn)練序列的部分干擾，即完成干擾對(duì)消單元18的功能，來(lái)減小訓(xùn)練序列對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)的干擾，從FFT解調(diào)后的數(shù)據(jù)信息中減去干擾對(duì)消后的訓(xùn)練序列信息，就得到了比直接解調(diào)更準(zhǔn)確的數(shù)據(jù)信息，將此數(shù)據(jù)信息與信道估計(jì)模塊的輸出結(jié)果取倒數(shù)相乘，也就是去除數(shù)據(jù)信息的信道衰落，補(bǔ)償后的信號(hào)通過數(shù)據(jù)解調(diào)單元17，最后輸出。如圖5所示。
部分干擾對(duì)消因子λ分別取0.65和0兩種情況下系統(tǒng)的BER性能曲線如圖6所示，從圖中我們可以看出，上方的曲線表示不采用本發(fā)明的發(fā)明方法的情況下，即λ＝0的性能曲線，下方的曲線表示采用本發(fā)明的分離方法的情況下，即λ＝0.65系統(tǒng)的性能曲線。采用本發(fā)明的分離方法，可以降低訓(xùn)練序列對(duì)數(shù)據(jù)解調(diào)的影響，大幅度提高系統(tǒng)的性能，在現(xiàn)實(shí)無(wú)線通信系統(tǒng)有著巨大的應(yīng)用價(jià)值。
權(quán)利要求
1.一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓(xùn)練序列的分離方法，它包括下面步驟1)接收機(jī)根據(jù)已知的訓(xùn)練序列c對(duì)接收的信號(hào)r先進(jìn)行時(shí)間頻率同步；2)將r進(jìn)行FFT(快速富利葉變換)，得到接收端總的接收信號(hào)序列R；3)從R中抽取在發(fā)端插入的導(dǎo)引序列X，采用維納濾波方法得到信道估計(jì)結(jié)果H~=ω0·RX·X*,]]>其中ω0是插值濾波器的的系數(shù)，RX表示接收到的導(dǎo)引符號(hào)，X*表示發(fā)端發(fā)送的導(dǎo)引符號(hào)的共扼；其特征在于它還包含下列步驟4)將訓(xùn)練序列c進(jìn)行FFT變換得到序列C，將C與上述信道估計(jì)結(jié)果 相乘，得到C的重建信號(hào) 即C~=ρ·C·H~,]]>其中ρ是訓(xùn)練序列的功率因子；5)將 乘以部分干擾對(duì)消因子λ，即C~′=C~·λ;]]>6)從總的接收信號(hào)R中減去部分訓(xùn)練序列的干擾，得到分離后的信號(hào)S，S=R-C~′.]]>
2.按照權(quán)利要求1所述的一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓(xùn)練序列的分離方法，其特征是所述的信道估計(jì)方法可以是維納濾波，也可以是線性內(nèi)插，或者其他公知的信道估計(jì)方法。
3.按照權(quán)利要求1所述的一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓(xùn)練序列的分離方法，其特征是所述的部分干擾對(duì)消因子λ，λ∈(0，1)，λ具體值由信道估計(jì)的準(zhǔn)確程度決定，λ取值原則是使得系統(tǒng)的BER(誤比特率)最小。
4.按照權(quán)利要求1或3所述的一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓(xùn)練序列的分離方法，其特征是所述的部分干擾對(duì)消因子λ可以是0.65。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與基于時(shí)間頻率同步測(cè)量序列的一種分離方法，它是通過對(duì)接收的測(cè)量序列的信號(hào)進(jìn)行重建，根據(jù)信道估計(jì)的結(jié)果從接收的信號(hào)總和中抵消重建的測(cè)量序列的部分干擾，將部分干擾對(duì)消之后的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理。本發(fā)明可以通過軟件編程實(shí)現(xiàn)，也可以制成相應(yīng)的硬件電路。采用本發(fā)明的分離方法，可使系統(tǒng)具有高效的數(shù)據(jù)傳輸率，接收機(jī)可獲得準(zhǔn)確的同步性能，以及大幅度降低測(cè)量序列對(duì)用戶數(shù)據(jù)的影響，使系統(tǒng)獲得較高的性能和機(jī)動(dòng)靈活性。
文檔編號(hào)H04B17/00GK1543101SQ0311777
公開日2004年11月3日 申請(qǐng)日期2003年4月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年4月29日
發(fā)明者唐友喜, 趙宏志, 李少謙 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)