專利名稱：蜂窩移動(dòng)設(shè)備中對(duì)數(shù)據(jù)輔助頻率同步的改進(jìn)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及頻率同步領(lǐng)域，特別涉及在蜂窩移動(dòng)設(shè)備中對(duì)數(shù)據(jù)輔助頻率同步的一些改進(jìn)。
背景技術(shù)：
精確的頻率同步是由移動(dòng)臺(tái)執(zhí)行的一個(gè)基本過程，以便達(dá)到嚴(yán)格的規(guī)范要求，例如0.1ppm。緊接著開機(jī)時(shí)發(fā)生的初始小區(qū)搜索之后，允許對(duì)本機(jī)振蕩器的校準(zhǔn)。初始小區(qū)搜索是這樣的過程，它在一定程度上取決于所涉及PLMN(公用陸地移動(dòng)網(wǎng)絡(luò))的特性，但是在任何情況下，初始小區(qū)搜索包括所分配帶寬的頻率掃描和為了檢測(cè)要與之通信的目標(biāo)小區(qū)，而進(jìn)行的同步序列檢測(cè)，該同步序列是在小區(qū)的基礎(chǔ)上分配的。在初始小區(qū)搜索結(jié)束時(shí)，期望目標(biāo)小區(qū)的載波頻率的頻率誤差為±10PPM，這是由于商用基準(zhǔn)振蕩器的不精確性造成的。如果不立即校正，這個(gè)誤差就會(huì)降低解調(diào)信號(hào)的品質(zhì)和增加誤比特率。在過去的幾年里，數(shù)據(jù)輔助頻率同步技術(shù)已經(jīng)被廣泛研究，并且最近已經(jīng)提出了用于移動(dòng)電話的一些令人感興趣的技術(shù)方案。
第一種數(shù)據(jù)輔助頻率同步方法是在Y-Pin Eric Wang and Tony Ottosson，titled“Cell Search in W-CDMA”，published on IEEE Journal On Selected AreasIn Communications，Vol.18，No.8，August 2000(Y-Pin Eric Wang和TonyOttosson在2000年8月的IEEE雜志“通信中的特選領(lǐng)域”的第18卷第8期中發(fā)表的、標(biāo)題為“W-CDMA中的小區(qū)搜索”)的文章中公開的。該方法通過使用在寬帶碼分多址接入(W-CDMA)系統(tǒng)中連續(xù)發(fā)送的Perch信道的導(dǎo)頻碼元的知識(shí)，來估計(jì)頻率誤差。使用±20kHz的頻率偏移來開始檢測(cè)導(dǎo)頻碼元。通過估計(jì)頻率 來消除該頻移，該 使在由最大可能的頻率誤差限定的頻率不確定區(qū)域內(nèi)的判定統(tǒng)計(jì)(decision statistic)z最大。次優(yōu)的度量值(metric)z′可通過解擴(kuò)導(dǎo)頻碼元、去調(diào)制和計(jì)算所得碼元的64點(diǎn)FFT(快速付立葉變換)來獲得。通過累加M個(gè)時(shí)隙的判定統(tǒng)計(jì)z′并進(jìn)行二次插值來獲得頻率
不是基于FFT的明確計(jì)算的第二種數(shù)據(jù)輔助頻率同步方法是在MarcoLuise and Ruggero Reggiannini，titled“Carrier Frequency Recovery in All-digitalModems for Burst-Mode Transmissions”，published on IEEE Transactions onCommunications，Vol.43 No.2/3/4 February 1995(Marco Luise和RuggeroReggiannini發(fā)表于1995年2月的IEEE通信學(xué)報(bào)第43卷第2/3/4期的標(biāo)題為“用于突發(fā)模式傳輸?shù)娜珨?shù)字調(diào)制解調(diào)器中的載波頻率恢復(fù)”)的文章中公開的。這篇文章無疑構(gòu)成了所討論的本發(fā)明的最近的現(xiàn)有技術(shù)。它公開了一種開環(huán)/閉環(huán)全數(shù)字頻率偏移概算器，在兩種不同的通信情況中評(píng)估其性能使用標(biāo)準(zhǔn)調(diào)制和突發(fā)格式的TDMA(時(shí)分多址接入)衛(wèi)星鏈路和GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))類型的移動(dòng)蜂窩陸地?zé)o線系統(tǒng)。特別是，接收機(jī)的功能框圖中使用了該文圖12中可見的閉環(huán)頻率跟蹤器，其很大程度上啟發(fā)了適于按照所討論的本發(fā)明的頻率同步方法進(jìn)行運(yùn)作的移動(dòng)臺(tái)接收機(jī)的體系結(jié)構(gòu)。通過對(duì)該文圖12中名為“應(yīng)用和L個(gè)突發(fā)序列的均值”的塊的操作與本發(fā)明的說明書中的附圖6中的“均值調(diào)節(jié)器”的比較，可明白所討論的本發(fā)明的新穎性，而不是硬件體系結(jié)構(gòu)。在所引用的文章中，就TDMA衛(wèi)星鏈路的頻率誤差校正而言，通過計(jì)算開環(huán)配置中的頻率誤差的次優(yōu)表達(dá)式[(12)對(duì)應(yīng)于本申請(qǐng)的表達(dá)式(8)]和對(duì)與L＝10÷20一樣多的在理想信道上5到10dB范圍內(nèi)的SNR(信噪比)的估計(jì)值進(jìn)行平均，也可以獲得好的性能。雖然由于Δf零位點(diǎn)附近的平均頻率誤差的偏差，在GSM情況下不能使用開環(huán)，但是在假定條件下頻率誤差是無偏差的這個(gè)事實(shí)使其成為可能；該偏差是由熱噪聲和對(duì)信令的脈沖波形的不完全了解而導(dǎo)致的。所指出的補(bǔ)救方法著眼于閉環(huán)或混合開環(huán)/閉環(huán)配置的使用。
顯然在引入用于處理不同TDMA幀結(jié)構(gòu)和有關(guān)同步序列的長(zhǎng)度的某些匹配之后，朝著第3代無線移動(dòng)系統(tǒng)的演進(jìn)迫使通信設(shè)備制造商測(cè)試在新環(huán)境中已知的頻率同步算法的跟蹤性能。通過基于理論分析和計(jì)算機(jī)仿真的標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)來執(zhí)行相關(guān)測(cè)試。負(fù)責(zé)使用CDMA(碼分多址接入)技術(shù)的新UMTS(通用移動(dòng)通信系統(tǒng))領(lǐng)域中的標(biāo)準(zhǔn)化的3GPP(第三代合作項(xiàng)目)委員會(huì)，已經(jīng)標(biāo)準(zhǔn)化了用于用戶設(shè)備(UE)的UTRA(通用地面無線接入)接口。在說明書的其余部分，MS和UE是同義詞。UTRA標(biāo)準(zhǔn)確定了FDD(頻分雙工)和TDD(時(shí)分雙工)模式的最少的RF特征。3.84Mcps(兆碼片每秒)的FDD模式也被稱為W-CDMA(寬帶)。TDD模式包括3.84Mcps的HCR(高碼片率)選項(xiàng)和1.28Mcps的LCR(低碼片率)選項(xiàng)。1.28Mcps標(biāo)準(zhǔn)的大多數(shù)特性是由本中請(qǐng)人和CWTS(中國(guó)無線通信標(biāo)準(zhǔn))合作組聯(lián)合開發(fā)的。所得系統(tǒng)，即所知的TD-SCDMA(時(shí)分-同步CDMA)無線傳輸技術(shù)(RTT)已由CWTS委員會(huì)向3GPP提議，它采用了與UTRA-LCR-TDD相同的物理層，與后者不同主要是因?yàn)橄噜徯^(qū)之間的基站同步。
本發(fā)明的方法可用于大多數(shù)已知的第二代和第三代無線移動(dòng)系統(tǒng)(其中，在申請(qǐng)人的實(shí)驗(yàn)室里，最集中地研究了TD-SCDMA)，所以，簡(jiǎn)要地回顧一些眾所周知的無線接口的物理層，例如與GSM/DCS/GPRS、3.84Mcps的UTRA-FDD和1.28Mcps的TD-SCDMA有關(guān)的物理層是有用的。
圖1A示出了長(zhǎng)為4.615ms，包括8個(gè)長(zhǎng)為0.577ms的時(shí)隙的基本GSM幀。在GSM 05.02，版本8.0.1(發(fā)布1999)中描述了相關(guān)的MS物理層。每個(gè)時(shí)隙包括從所有系統(tǒng)中可預(yù)見的4種不同類型的突發(fā)序列中選擇的傳輸突發(fā)序列。出于本發(fā)明的目的，僅描述一般突發(fā)序列。該突發(fā)序列順序包括3個(gè)尾比特、58個(gè)加密比特(凈荷或信令)、中間碼位置上的26比特的訓(xùn)練序列、另外58個(gè)加密比特、3個(gè)尾比特和3比特持續(xù)時(shí)間的保護(hù)周期。業(yè)務(wù)和信令多幀和超幀完成了時(shí)間上的分級(jí)結(jié)構(gòu)。
圖1B示出了3.84Mcps UTRA-FDD的下行鏈路幀。相關(guān)UE的物理層在“3GPP TS25.211，版本4.2.0(2001-09)發(fā)布4”中描述。其幀長(zhǎng)為10ms，包括屬于15個(gè)時(shí)隙，TS0，……，TS14，的38,400個(gè)碼片。其中每個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)為2560個(gè)碼片。每個(gè)時(shí)隙的前256個(gè)碼片被分配給用于小區(qū)搜索的下行鏈路同步信道SCH。SCH信道包括兩個(gè)子信道，主SCH和輔SCH，它們的數(shù)字模式與其它擴(kuò)頻信道之間不是正交的，且即使在噪聲環(huán)境也可區(qū)分出它們。主SCH由256個(gè)碼片的調(diào)制碼，也叫做主同步碼(PSC)構(gòu)成，該調(diào)制碼對(duì)系統(tǒng)中的所有小區(qū)都是相同的。輔SCH由256個(gè)碼片的調(diào)制碼，也叫做輔同步碼(SSC)構(gòu)成。SSC與PSC并行發(fā)送。在解調(diào)和SSC碼檢測(cè)之后，輔SCH提供特定的碼組合和調(diào)制序列，二者聯(lián)合尋址時(shí)隙號(hào)和目標(biāo)小區(qū)的擾碼組。
圖1C涉及1.28Mcps的UTRA-TDD和TD-SCDMA。在圖1C中描述了基本TD-SCDMA無線幀?；編?見3GPP TS25.221，版本4.2.0(2001-09)發(fā)布4)的持續(xù)時(shí)間為10ms，且被分成兩個(gè)5ms的子幀。子幀的結(jié)構(gòu)相同?；編磺短走M(jìn)包括超幀等的多級(jí)TDMA分級(jí)結(jié)構(gòu)中。每個(gè)5ms的子幀有6400個(gè)碼片(Tc＝0.78125μs)，被再分到7個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)隙(TS0，……，TS6)，再加上3個(gè)被稱為DwPTS(下行鏈路導(dǎo)頻時(shí)隙)、GP(主保護(hù)周期)和UpPTS(上行鏈路導(dǎo)頻時(shí)隙)的特殊時(shí)隙，每個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)隙包括864個(gè)碼片。通過正確配置上行鏈路(↑)和下行鏈路(↓)時(shí)隙的數(shù)量和交換點(diǎn)，TD-SCDMA可以以對(duì)稱和不對(duì)稱模式工作。在任何配置中，都必須給下行鏈路分配至少一個(gè)時(shí)隙(時(shí)隙#0)，都必須給上行鏈路分配至少一個(gè)時(shí)隙(時(shí)隙#1)。在圖1C的左下方的數(shù)據(jù)突發(fā)序列包括位于中間的中間碼和兩個(gè)相同的數(shù)據(jù)部分。數(shù)據(jù)部分用信道化碼(OVSF1，2，4，8，或12)和擾碼的組合進(jìn)行擴(kuò)頻。在圖1C的右下方的DwPTS突發(fā)序列包括保護(hù)周期GP和用于下行鏈路幀同步的64個(gè)碼片的SYNC序列。在該標(biāo)準(zhǔn)中，雖然可在小區(qū)的基礎(chǔ)上來分配表征DwPTS導(dǎo)頻的32個(gè)SYNC序列，但是對(duì)所有PLMN小區(qū)公用的下行鏈路導(dǎo)頻碼是不可預(yù)見的。有32個(gè)擾碼組，其與32個(gè)碼片的SYNC序列和32個(gè)基本中間碼組一一相關(guān)。每個(gè)擾碼組包括4個(gè)擾碼，且每個(gè)中間碼組包括4個(gè)基本中間碼。在一組內(nèi)，擾碼和中間碼是一一相關(guān)的。一旦目標(biāo)小區(qū)的SYNC被檢測(cè)到，UE可以使用嘗試和錯(cuò)誤(try and error)技術(shù)來確定所實(shí)際使用的基本中間碼。在全部幀中使用相同的中間碼。由于每個(gè)基本中間碼與一個(gè)擾碼相關(guān)，那么此時(shí)擾碼也是已知的且可以獲得BCH(廣播信道)信息。
在本發(fā)明可應(yīng)用的所有無線移動(dòng)系統(tǒng)中，在初始小區(qū)搜索結(jié)束時(shí)校準(zhǔn)包括在移動(dòng)電話中的基準(zhǔn)振蕩器，該搜索過程依賴于系統(tǒng)，其目的在于檢測(cè)目標(biāo)小區(qū)的載波(具有最大功率的載波)、同步時(shí)隙(幀定位)和獲得目標(biāo)小區(qū)的BSIC(基站標(biāo)識(shí)碼)。對(duì)幀定位了解的精確性影響頻率同步算法的性能。就TD-SCDMA而言，初始同步過程(小區(qū)搜索)已經(jīng)被相同申請(qǐng)人于2002年1月21號(hào)提交的國(guó)際專利申請(qǐng)PCT/IT02/00035全部公開了，并將其與本文相結(jié)合以供參考。在該過程中，使用1碼片的抽樣率來獲得幀定位(沒有過抽樣)，這樣，最大誤差為1/2碼片。概要的技術(shù)問題本方法的目標(biāo)是設(shè)置UE的工作頻率，使其相對(duì)于固定基站(BS)的工作頻率，具有至少為0.1ppm的精度。如在下面窄帶TDD的3GPP規(guī)范中所述的·對(duì)于UEUE調(diào)制載波頻率與從BS接收的載波頻率相比，在一個(gè)時(shí)隙的期間內(nèi)觀測(cè)到的精度應(yīng)精確到±0.1PPM范圍內(nèi)。由于BS頻率誤差和多普勒頻移，這些信號(hào)有明顯的誤差。在后一種情況下，來自BS的信號(hào)必須在足夠長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)進(jìn)行平均，這允許噪聲和干擾造成的誤差在高于±0.1PPM數(shù)字的范圍內(nèi)。對(duì)于RF頻率產(chǎn)生和碼片時(shí)鐘，UE應(yīng)使用相同的頻率源。
·對(duì)于BS對(duì)于RF頻率產(chǎn)生，BS的調(diào)制載波頻率在一個(gè)時(shí)隙期間內(nèi)觀測(cè)到的誤差應(yīng)精確到±0.05PPM范圍內(nèi)。
在大多數(shù)普通蜂窩系統(tǒng)的規(guī)范中推薦使用0.1PPM的最大殘留偏移。因?yàn)锽S已將所發(fā)送載波的頻率誤差保持在規(guī)范所限定的范圍內(nèi)，所以在初始小區(qū)搜索結(jié)束時(shí)帶來的頻率誤差主要與MS/UE的基準(zhǔn)振蕩器的誤差有關(guān)。假定基本上所有的幀校準(zhǔn)算法可接受大約10ppm的誤差，該算法在MS/UE基準(zhǔn)振蕩器的校準(zhǔn)之前的初始小區(qū)搜索中使用。例如，在UE內(nèi)使用TCXO(溫度補(bǔ)償晶體振蕩器)來作為基準(zhǔn)振蕩器可以達(dá)到大約10ppm的所要求穩(wěn)定性。一般的商用TCXO在從-30℃到+75℃的溫度范圍內(nèi)，具有大約+/-2.5ppm的溫度穩(wěn)定性和大約+/-2ppm的固定誤差?？紤]到老化問題，商用TCXO的穩(wěn)定性符合10ppm的要求。
為了校正初始頻率誤差，已經(jīng)使用了適于GSM環(huán)境的最近現(xiàn)有技術(shù)的方法和體系結(jié)構(gòu)進(jìn)行了第一嘗試。在GSM環(huán)境中，在用于頻率校正的數(shù)據(jù)輔助算法中有用的唯一序列是位于每個(gè)普通突發(fā)序列的中間碼位置的訓(xùn)練序列。由于同步信道SCH是不連續(xù)發(fā)送地(每9幀發(fā)送一次)，所以對(duì)L幀上的獲得值進(jìn)行平均是不可取的。在UMTS系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)輔助算法可以使用下行鏈路同步碼和中間碼。在下面可以足夠地弄清楚，用于計(jì)算頻率誤差的已知的數(shù)學(xué)表達(dá)式本質(zhì)上將可估計(jì)頻率誤差Δf限定在下列范圍內(nèi)Δf<1Tc(M+1)]]>其中Tc是碼片時(shí)間，M N/2，且N是在數(shù)據(jù)輔助算法中使用的訓(xùn)練序列的長(zhǎng)度。為了允許最大校正，頻率校正方法的適用范圍的主要界限是使用已知數(shù)學(xué)表達(dá)式(8)計(jì)算的最大偏移Δfmax大于10ppm。所計(jì)算的Δfmax值依賴于碼片率(或比特率)以及所考慮標(biāo)準(zhǔn)的物理層的特性，同時(shí)該10ppm數(shù)值也依賴于PLMN的所分配帶寬。特別是它可以在下列情況下容易地校驗(yàn)·GSM-900MHz 圖1A-(Tc＝3.6μs，N＝26)，所計(jì)算的Δfmax為19.35kHz，TCXO的所要求的10ppm穩(wěn)定性大約為±9kHz，較寬地進(jìn)入表達(dá)式(8)的有效范圍。0.1ppm校準(zhǔn)誤差為±90Hz。
·GSM-1800MHz 圖1A-(Tc＝3.6μs，N＝26)，所計(jì)算的Δfmax。為19.35kHz，所要求的0.1ppm誤差大約為±18kHz，進(jìn)入表達(dá)式(8)的有效范圍。0.1ppm校準(zhǔn)誤差為±180Hz。
·CDMA-TDMA-FDD 圖1B-(Tc＝0.26μs，N＝256)，所計(jì)算的Δfmax為29.8kHz，所分配帶寬位于2GHz附近，且10ppm誤差大約為±20kHz，進(jìn)入表達(dá)式(8)的有效范圍。0.1ppm校準(zhǔn)誤差為±200Hz。因?yàn)槊總€(gè)時(shí)隙(2560碼片長(zhǎng))都發(fā)送SCH序列(256碼片長(zhǎng))，每幀總共15個(gè)主同步序列在理論上是可用于加速初始校準(zhǔn)的。在這種情況下，專用DSP的實(shí)時(shí)約束造成了限制。
·使用3.84Mcps的高碼片率(HCR)選擇的CDMA-TDMA-FDD系統(tǒng)。在與1.28Mcps的LCR選擇相同的3GPP TS25.221中描述了相關(guān)UE的物理層。幀長(zhǎng)為10ms，且包括屬于15個(gè)時(shí)隙，TS0，……，TS14，的38,400個(gè)碼片。每個(gè)時(shí)隙包括2560個(gè)碼片。由8個(gè)位置彼此隔開的一個(gè)或兩個(gè)時(shí)隙(即TS0和TS8)屬于同步幀。每個(gè)同步時(shí)隙的前256個(gè)碼片被分配給下行同步信道SCH。幀類似于圖1B(Tc＝0.26us，N＝256)的在前的幀，且類似地，10ppm穩(wěn)定性進(jìn)入表達(dá)式(8)的有效范圍。0.1ppm校準(zhǔn)誤差為±200Hz。
·TD-SCDMA圖1C-將SYNC碼用作表達(dá)式(8)中的訓(xùn)練序列-(Tc＝0.78125μs，N＝64)，所計(jì)算的Δfmax為38kHz。所分配帶寬位于2GHz附近，且10ppm誤差大約為±20kHz，其進(jìn)入表達(dá)式(8)的有效范圍。0.1ppm校準(zhǔn)誤差為±200Hz。將中間碼取代用作訓(xùn)練序列-(Tc＝0.78125μs，N＝144)，所計(jì)算的Δfmax為17kHz。在這種情況下，±20kHz的10ppm誤差落到表達(dá)式(8)的有效范圍之外，而且是不可糾正的。在校準(zhǔn)過程中使用SYNC序列的選擇允許使用低成本的商用TCXO，但是，由于短長(zhǎng)度(64碼片)，不對(duì)稱精度不足以保證具有可接受概率的低于±200Hz的頻率誤差f。相反，校準(zhǔn)過程中使用較長(zhǎng)中間碼序列(144碼片)的選擇，保證了具有可接受概率的低于±200Hz的頻率誤差f，但是需要更貴和精確的基準(zhǔn)振蕩器。需要在兩個(gè)要求之間的折中方案。
通過引進(jìn)了下列假定，已經(jīng)用最近現(xiàn)有技術(shù)的跟蹤方法測(cè)試了1.28Mcps的TD-SCDMA窄帶系統(tǒng)·在傳播信道模型的實(shí)際仿真中使用了閉環(huán)配置，該信道模型在TR101 112 v3.2.0，“通用移動(dòng)通信系統(tǒng)；用于UMTS(UMTS 30.03版本3.2.0)的無線傳輸技術(shù)的選擇的選擇過程”中描述的，其使用了ITU車載信道A，其移動(dòng)速度為120km/h且C/I(載波與干擾功率比)＝-3dB；·使用中間碼；·在L＝5個(gè)幀上平均頻率誤差；·校正步驟[在引文的(24)中用γ或本說明書的(10)中用K表示]的步長(zhǎng)被設(shè)為＝0.1；·初始頻率偏移從600Hz(0.3ppm)附近開始，以便消除對(duì)中間碼的使用的限制。
圖2和3示出了仿真會(huì)話(session)的結(jié)果。圖2示出了3個(gè)函數(shù)曲線，該曲線用多個(gè)折線表示，上述函數(shù)是在所關(guān)心的5幀組上計(jì)算的頻率誤差Δf、方差和標(biāo)準(zhǔn)偏差Std的簡(jiǎn)單均值的迭代數(shù)的函數(shù)。圖3示出了估計(jì)過程的50、100和200次迭代中的3個(gè)頻率誤差的累積分布。這2個(gè)圖清楚地表明了(雖然開始Δf值迅速下降)已知算法的性能在新的UMTS環(huán)境中還是不可接受的，并且因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)偏差和方差持續(xù)保持在0.1ppm的上界(200Hz)，在200次迭代之后達(dá)到0.1ppm(200Hz)精度的誤差概率低到了67％?？梢詳喽ㄔ谛碌腢MTS環(huán)境中，在仿真采用的實(shí)際假設(shè)下，現(xiàn)有技術(shù)的已研究的方法很難遵守0.1ppm的下界，且在任何情況下，收斂太慢。用于提高漸近準(zhǔn)確性的合理的方法可能是減少頻率偏移估計(jì)的校正步驟，該方法在噪聲環(huán)境下特別有用，但是這樣做仍需要很多次迭代來獲得所期望的精度。就TD-SCDMA系統(tǒng)而言，所指出的已知方法的缺陷有相當(dāng)普遍的特性且就其它標(biāo)準(zhǔn)而言也證明了該特性。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的主要目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，并指出基于用于計(jì)算頻率誤差Δf的已知表達(dá)式(8)的頻率同步的方法，該方法在用于校正本地振蕩器的頻率、保持0.1ppm最大殘留偏移的反饋回路中使用。該最大殘留偏移適用于大多數(shù)普通蜂窩系統(tǒng)，尤其是TD-SCDMA系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一目的在于加速向0.1ppm校準(zhǔn)誤差的收斂。
本發(fā)明的另一目的在于指出用于TD-SCDMA的、在誤差估計(jì)中將SYNC碼和中間碼用作訓(xùn)練序列之間的平衡標(biāo)準(zhǔn)。
本發(fā)明的另一目的在于不減緩本方法的收斂速度來應(yīng)付噪聲信道。
為了實(shí)現(xiàn)所述目的，本發(fā)明的主體是如權(quán)利要求1公開的閉環(huán)頻率同步方法，其在平均處理中舍棄了所有具有不同于大多數(shù)項(xiàng)的符號(hào)的Δf。主要優(yōu)點(diǎn)在于提高了頻率校正的可靠性，并因而提高了其精度。在從屬權(quán)利要求中公開了所述方法的附加技術(shù)特征。根據(jù)從屬權(quán)利要求，本發(fā)明的方法引入了一組變化方式，同現(xiàn)有技術(shù)的簡(jiǎn)單平均相比，其在用于頻率誤差估計(jì)的平均處理中提供了新的機(jī)會(huì)。
第一變化方式用已平均子集的標(biāo)準(zhǔn)偏差σ來限制在平均處理中使用的符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)。為了評(píng)估校正效果的存在(entity)，標(biāo)準(zhǔn)偏差σ必須與參考值相比較。由于缺少絕對(duì)參考值，取而代之的是使用最后一次非零頻率校正的標(biāo)準(zhǔn)偏差。
第二變化方式在兩個(gè)非零頻率校正之間維持最少幀數(shù)，該最少幀數(shù)是由在平均處理中使用的符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)得到的。該變量涉及本方法的收斂時(shí)間及其精度。它還提高了數(shù)字回路的穩(wěn)定性。
第三變化方式在兩個(gè)非零頻率校正之間維持最少幀數(shù)，該最少幀數(shù)是由第二變量得到的。本變量還增加了前述實(shí)現(xiàn)的益處。
第四變化方式是用于動(dòng)態(tài)配置各種估計(jì)參數(shù)的變化方式。更確切地說，在迭代的初始組中，為了達(dá)到最終所要求的精度，選擇具有步長(zhǎng)高值(0.1)的參數(shù)組，比選擇低值(0.05，0.01)能獲得更快收斂。該方法在應(yīng)付噪聲特別大信道時(shí)有用。
前述的變化方式與將被優(yōu)化的一樣多的估計(jì)參數(shù)相關(guān)。這些參數(shù)以及校正步長(zhǎng)K和誤差緩沖器的長(zhǎng)度L一起構(gòu)成了一組5個(gè)相關(guān)變量，其可以被精細(xì)的調(diào)整，以便在估計(jì)中達(dá)到最大精度和在大多數(shù)實(shí)際信道和各種移動(dòng)速度中實(shí)現(xiàn)快收斂。這樣本發(fā)明有效地允許UE的本地振蕩器校準(zhǔn)到各種標(biāo)準(zhǔn)所要求的0.1ppm的精度。
根據(jù)第五變化方式，通過引入初步開環(huán)估計(jì)，來解決加速收斂的問題，該初步開環(huán)估計(jì)迅速將初始頻率偏移從10ppm減少到小于2ppm，于是，將估計(jì)回路閉環(huán)以達(dá)到0.1ppm的頻率偏移。對(duì)于只有TD-SCDMA的系統(tǒng)，按照本發(fā)明的第六變化方式，在初步開環(huán)估計(jì)中使用短SYNC，同時(shí)在引入閉環(huán)估計(jì)時(shí)，切換到使用較長(zhǎng)的中間碼。開環(huán)/閉環(huán)方法的仿真示出了，初始開環(huán)估計(jì)允許在稍多于10次迭代后將頻率偏移從20kHz快速地減少到少于2kHz，給隨后的閉環(huán)估計(jì)節(jié)省了時(shí)間，該閉環(huán)估計(jì)可以更從容地開始。開環(huán)/閉環(huán)誤差估計(jì)像一協(xié)作組合一樣工作，該協(xié)作組合確保了即使初始頻率誤差在10ppm的范圍內(nèi)，也可以在近0.5秒內(nèi)達(dá)到0.1ppm的最終精度。本發(fā)明的第五/第六變化方式不同于在最近現(xiàn)有技術(shù)中建議的混合開環(huán)/閉環(huán)配置，其中，術(shù)語(yǔ)混合不是指在同一估計(jì)過程中的兩個(gè)配置之間的切換，而是兩個(gè)獨(dú)立的策略以在不同處理中執(zhí)行平均。
圖4和圖5示出了與本發(fā)明的方法相關(guān)的仿真期間的結(jié)果，其中，所采用的信道參數(shù)仍是能導(dǎo)出圖2和圖3中的曲線的參數(shù)，該曲線是使用所存儲(chǔ)誤差的簡(jiǎn)單平均而獲得的。特別是，圖4示出了在50次迭代之后，標(biāo)準(zhǔn)偏差和方差都低于200Hz的界限，與圖2中可見的缺少到該界限的收斂相反。圖5示出了在只有100次迭代之后，達(dá)到0.1ppm(200Hz)精度的誤差概率為87％，與在圖3的曲線中在200次迭代后為67％相對(duì)。從前述中可以斷定在所有最普通的第二代和第三代蜂窩系統(tǒng)中，本發(fā)明的方法無差異地實(shí)現(xiàn)了其目的。
本發(fā)明的其他主體是包括依照本發(fā)明的方法及其變化形式運(yùn)行的裝置的移動(dòng)臺(tái)(或用戶設(shè)備)，如相關(guān)權(quán)利要求中所公開的。


在所附權(quán)利要求中具體闡述了被認(rèn)為是新穎的本發(fā)明的特點(diǎn)。結(jié)合附圖，參考下面其實(shí)施例的詳細(xì)描述，可以理解本發(fā)明及其進(jìn)一步的目的和優(yōu)點(diǎn)，所給出的附圖僅用于非限定性解釋的目的，其中圖1A、1B和1C分別示出了GSM、UTRA-TDMA-FDD和UTRA-TDMA-TDD(或TD-SCDMA)的標(biāo)準(zhǔn)無線幀；圖2和3示出了根據(jù)最近現(xiàn)有技術(shù)的方法的、就像其用于TD-SCDMAUTRA情況下的頻率偏移估計(jì)的仿真曲線；圖4和5示出了根據(jù)在TD-SCDMA UTRA情況下使用的本發(fā)明的方法的比較仿真曲線；圖6示出了包括均值調(diào)節(jié)器框的用戶設(shè)備體系結(jié)構(gòu)，該均值調(diào)節(jié)器根據(jù)本發(fā)明的方法運(yùn)行；圖7到13示出了與本發(fā)明的頻率同步方法的步驟相關(guān)的很多框圖；圖14到29示出了在TD-SCDMA UTRA情況下使用的根據(jù)本發(fā)明的方法及其變化方式的其它仿真曲線；
圖30再現(xiàn)了包括根據(jù)TR101 112的多徑衰落描述的值的表1。
具體實(shí)施例方式
參考圖6，再現(xiàn)了適于執(zhí)行本發(fā)明的頻率同步方法的UE接收機(jī)的功能框圖。雖然參照TD-SCDMA的所述體系結(jié)構(gòu)很普遍，但是除了一些細(xì)節(jié)(即SPRq、SYNC)之外，也可以參照GSM類型的UE接收機(jī)。為了完備，在圖6中也模擬了信道，如在接收天線處所見的。在所關(guān)心的信道模型中，占s(t)表示所發(fā)送信號(hào)，c(t)是信道衰落過程(即瑞利衰落)，和n(t)用來模擬熱噪聲和多用戶干擾(小區(qū)內(nèi)和小區(qū)間)。在UE接收機(jī)的輸入處，接收信號(hào)r(t)是可見的，該信號(hào)到達(dá)包括帶通RF濾波器和低噪聲接收放大器(二者都不可見)的前端FR-END框。在前端的輸出處，RF信號(hào)由DOWNCONV框下變換成基帶頻率，該DOWNCONV框包括由本地振蕩器TCXO產(chǎn)生的正弦信號(hào) 控制的(piloted)模擬混合器。 項(xiàng)用來模擬在接收信號(hào)的基帶內(nèi)的相位旋轉(zhuǎn)，作為等于Δf的頻率誤差的結(jié)果。 值不是相關(guān)的，這樣，在下文中已將其設(shè)置為0以簡(jiǎn)化該符號(hào)。在DOWNCONV框的輸出處級(jí)聯(lián)了下列框采樣器、A/D、幀緩沖器、RRC濾波器和數(shù)據(jù)檢測(cè)器。信號(hào)ol(t)被分路且進(jìn)行了π/2的相移，然后被應(yīng)用到加陰影的第二DOWNCONV框，其輸出被連接到加陰影的采樣器、A/D轉(zhuǎn)換器、幀緩沖器和RRC濾波器鏈上，這些框被依次連接到未加陰影的數(shù)據(jù)檢測(cè)器上。陰影指的是正交路徑且未加陰影框指的是同相路徑。為了簡(jiǎn)化，從現(xiàn)在開始僅考慮同相路徑。因?yàn)閿?shù)據(jù)碼元是從分別分配給同相和正交路徑的兩個(gè)被交織和編碼的數(shù)據(jù)比特中產(chǎn)生的，所以采樣器框以符合奈奎斯特定律的l/Tc(在TD-SCDMA情況下，Tc＝0.78125us)的抽樣頻率對(duì)基帶接收信號(hào)r(t)進(jìn)行抽樣。模擬抽樣信號(hào)被數(shù)字轉(zhuǎn)換且存儲(chǔ)于標(biāo)記為“幀緩沖器”的存儲(chǔ)器框中，其有空間來存儲(chǔ)一組5ms的數(shù)字信號(hào)(TD-SCDMA子幀)，或?yàn)闈M足初始同步過程的某些平均處理的需求而累積的更大的組。用兩步來執(zhí)行從RF到基帶的頻率下變換第一，RF到IF(中頻)，其中，過濾在所關(guān)心帶寬附近的IF信號(hào)；第二，從IF到基帶和低通濾波。通常對(duì)用于UE的硬件體系結(jié)構(gòu)沒有限制，這樣DOWNCONV框可以分別根據(jù)與寬帶或窄帶接收機(jī)有關(guān)的兩個(gè)硬件選項(xiàng)來實(shí)現(xiàn)。就寬帶接收機(jī)而言，RF和IF濾波器的帶寬均為所分配帶寬(即20MHz)。通過將接收信號(hào)r(t)與具有固定頻率的模擬信號(hào)。ol(t)相乘，來將整個(gè)RF信號(hào)變換成IF信號(hào)。IF信號(hào)使用快速A/D轉(zhuǎn)換器進(jìn)行模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換，且所存儲(chǔ)的5ms的數(shù)字集合涉及整個(gè)帶寬。然后所存儲(chǔ)集合與已以某種方式被調(diào)諧的IF正弦波數(shù)字相乘，來僅基帶轉(zhuǎn)換目標(biāo)頻率。就窄帶接收機(jī)而言，第一選擇是RF和IF濾波器都具有信道帶寬(1.6MHz)，第二選擇是RF濾波器是寬帶的(20MHz)，而IF濾波器具有信道帶寬。在這兩種選擇中，將接收信號(hào)r(f)與及時(shí)調(diào)諧的模擬信號(hào)ol(t)相乘，來將所選擇RF信道轉(zhuǎn)換成IF。該IF信號(hào)使用低速A/D轉(zhuǎn)換器進(jìn)行模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換，且所存儲(chǔ)的5ms的數(shù)字集合僅涉及所選信道。為了基帶轉(zhuǎn)換該IF信道，然后將所存儲(chǔ)組與具有固定頻率的IF正弦波數(shù)字復(fù)用相乘。
存儲(chǔ)在幀緩沖器中的數(shù)字信號(hào)被發(fā)送給RRC濾波器框，其是滾降α＝0.22且?guī)挒?.6MHz的低通平方根升余弦(RRC)濾波器，該帶寬是通過將(1+α)與1.28Mcps的碼片速率相乘而得到的。濾波后的信號(hào)rk被分路成兩個(gè)信號(hào)，第一個(gè)信號(hào)到達(dá)了數(shù)據(jù)檢測(cè)器框的輸入，第二個(gè)信號(hào)到達(dá)了下列框的輸入校準(zhǔn)器和調(diào)制消除器、SYNC-DET和MID-DET。數(shù)據(jù)檢測(cè)器框接收其它兩個(gè)數(shù)字信號(hào)所檢測(cè)的中間碼MD和一個(gè)或多個(gè)擴(kuò)頻序列SPRq，并產(chǎn)生初始數(shù)據(jù)序列的估計(jì)值 該初始數(shù)據(jù)序列由BS在分配給用戶的時(shí)隙的下行鏈路突發(fā)序列的兩個(gè)數(shù)據(jù)部分器件被發(fā)送。在本發(fā)明中不是特別關(guān)心數(shù)據(jù)檢測(cè)，本發(fā)明僅使用中間碼MID和/或?qū)ьl同步序列SYNC，用于校正信號(hào)ol(t)的頻率誤差。僅僅為了完整，通過將連接到BS的用戶的特征簽名與序列rk去相關(guān)，而以已知方法產(chǎn)生數(shù)字序列 通過將所分配擴(kuò)頻碼SPRq和與在所分配時(shí)隙發(fā)送的中間碼MID一致的所估計(jì)的信道脈沖響應(yīng)相卷積，來獲得該數(shù)字簽名。用與中間碼MID相關(guān)的擾碼來對(duì)已去相關(guān)的序列進(jìn)行去擾，并隨后譯碼和去交織以獲得被轉(zhuǎn)發(fā)給終端設(shè)備(未示出)的最終數(shù)字序列 內(nèi)部的UE處理器框控制UE接收機(jī)的運(yùn)行。UE處理器包括微處理器、相關(guān)RAM、總線接口、和用于存儲(chǔ)微處理器固件的ROM。UE處理器經(jīng)內(nèi)部總線被連接到大多數(shù)可見框，且其具有一SIM卡(用戶標(biāo)識(shí)模塊)，其存儲(chǔ)所感興趣的頻帶和一個(gè)頻帶(信道光柵(channel raster))內(nèi)的所有許可的載波。沒有限制，大多數(shù)操作框的功能都直接由UE處理器實(shí)現(xiàn)。存儲(chǔ)器框擴(kuò)頻MEM，存儲(chǔ)在系統(tǒng)中使用的擴(kuò)頻碼SPRq。兩個(gè)存儲(chǔ)器框SYNC MEM和中間碼MEM(MIDAM MEM)存儲(chǔ)在整個(gè)系統(tǒng)中可預(yù)見的32個(gè)SYNC和128個(gè)中間碼。SYNC MEM框被連接到SYNC檢測(cè)器的輸入端，且在SYNC檢測(cè)器的輸出處提供32個(gè)所檢測(cè)的SYNC之一和相對(duì)于幀的開始處的相關(guān)ΔTs碼片延遲。中間碼MEM框被連接到中間碼檢測(cè)器MID-DET的輸入端且在MID-DET的輸出處提供4個(gè)所檢測(cè)中間碼之一和相對(duì)于幀的開始處的相關(guān)ΔTm碼片延遲。SYNC-DET和MID-DET的輸出被連接到開關(guān)器件COM的各個(gè)輸入，該COM由來自UE處理器的信號(hào)sel控制。SIM卡、SYNC MEM、中間碼MEM、SYNC-DET和MID-DET框被打點(diǎn)以表明它們?cè)诟鶕?jù)本發(fā)明的實(shí)際頻率校準(zhǔn)之前的一般同步過程中使用，如在由相同申請(qǐng)人提交的所引用的專利申請(qǐng)中所公開的。
在開關(guān)COM的輸出處，所選擇的復(fù)數(shù)碼元αi和延遲ΔT被提供給加陰影框校準(zhǔn)器和調(diào)制消除器，其也接收序列氣rk并輸出序列yi。在運(yùn)行過程中，在相位項(xiàng)exp(j/2πΔfkTc)中收集用于頻率誤差估計(jì)算法的有用信息數(shù)據(jù)，這樣，由于所發(fā)送碼元帶來的初始相位調(diào)制不得不從該信號(hào)中移除。在信號(hào)窗口中允許該操作，在該信號(hào)窗口中通過將所接收信號(hào)與所使用訓(xùn)練序列(DwPTS或TSO中的中間碼)的共軛碼元相乘來定位訓(xùn)練序列。這樣，在均衡(理想)的信道環(huán)境中，得到幀定位之后的信號(hào)的有用部分rk=dke-j2πΔfkTc+nk]]>yi=ri-Δai*=aiai*e-j2πΔf(i-Δ)Tc+vi′=e-j2πΔf(i-Δ)Tc+nk′---1i N]]>其中，dk是一般數(shù)據(jù)碼元，Δ是延遲(碼片)，其將所接收數(shù)據(jù)與訓(xùn)練序列對(duì)準(zhǔn)，且ai(i=1,.....,N;aiai*=1)]]>是SYNC碼(N＝64)或中間碼(N＝144)的訓(xùn)練碼元。yi，抽樣是頻率估計(jì)算法的輸入數(shù)據(jù)，它們被發(fā)送到誤差概算器框，其計(jì)算是實(shí)際Δf的試用值的頻率誤差 誤差概算器框的操作與所引用最近現(xiàn)有技術(shù)的文章的相關(guān)講授一致。為了包括該描述，繼續(xù)對(duì)導(dǎo)出 的最終公式的過程進(jìn)行簡(jiǎn)要描述。開始于抽樣信號(hào)，yk的觀測(cè)值的頻率誤差Δf的最大似然(ML)估計(jì)涉及該函數(shù)的最大化Λ(Δf~)≡|Σk=1Nyke-j2πΔf~kTc|2---(1)]]>其中， 是Δf的試用值。對(duì)(1)求 的導(dǎo)數(shù)，并使之為0，可得Σk=1NΣm=1N(k-m)ykym*e-j2πΔf~Tc(k-m)=0---(2)]]>或重排各項(xiàng)Im{Σk=1N-1k(N-k)R(k)e-j2πΔf~kTc}=0---(3)]]>其中，R(k)是yk的自相關(guān)函數(shù)，且被定義為R(k)≡1N-kΣk=1N-1yiyi-k*---0k N-1---(4)]]>等式(3)描述了最大化問題有解的必要的條件。必須特別小心，以便避免與(1)的局部最大值相應(yīng)的(3)的這些0值，上述局部最大值不同于似然等式的解(絕對(duì)最大值)。如結(jié)果示出的，通過正確的限定概算器的運(yùn)算范圍可以避免偽最大值。在頻率概算器的次優(yōu)實(shí)現(xiàn)中，項(xiàng)w(k)＝k(N-k)，k＝1，2…，M；M≤N-1可以被矩形(rectangular)序列所取代，該矩形序列由全1構(gòu)成。這樣我們得到下列修改后的估計(jì)策略Im{Σk=1MR(k)e-j2πΔf~kTc}=0---(5)]]>對(duì)于理想的無噪聲信道，R(k)＝exp(j2πΔfkTc)且 仍是修改后的估計(jì)策略(3)的無效解。當(dāng)噪聲出現(xiàn)時(shí)，(3)和(5)的解不同，但是通過正確選擇M，其均方距離可望被忽略。在高CNR和低頻率偏差(M·Δf·Tc＜＜1)的假設(shè)下，可以提出解(5)的正確方法。實(shí)際上，可將(5)中的指數(shù)用其被截位成線性項(xiàng)的Taylor級(jí)數(shù)展開式來取代并重新排列，我們得到Δf^≅12πTcΣk=1MIm{R(k)}Σk=1MkRe{R(k)}---(6)]]>其可以立即得到 的估計(jì)值。在上述假定下，通過變化可以導(dǎo)出(6)的更簡(jiǎn)單的形式R(k)=exp(j2πΔfkTs)+n~k≅1+j2πΔfkT+n~k,]]>其中 是合適的噪聲項(xiàng)， 這樣Σk=1MIm{R(k)}≅Marg{Σk=1MR(k)}]]>Σk=1Mk Re{R(k)}≅M(M+1)2---(7)]]>其中，arg(z)表示復(fù)數(shù)z的幅角(argument)，其包括在[π，-π]區(qū)間中。結(jié)合(6)和(7)，我們最終導(dǎo)出Δf~≅1πTc(M+1)arg{Σk=1MR(k)}---(8)]]>
其表示后面我們所著重的頻率估計(jì)算法的最終形式。我們注意到只要在(8)的右邊的和的幅角不超過±π，仍可正確確定 這將頻率恢復(fù)方案的運(yùn)算范圍限制為所述區(qū)間Δf~<1Tc(M+1)---(9)]]>在(8)中，通過將所述算法的漸近誤差方差(AEV)與Cramér-Rao下界(CRLB)相比，已經(jīng)優(yōu)化參數(shù)M的值。當(dāng)N＞＞1時(shí)，最佳值最后接近N/2，對(duì)于SYNC碼(N＝64)，這個(gè)值也是正確的。下列提醒是有用的在所關(guān)心的TD-SCDMA中，可以用關(guān)系式(8)恢復(fù)的最大頻率誤差依賴于訓(xùn)練序列的選擇用于SYNC碼(N＝64，M＝32)38kHz，用于中間碼(N＝144，M＝72)17kHz。
存儲(chǔ)框誤差緩沖器接收在幀時(shí)計(jì)算的誤差 存儲(chǔ)它，并將其內(nèi)容提供給下游的框均值調(diào)節(jié)器框。后者計(jì)算一平均頻率誤差 (所估計(jì)誤差)，其依賴于由UE處理器通過命令cond選擇的均值類型。誤差緩沖器框是一移位寄存器，也可以并行存取，其一接收到來自均值調(diào)節(jié)器的命令udp，就通過及時(shí)縮放(減)后來所估計(jì)地頻率誤差 來更新其內(nèi)容。誤差 到達(dá)頻率校正器框的輸入，該頻率校正器計(jì)算本地振蕩器的輸出信號(hào)ol(t)的頻率 的當(dāng)前的已更新值。該已更新值被提供給UE處理器，其將該值翻譯成TCXO本地振蕩器的已更新控制信號(hào) 在該操作中，圖6的UE接收機(jī)是一種能在開環(huán)或閉環(huán)配置中運(yùn)行的數(shù)字PLL，這依賴于均值調(diào)節(jié)器框內(nèi)對(duì)兩種功能配置的一個(gè)或另一個(gè)的選擇。在開環(huán)配置中，為了校正頻率fi，僅當(dāng)結(jié)束了對(duì)多幀的誤差的平均時(shí)將回路閉環(huán)，而在閉環(huán)配置中，在幀時(shí)或少數(shù)幾個(gè)幀時(shí)重復(fù)頻率fi的校正。如前所述，僅用開環(huán)方案不足以校正誤差偏差，然而，可以先有益地引入閉環(huán)校正來迅速減少初始頻率偏移。在關(guān)于GSM的最近現(xiàn)有技術(shù)的文章中，給出了開環(huán)估計(jì)的相當(dāng)嚴(yán)格的定義，即，如果從L個(gè)連續(xù)突發(fā)序列的組(不重疊)的觀測(cè)值中用每個(gè)估計(jì)來更新頻率 就打開回路，該估計(jì)用來校正在取代前面的突發(fā)序列的后來的突發(fā)序列中的頻率偏移。
現(xiàn)在，參考圖7到13公開本發(fā)明的頻率同步方法，圖7到13與同樣多的固件的流程圖相關(guān)，該固件用于控制UE處理器(圖6)，以便執(zhí)行本發(fā)明及其變化方式的校準(zhǔn)。圖7、8和9涉及同樣多的本發(fā)明的整個(gè)方法的實(shí)現(xiàn)，而沒有平均步驟的詳述，而圖10到13涉及這些細(xì)節(jié)。圖7示出了本方法最普遍的閉環(huán)形式。圖8和圖9示出了前面加上了開環(huán)的閉環(huán)實(shí)現(xiàn)。圖8(第五變化方式)涉及除TD-SCDMA之外的無線移動(dòng)標(biāo)準(zhǔn)的通性，同時(shí)圖9(第六變化方式)僅涉及TD-SCDMA標(biāo)準(zhǔn)。
參考圖7，在小區(qū)搜索過程的一些基本步驟完成之后，開始頻率同步算法，該小區(qū)搜索過程用于在其中實(shí)現(xiàn)了本發(fā)明的那些蜂窩系統(tǒng)。候選蜂窩系統(tǒng)是具有足夠長(zhǎng)的“合格的”訓(xùn)練序列的那些蜂窩系統(tǒng)，上述足夠長(zhǎng)的合格的訓(xùn)練序列確保了在只有閉環(huán)的配置中從接近10ppm的最大初始偏移開始，以適當(dāng)快的速度向0.1ppm收斂?？赡艿挠?xùn)練序列是GSM/DCS/GPRS中的一般突發(fā)序列的中間碼和在UTRA-FDD和3.84Mcps UTRA-TDD中的主SCH。不幸的是，對(duì)于1.24Mcps UTRA-TDD和TD-SCDMA，只有閉環(huán)估計(jì)是不適用的，第一，因?yàn)橹虚g碼不滿足10ppm時(shí)的(8)式，且第二，因?yàn)闈M足(8)式的SYNC碼太短而不收斂。對(duì)于合格的系統(tǒng)，在用于獲得目標(biāo)小區(qū)的基本步驟中涉及圖6中的加點(diǎn)框，特別是頻率f、訓(xùn)練序列{ai}、時(shí)隙同步延遲ΔT。在基本步驟結(jié)束時(shí)，對(duì)接收信號(hào)r(t)執(zhí)行累加步驟F1。步驟F1包括下行鏈路頻率轉(zhuǎn)換、A/D轉(zhuǎn)換、數(shù)字緩沖、RRC濾波、獲得(調(diào)整)包括在序列rk中的訓(xùn)練序列，和去除與所獲得訓(xùn)練序列相應(yīng)的相位調(diào)制，以獲得有用的序列yi。F1中執(zhí)行的操作就是在已通過說明圖6中的加陰影框所討論的那些操作。在下一步驟F2中，數(shù)學(xué)表達(dá)式(8)計(jì)算被轉(zhuǎn)發(fā)到平均步驟F3的頻率誤差 所述F3用于獲得由命令cond的內(nèi)容引入的符合本發(fā)明以及變化方式的估計(jì)頻率誤差 將參照?qǐng)D10到圖13給出步驟F3的詳細(xì)解釋。步驟F4檢測(cè)估計(jì)值 的模數(shù)，以檢查非零估計(jì)值是否小于0.1ppm。如果結(jié)果是“否”，就對(duì)前面所估計(jì)的頻率 執(zhí)行校正步驟F5，以獲得實(shí)際頻率 其結(jié)束循環(huán)回到步驟F1。如果結(jié)果是“是”，已達(dá)到所要求的精度且結(jié)束算法。停止該算法的合理假設(shè)是頻率 在比最長(zhǎng)的數(shù)據(jù)會(huì)話更長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)保持穩(wěn)定，否則在所有的連接中都應(yīng)執(zhí)行該校正。一旦被校準(zhǔn)，商用TCXO保持足夠校準(zhǔn)以滿足該假設(shè)。在閉環(huán)配置中，最后的精度也與該過程允許的遞歸迭代的次數(shù)有關(guān)。大量的迭代常常保證了更好的精度，但是，很明顯導(dǎo)致了更長(zhǎng)的過程。在本方法的精度中的關(guān)鍵角色由在校正步驟F5中執(zhí)行校正的實(shí)體扮演。用于頻率估計(jì)的最終關(guān)系式是f^=f^i-1+kΔf^i---(10)]]>其中K(0＜K＜1)是所估計(jì)誤差 的加權(quán)常數(shù)。關(guān)系式(10)也是包括在圖6的數(shù)字PLL回路中的頻率校正器框的離散時(shí)間響應(yīng)?？紤]到z變換的域，研究頻率響應(yīng)和暫時(shí)行為(transitory behavior)是有益的。頻率校正器框的傳遞函數(shù)HLF(z)是HLF(z)=K1-z-1---(11)]]>通過考慮到級(jí)聯(lián)框誤差緩沖器和均值調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，給出數(shù)字回路的完全響應(yīng)，即 函數(shù)，該函數(shù)給出了所需以設(shè)置數(shù)字PLL的正確的低通響應(yīng)的HLF(z)的零點(diǎn)。從所述級(jí)聯(lián)框的詳細(xì)分析中，HLF(z)作為各種參數(shù)組合的函數(shù)出現(xiàn)，即 其擴(kuò)展了其能力以用回路的高精度匹配快速收斂。
參考圖8，算法在基本步驟之后進(jìn)入包括步驟A1到A6的開環(huán)估計(jì)，包括圖7的步驟F1到F5的閉環(huán)估計(jì)A7緊隨其后。步驟A1和A2類似于步驟F1和F2。步驟A3不同于步驟F3，主要是因?yàn)槊頲ond選擇簡(jiǎn)單平均或本發(fā)明提供的第一平均機(jī)會(huì)。由于沒有任何反饋校正動(dòng)作，對(duì)預(yù)先已知的NN個(gè)幀執(zhí)行平均，這能夠保證在實(shí)際環(huán)境中，將初始頻率偏移從10ppm迅速減少到少于2ppm?；蛘撸诓襟E4中，可以將誤差 與初始精度，例如2kHz相比較。一旦在詢問步驟4中超過了數(shù)NN幀，在步驟5中使用表達(dá)式(10)執(zhí)行獨(dú)特的頻率誤差校正，并如通過說明圖9的步驟B9所解釋的那樣來更新后續(xù)的誤差緩沖器(圖6)的內(nèi)容。在下一步驟A6中，通過給其轉(zhuǎn)發(fā)臨時(shí)校正的參考頻率 和誤差緩沖器的相關(guān)的已更新的內(nèi)容(e1，……，eL)，命令cond的當(dāng)時(shí)值將算法切換到圖7的閉環(huán)操作。
圖9的頻率同步算法，特別對(duì)于TD-SCDMA，不同于圖8的算法，主要因?yàn)殚_環(huán)估計(jì)是對(duì)在步驟A1中所選的短SYNC序列執(zhí)行的，而在步驟A6中，在切換到圖7的閉環(huán)算法之前選擇更長(zhǎng)的中間碼。因?yàn)閁E的初始頻率誤差可以大到20KHz，所以SYNC碼的選擇是強(qiáng)制性的，這樣，由于由關(guān)系式(9)所加于頻率范圍的限制，所以禁止將中間碼用作訓(xùn)練序列。由于僅使用較短SYNC不能實(shí)現(xiàn)閉環(huán)收斂，所以朝著較長(zhǎng)中間碼的連續(xù)切換是必須的。在圖14中，參照對(duì)TD-SCDMA的仿真，相對(duì)于用于執(zhí)行平均的幀的數(shù)量L繪制了將SYNC碼用作訓(xùn)練序列的估計(jì)精度。使用速度為120km/h、信噪為0dB的ITU車載信道A來執(zhí)行仿真。初始頻率誤差Δf被設(shè)為20kHz，并比較兩種策略。L作為用來平均結(jié)果的幀數(shù)，可以使用L個(gè)估計(jì)值的全集來計(jì)算均值，這與最近現(xiàn)有技術(shù)相同，但是也可以在符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)的基礎(chǔ)上進(jìn)行計(jì)算，該符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)很快將被公開。由于圖形的原因，在圖中將從20到7kHz的初始區(qū)域壓縮起來了。結(jié)果顯示，即使對(duì)于大的L值，在開環(huán)配置中也不能達(dá)到所要求的0.1ppm(200Hz)的要求精度。實(shí)際上，即使在200幀上進(jìn)行平均，RMS(均方根)誤差(標(biāo)準(zhǔn)偏差)最終也大于200Hz，這導(dǎo)致可能誤差率接近1。符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)明顯導(dǎo)致較好的結(jié)果，其表明了10幀就足以保證殘留頻率誤差低于2kHz。這樣，在將SYNC碼用作訓(xùn)練序列的第一頻率校正之后，低殘差允許中間碼(其范圍是17KHz)的使用。通過用中間碼來代替SYNC碼作為訓(xùn)練序列，開環(huán)配置中的算法的精度仍不足以保證0.1ppm的最終精度。通過切換到閉環(huán)同步來解決這個(gè)問題。
本發(fā)明的方法利用了用于調(diào)節(jié)(conditioning)平均步驟F3的結(jié)果的3種標(biāo)準(zhǔn)，即符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)、標(biāo)準(zhǔn)偏差(STD)標(biāo)準(zhǔn)、和所應(yīng)用校正間幀(FBACC)標(biāo)準(zhǔn)。這3種標(biāo)準(zhǔn)產(chǎn)生了用于步驟F3的四種不同的平均模式■ 圖10示出了與僅采用符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)相應(yīng)的第一模式；■ 圖11示出了與符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)及緊隨其后的STD標(biāo)準(zhǔn)相應(yīng)的第二模式(第一變化方式)；■ 圖12示出了與符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)及緊隨其后的FBACC標(biāo)準(zhǔn)相應(yīng)的第三模式(第二變化方式)；■ 圖13示出了與采用符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)及依次緊隨其后的STD標(biāo)準(zhǔn)、FBACC標(biāo)準(zhǔn)相應(yīng)的第四模式(第三變化方式)；符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)常常出現(xiàn)在所有的平均模式中，它對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例。當(dāng)由于下文中將解釋的原因禁用該標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，才會(huì)發(fā)生唯一的例外。在這種情況下，各種平均模式繼續(xù)在下游運(yùn)行現(xiàn)有技術(shù)的簡(jiǎn)單平均模式，并且仍能獲得單項(xiàng)改進(jìn)。結(jié)合參數(shù)K和L進(jìn)一步考慮4種平均模式以獲得對(duì)本發(fā)明的全面理解。關(guān)系式(10)示出了如果加權(quán)常數(shù)K接近于0，就需要多次迭代來達(dá)到漸近估計(jì)值，其與在多次迭代之后的殘差相對(duì)應(yīng)。在另一方面，殘留頻率偏移的所估計(jì)值的漸近標(biāo)準(zhǔn)偏差得出σ(f^)=Kσ(Δf^)---(12)]]>其中， 表示(8)中表示的頻率估計(jì)的均方差的根，并假定該估計(jì)值有零均值誤差。這樣參數(shù)K需要被優(yōu)化，該優(yōu)化涉及算法精度與收斂時(shí)間之間的折中。有缺陷的現(xiàn)有技術(shù)的簡(jiǎn)單平均模式不能達(dá)到令人滿意的折中，同時(shí)本發(fā)明的均值調(diào)節(jié)器框使用了幾種平均模式來補(bǔ)救它。由本發(fā)明執(zhí)行的更復(fù)雜的遞歸方法保證了與標(biāo)準(zhǔn)方法相比小的收斂時(shí)間或更好的精度。執(zhí)行新標(biāo)準(zhǔn)和相關(guān)的平均模式的想法在于使用更大的常數(shù)值K，校正或丟棄錯(cuò)誤的頻率校正并因而減少了頻率概算器的均方根誤差 引入符號(hào)和標(biāo)準(zhǔn)偏差標(biāo)準(zhǔn)以改進(jìn)概算器的精度，同時(shí)引入所應(yīng)用校正間幀標(biāo)準(zhǔn)以平衡有效頻率，即非零頻率，的校正的頻率及其統(tǒng)計(jì)獨(dú)立。在下文中使用下列符號(hào) mean{x}=Σxi∈{x}xi|{x}|---(14)]]>std{x}=Σxi∈{x}(xi-mean{x})2|{x}|---(15)]]>其中，{x}是一組值，且|{x}|是該組值的基數(shù)，即所收集元素的數(shù)量。現(xiàn)在討論4種平均模式。
在步驟A3和A7(圖8和9)和步驟F3(圖7)中使用與第一平均模式(圖10)相應(yīng)的符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)。僅在閉環(huán)平均的步驟F3(圖7)中使用其它平均模式。參考圖10，在L-位的移位寄存器圖6的誤差緩沖器的輸入端接收頻率誤差 該緩沖器在幀時(shí)開始計(jì)時(shí)。假定參數(shù)K和L已知。一旦寄存器被填滿，當(dāng)接收到新的 時(shí)，丟棄最老的 并將其余內(nèi)容向右移一位。在第一算法步驟B1表示獲得進(jìn)入到移位寄存器的每個(gè)新誤差e1=Δf~i]]>的獲得。在下一步B2中，對(duì)于移位寄存器中的L項(xiàng)ei累加符號(hào)函數(shù)(13)如下，其中xi=ei=Δf~i:]]>S=Σi=1Lsign(ei)---(16)]]>以便獲得S值，其有在ei項(xiàng)中的最常出現(xiàn)的符號(hào)和與多于有其他符號(hào)的元素的一個(gè)符號(hào)的元素的個(gè)數(shù)成比例的絕對(duì)值。例如，如果有6個(gè)正的元素且有4個(gè)負(fù)的元素，則S＝+2。在下一步驟B3中，測(cè)試下列條件[(|S|＞0)與(a＞0)]，其中a是被及時(shí)設(shè)置的參數(shù)，最好小于L。如果條件為“真”，就在步驟B4中檢測(cè)下列另一條件|S|≥α。如果兩個(gè)連續(xù)的在前條件都為“真”，在B5中執(zhí)行符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)，以便獲得子集{en}，其具有相對(duì)于初始集{ei}而言的、與具有最常出現(xiàn)符號(hào)的en項(xiàng)的個(gè)數(shù)相等的可變維數(shù)。子集{en}如下計(jì)算{en}＝{eiα(sign(ei)-sign(S))＝0，1≤i≤L}(17)大括弧中的自變化方式(argument)意味著只有初始集{ei}的元素ei被引入到子集中，同時(shí)其他元素被丟棄(不考慮)，上述元素ei的符號(hào)與大多數(shù)元素的符號(hào)一致。注意對(duì)于α＝1，2，…，L/2+1都以相同方式嚴(yán)格執(zhí)行該標(biāo)準(zhǔn)。在下一步驟B6中，通過計(jì)算該子集{en}的均值，來獲得第i次迭代的頻率誤差的新的估計(jì)值 為⟨Δf^⟩i=mean{e‾n}---(18)]]>其被轉(zhuǎn)發(fā)到更新步驟B9。當(dāng)回答為“否”時(shí)，從詢問步驟B3或B4開始也可以到達(dá)這個(gè)步驟。從B3開始，執(zhí)行下一步驟B8，以便計(jì)算類似于(18)的估計(jì)值 但是該計(jì)算被擴(kuò)展到初始集{ei}中的所有L項(xiàng)(這就意味著不實(shí)施符號(hào)標(biāo)準(zhǔn))。從B4開始，執(zhí)行下一步驟B7以將校正值 設(shè)為0?？紤]到非零頻率校正，最后步驟B9更新存儲(chǔ)在誤差緩沖器中的初始集{ei}中的元素ei。更新表達(dá)式如下ej=ej-1-K·⟨Δf^⟩i···j=L,L-1,···,2---(19)]]>其同步移位寄存器的初始內(nèi)容{ei}和已校正頻率fi的實(shí)際值。在圖中標(biāo)識(shí)為Δ 的估計(jì)值 被轉(zhuǎn)發(fā)給步驟F4(圖7)。僅采用該符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)就提高了頻率校正的精度和可靠性。
由于在步驟B5和B6之間僅插入了3個(gè)新步驟C1、C2、C3，使圖11中描述的第二平均模式不同于圖10中的第一平均模式。這3個(gè)步驟被包括在虛線框STD中，該STD負(fù)責(zé)執(zhí)行標(biāo)準(zhǔn)偏差標(biāo)準(zhǔn)。如由統(tǒng)計(jì)誤差理論所知的，從一組測(cè)量值的均值中得到的校正的可靠性與該組值的標(biāo)準(zhǔn)偏差有關(guān)。圖15中，在與頻率估計(jì)相關(guān)的5個(gè)測(cè)量值的平均值組中證實(shí)了這個(gè)基本概念。該估計(jì)的頻率誤差被包括在橫坐標(biāo)中，而在縱坐標(biāo)中，報(bào)告了相應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)偏差。一眼就可以看出，可以證明誤差越大，該平均值的標(biāo)準(zhǔn)偏差就越大。參照?qǐng)D11，在步驟C1中計(jì)算了子集{en}的標(biāo)準(zhǔn)偏差σ。由于缺少與所測(cè)量標(biāo)準(zhǔn)偏差相比較的絕對(duì)參考值，在下一步驟C2中取而代之的是，使用對(duì)應(yīng)于最后一個(gè)非零頻率校正σold而計(jì)算的標(biāo)準(zhǔn)偏差，其中檢驗(yàn)σ＜β·σold(20)用于通過常數(shù)β1的影響將由于符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)的校正結(jié)果符合所得子集{en}的標(biāo)準(zhǔn)偏差σ。在表達(dá)式(20)中，為正的回答更可能和β導(dǎo)致的結(jié)果一樣。β的小值(接近1)導(dǎo)致更嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)，這樣就允許參數(shù)K的較大值。否則，β的較大值需要與K的較小值相關(guān)。如果在步驟C2中，檢驗(yàn)的結(jié)果是“否”，那么在步驟B7中，將校正項(xiàng) 調(diào)整為0，否則在步驟C3中，用新的σ取代σold，并執(zhí)行步驟B6以計(jì)算新的均值誤差(18)。
由于僅在步驟B5和B6之間插入了2個(gè)新步驟D1和D2，就使圖12中描述地第三平均模式不同于圖10中的第一平均模式。這2個(gè)步驟被包括在虛線框FBACC中，該FBACC負(fù)責(zé)執(zhí)行所謂的所應(yīng)用校正間幀標(biāo)準(zhǔn)。參照?qǐng)D12，由步驟D1中的下列詢問來引入FBACC標(biāo)準(zhǔn)i-iold＞γ…1≤γ≤L (21)其中，γ是與最小幀數(shù)相應(yīng)的常數(shù)，該最小幀數(shù)必須是在兩個(gè)非零頻率校正之間接收的。參數(shù)γ涉及算法的收斂時(shí)間與精度。如果γ＝1，校正就是頻繁的，但它們的統(tǒng)計(jì)獨(dú)立性低。注意，γ＝L對(duì)應(yīng)于L個(gè)不重疊誤差的平均值，如在最近現(xiàn)有技術(shù)的開環(huán)估計(jì)中的一樣。如果在步驟D1中的回答是“否”，那么在步驟B7中校正項(xiàng) 被調(diào)整為0。否則，在步驟D2中用實(shí)際指數(shù)i取代iold，并執(zhí)行步驟B6以計(jì)算新的均值誤差(18)。
由于僅在STD框的下游插入了FBACC框，就使圖13中描述的第四平均模式不同于圖11中的第二平均模式。圖13中描述的流程圖是最完整的一個(gè)，其中，除圖11的基本模式的步驟之外，其還包括步驟C1、C2、C3、D1、D2鏈。在圖13中同時(shí)使用這3個(gè)標(biāo)準(zhǔn)，這樣涉及的參數(shù)有L、α、β、γ、K，考慮到其互補(bǔ)關(guān)系，可以優(yōu)化這些參數(shù)，特別是要求K和β的聯(lián)合判斷(joint esteem)。優(yōu)化后的5個(gè)參數(shù)對(duì)快收斂的折中精度產(chǎn)生了最大協(xié)作效果。
在討論完佘下的圖之后，將描述對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的第四變化方式的第5平均模式。
本發(fā)明的數(shù)據(jù)輔助同步方法和因此而帶來的圖6的UE接收機(jī)的操作，已由計(jì)算機(jī)仿真測(cè)試了。根據(jù)圖6中用虛線標(biāo)示的信道模型框，在仿真中所考慮的傳播條件是■ 噪聲＝n(t)■ 路徑損失加上具有多普勒效應(yīng)的多徑＝c(t)。
在基帶中已完全開發(fā)出了仿真鏈。在信道框中包括了RF參數(shù)，該信道框使用離散廣義穩(wěn)態(tài)不相關(guān)散射(WSSUS)模式仿真了多徑和多普勒效應(yīng)。在該模型中，用輸入信號(hào)的延遲復(fù)本的和來表示接收信號(hào)，該輸入信號(hào)由獨(dú)立零均值復(fù)高斯時(shí)變過程進(jìn)行加權(quán)。在仿真中所關(guān)心的多徑衰落環(huán)境和使用的相關(guān)值在根據(jù)TR101 112的表1(圖30)中給出。發(fā)送圖lC的TD-SCDMA幀。時(shí)隙TS0始終包括帶有虛構(gòu)的數(shù)據(jù)碼元和所允許的中間碼的BCH信道。根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)，中間碼的碼元被包括在集{+l，-1，+j，-j)中，同時(shí)SYNC和數(shù)據(jù)碼元是4-PSK。脈沖成形是具有0.22滾降因子的根升余弦濾波器(root-raise-cosine filter)和每個(gè)發(fā)送碼片4個(gè)采樣。這樣，在基本的幀同步(不是本發(fā)明的一部分且先獲得)中，可將幀未對(duì)準(zhǔn)誤差設(shè)置為1/2碼片(最差情況)、1/4碼片或0碼片(最好情況)。在所有仿真中，考慮最壞情況，這樣就引入了1/2碼片誤差。噪聲是具有功率的加性白高斯噪聲(AWGN)，其隨UE中的RX濾波器的輸出端的所期望的SNR而改變。在信道框之后增加AWGN。在RX濾波器和下行采樣(down-sampling)之后應(yīng)用頻率偏移exp(j2πΔfkTc)。在閉環(huán)配置中，在下變換之后，通過將項(xiàng)

與信號(hào)相乘，已經(jīng)應(yīng)用了仿真本地振蕩器的校準(zhǔn)的頻率校正。使用Matlab軟件工具來執(zhí)行用于結(jié)果演示的后續(xù)處理。
在仿真閉環(huán)估計(jì)之前完成基本開環(huán)估計(jì)，這樣，從Δf的減少集開始就僅使用中間碼。已經(jīng)用于獲得圖4和圖5中描述的結(jié)果的參數(shù)的下列組合，看起來是最佳折中

考慮到參數(shù)的其它配置和不同的RF情況，首先由試探性考慮來推導(dǎo)5個(gè)參數(shù)的特定組合，然后由仿真來優(yōu)化它們。加下劃線的參數(shù)組合被稱為“最佳參數(shù)”，同時(shí)由于RF情況僅在圖中考慮，而在仿真中不考慮，所以RE情況被稱為“公共RF情況”。已經(jīng)仿真了基于參數(shù)α的分析，且指出了結(jié)論(為了簡(jiǎn)潔)而沒有圖的支持。結(jié)果確認(rèn)了直覺由于符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)的更嚴(yán)格的限制，較大的α值與較大的收斂時(shí)間有關(guān)，該符號(hào)標(biāo)準(zhǔn)需要較少次的可接受頻率校正。對(duì)于α＝l，可以任何方法獲得最佳性能。
圖16到圖21示出了基于參數(shù)L和γ的分析的仿真結(jié)果，同時(shí)其它參數(shù)保持最佳值。圖16、18、20中的每一個(gè)示出了作為閉環(huán)估計(jì)的迭代次數(shù)的函數(shù)的均值(14)、標(biāo)準(zhǔn)偏差(15)、和所關(guān)心的Δf集的方差的3個(gè)層疊曲線，同時(shí)圖17、19、21中的每一個(gè)示出了45和90次迭代的誤差Δf的累積分布。用于誤差ei的存儲(chǔ)緩沖器的最佳長(zhǎng)度L和在兩個(gè)非零頻率校正之間的間距γ(用幀表示)的正確性都被證實(shí)了。在圖4和20與圖5和21之間的比較示出了在最佳值L＝5的情況下提高存儲(chǔ)器的大小并不能提高算法的性能(精度和收斂速度)。比較圖17和圖19確定了γ和估計(jì)的收斂時(shí)間之間的關(guān)系，圖17和19示出了較大的γ值使收斂變緩。相反，γ的減少值加速收斂，但是最終的精度變差，正如圖16與圖18的比較所證明的。最佳值L＝5且γ＝3的選擇代表了在精度和收斂時(shí)間之間的好的折中。
圖22和23示出了基于參數(shù)K和β的分析的仿真結(jié)果，同時(shí)其它參數(shù)保持最佳值。圖22示出了與同樣多的參數(shù)β值相關(guān)的5條曲線，該β表征了標(biāo)準(zhǔn)偏差標(biāo)準(zhǔn)。所關(guān)心β值為1、5、10、50、100。每一個(gè)曲線代表了作為遞歸增益因子K的函數(shù)的所關(guān)心Δf集的標(biāo)準(zhǔn)偏差。圖23示出了與以前的β值相關(guān)和表示|Δf|誤差小于0.1ppm的概率的5條曲線。為了簡(jiǎn)化，雖然使用了4個(gè)不同的參數(shù)集對(duì)信道模型進(jìn)行了更完全的仿真，以證明該優(yōu)化處理獨(dú)立于傳播環(huán)境的選擇，但是圖中僅描繪了公共RF情況。從全面的仿真中且特別是從示出的圖中可以推論出公共行為(behavior)，即低K值時(shí)的小β值和高K值時(shí)的大β值將導(dǎo)致較差的性能。因而，證明了標(biāo)準(zhǔn)偏差標(biāo)準(zhǔn)和K值之間的假定關(guān)系。對(duì)于β＝5或10獲得的性能好于β＝100(其暗示了比低β值更寬松的標(biāo)準(zhǔn))獲得的性能，同時(shí)也證明了標(biāo)準(zhǔn)偏差標(biāo)準(zhǔn)需要性能提高。然而，由低K值獲得了最佳結(jié)果，該低K值示出了僅有該標(biāo)準(zhǔn)不足以完全避免錯(cuò)誤的頻率校正。該結(jié)果示出了最佳值K＝0.1且β＝5或10是最佳選擇。
圖24到27示出了基于參數(shù)K的分析的仿真結(jié)果，同時(shí)其它參數(shù)保持最佳值。這類圖與前面基于參數(shù)L和γ的分析相同。在圖中考慮了K的2個(gè)值K＝0.01和K＝0.05，且使用相同條件獲得的前面的圖4和5示出了K＝0.1的附加曲線。因?yàn)樵摲治龅哪康氖菫榱嗽诘蚄值中驗(yàn)證對(duì)收斂時(shí)間的暗示，所以直到現(xiàn)在已研究的參數(shù)優(yōu)化建議了最佳性能與低K值相關(guān)。圖4示出了對(duì)于K＝0.1，迭代100和200次之間沒有重大的性能差別；這樣，在100次迭代之后，可以獲得很好的漸近精度。相反，對(duì)于K＝0.05，圖24和25的曲線圖示出了迭代100和200次得到了顯著的性能提高。特別是，圖24中的標(biāo)準(zhǔn)偏差曲線圖示出了在200次迭代后基本上達(dá)到了漸近精度。K＝0.01的圖26和圖27示出了精度和收斂速度二者的最差性能。特別是圖27中的曲線圖表示了需要實(shí)現(xiàn)收斂的時(shí)間，而且圖26的標(biāo)準(zhǔn)偏差曲線圖示出了在200次迭代之后還遠(yuǎn)不能達(dá)到漸近精度。這樣，K的選擇應(yīng)與對(duì)過程時(shí)間長(zhǎng)度的限制有關(guān)。例如，對(duì)于100次迭代(即500ms)，最佳選擇是K＝0.1，而在200次迭代時(shí)，最佳結(jié)果與K＝0.05有關(guān)?？紤]到TD-SCDMA中的初始小區(qū)搜索相當(dāng)長(zhǎng)，因?yàn)樽詈肒＝0.1，所以在UE開機(jī)時(shí)為節(jié)省時(shí)間，建議將UE的參考時(shí)鐘的校準(zhǔn)時(shí)間限制為小于1秒。
在最大100次迭代情況下，對(duì)于已優(yōu)化參數(shù)，將完成本發(fā)明的頻率同步方法的性能的研究。車載和室內(nèi)信道都已經(jīng)被測(cè)試以闡明在殘留誤差大于200Hz(0.1ppm)或400Hz(0.2ppm)的概率和信噪比(C/I)之間的關(guān)系?？紤]3種傳播情況室內(nèi)和120km/h和180km/h車載情況。在所考慮的3種傳播情況中，結(jié)果示出了很相似的性能。在車載環(huán)境中，在120km/h和180km/h情況之間的性能差別是很小的，證明了在高UE速度情況下該算法的可靠性。RMS(均方根)頻率誤差不會(huì)被由移動(dòng)速度造成的多普勒頻移fdoppler所影響。而且在車載速度為180km/h的環(huán)境中C/I＝0dB情況下，RMS最終小于最大值fdoppler＝v/λ≌330Hz。為了簡(jiǎn)明，在圖28和29中僅考慮120km/h的車載速度。圖28示出了在低信噪比的情況下，殘留頻率誤差大于200Hz的概率是相關(guān)的；其可以證明在這些假設(shè)下需要更多的迭代來獲得所期望的精度。在這種情況下，為了獲得較低的概率誤差，應(yīng)該選擇較低的K值，但是太低的K值并不是最佳的。
本方法的第四變化方式借助于在噪聲信道中尤其有利的動(dòng)態(tài)參數(shù)配置方法。根據(jù)第四變化方式，在初始的迭代組中使用具有高K值(K0.1)的初始的參數(shù)集，以便達(dá)到最后所要求的精度，其中，選擇高K值比較選擇低的K值(K0.05，0.01)更有利于快速收斂。
總之，可以理解，本發(fā)明的頻率同步方法由于在閉環(huán)中引進(jìn)了高度的復(fù)雜性，相對(duì)于與最近現(xiàn)有技術(shù)的較簡(jiǎn)單的遞歸算法提供了多個(gè)附加工具，其相互合作以獲得優(yōu)越的性能。
權(quán)利要求
1．一種在蜂窩系統(tǒng)中可由移動(dòng)臺(tái)執(zhí)行的方法，其用于使移動(dòng)臺(tái)的本地振蕩器(TCXO)的參考頻率與由目標(biāo)基站發(fā)送的載波頻率f同步，通過在每一次迭代i執(zhí)行下列步驟，該方法遞歸校正所述參考頻率·為了獲得頻率誤差的次優(yōu)值 計(jì)算一個(gè)訓(xùn)練序列(訓(xùn)練序列、SCH、中間碼)的基帶采樣的子集的自相關(guān)函數(shù)，該訓(xùn)練序列在時(shí)間間隔i被發(fā)送；·將所計(jì)算的 值存儲(chǔ)進(jìn)L位(position)長(zhǎng)的順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)中，并計(jì)算所存儲(chǔ)值的平均值，該值將被用作在所述參考頻率和載波頻率f之間的真實(shí)頻率誤差的一個(gè)估計(jì)值 ·如果K是0到1之間的加權(quán)常數(shù)，為了獲得所述參考頻率的校正值 將所述參考頻率的以前的值 累加成校正項(xiàng) 其特征在于·僅對(duì)在所存儲(chǔ)項(xiàng) 內(nèi)的具有最常出現(xiàn)的代數(shù)符號(hào)的項(xiàng)進(jìn)行平均；·在所述參考頻率的每一次非零校正之后，通過從所有已存儲(chǔ)項(xiàng) 中減去實(shí)際校正項(xiàng) 來校正所述順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)的內(nèi)容。
2．如權(quán)利要求1所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于，僅當(dāng)有相同代數(shù)符號(hào)的 的項(xiàng)數(shù)大于小于L的常數(shù)α?xí)r，將所述參考頻率校正為值
3．如權(quán)利要求1或2所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于包括一附加步驟為了僅在σ＜β·σold時(shí)將所述參考頻率校正為 計(jì)算已平均項(xiàng) 的標(biāo)準(zhǔn)偏差σ，σold是與最后一次非零頻率校正相應(yīng)的所計(jì)算標(biāo)準(zhǔn)偏差，且β是大于等于1的常數(shù)。
4．如前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于僅在兩次非零頻率校正之間經(jīng)過最少數(shù)量γ次迭代之后，將所述參考頻率校正為 γ是在1和L之間包括的一個(gè)常數(shù)。
5.如前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于所述迭代被再分成兩組，且使用加權(quán)常數(shù)K的較大值來執(zhí)行迭代初始組，所述加權(quán)常數(shù)K的較大值比所分配用于執(zhí)行第二組迭代的值大，以便首先獲得快速收斂，然后獲得所要求的精度。
6.如從屬于權(quán)利要求2的前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于如果常數(shù)α＝0，就對(duì)所有已存儲(chǔ)的項(xiàng) 進(jìn)行平均。
7.如前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于在每一次迭代i，將所估計(jì)的頻率誤差 與所要求的精度相比較，并且當(dāng)達(dá)到該精度時(shí)，停止對(duì)所述參考頻率的遞歸校正。
8.如前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于所述自相關(guān)函數(shù)具有使用真實(shí)頻率誤差f的次優(yōu)最大似然估計(jì) 得出的如下數(shù)學(xué)表達(dá)式Δf~≅1πTc(M+1)arg{Σk=1MR(k)}]]>其中R(k)是所述自相關(guān)函數(shù)，M N/2是該計(jì)算子集的維數(shù)，N是用于R(k)的訓(xùn)練序列(yk)的長(zhǎng)度，且Tc是采樣的持續(xù)時(shí)間。
9.如前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于在達(dá)到初始精度之后，在執(zhí)行所述參考頻率的遞歸校正之前，移動(dòng)臺(tái)僅執(zhí)行一次非遞歸校正，該非遞歸校正包括步驟·為了獲得頻率誤差的次優(yōu)值 計(jì)算訓(xùn)練序列(訓(xùn)練序列、SCH、中間碼)的基帶采樣的子集的自相關(guān)函數(shù)，該訓(xùn)練序列在時(shí)間間隔i被發(fā)送；·將所計(jì)算的 值存儲(chǔ)進(jìn)L位長(zhǎng)的順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)中，并僅對(duì)在所存儲(chǔ)項(xiàng) 內(nèi)的具有最常出現(xiàn)的代數(shù)符號(hào)的項(xiàng)進(jìn)行平均，該平均值被用作在所述參考頻率和載波頻率f之間的真實(shí)頻率誤差的臨時(shí)估計(jì)值 ·將該臨時(shí)估計(jì)值 與初始精度相比較，并在連續(xù)時(shí)間間隔內(nèi)重復(fù)前面的步驟，直到達(dá)到所要求的精度，且當(dāng)其發(fā)生時(shí)·為了獲得將被轉(zhuǎn)發(fā)給遞歸校正的所述參考頻率的臨時(shí)已校正值 將所述參考頻率的初始值累加成唯一的校正項(xiàng) K是0到1之間的加權(quán)常數(shù)；·在進(jìn)入遞歸校正之前，通過從所有所存儲(chǔ)項(xiàng) 中減去實(shí)際校正項(xiàng) 來校正所述順序存儲(chǔ)器的內(nèi)容。
10.如除了權(quán)利要求9之外的前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于在達(dá)到初始精度之后，在執(zhí)行所述參考頻率的遞歸校正之前，移動(dòng)臺(tái)僅執(zhí)行一次非遞歸校正，該非遞歸校正包括步驟·選擇作為訓(xùn)練序列的第一序列(SYNC)，其最適于使用參考頻率的最大允許偏移來進(jìn)行運(yùn)算；·為了獲得頻率誤差的次優(yōu)值 計(jì)算所選擇訓(xùn)練序列(SYNC)的基帶采樣的子集的自相關(guān)函數(shù)，該訓(xùn)練序列在時(shí)間間隔i被發(fā)送；·將所計(jì)算的 值存儲(chǔ)進(jìn)L位長(zhǎng)的順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)中，并僅對(duì)在所存儲(chǔ)項(xiàng) 內(nèi)的具有最常出現(xiàn)的代數(shù)符號(hào)的項(xiàng)進(jìn)行平均，該平均值被用作在所述參考頻率和載波頻率f之間的真實(shí)頻率誤差的臨時(shí)估計(jì)值 ·將該臨時(shí)估計(jì)值 與初始精度相比較，并在連續(xù)時(shí)間間隔內(nèi)重復(fù)前面的步驟，直到達(dá)到所要求的精度，且當(dāng)其發(fā)生時(shí)·為了獲得將被轉(zhuǎn)發(fā)給遞歸校正的所述參考頻率的臨時(shí)已校正值 將所述參考頻率的初始值累加成唯一的校正項(xiàng) K是0到1之間的加權(quán)常數(shù)；·通過從所有所存儲(chǔ)項(xiàng) 中減去實(shí)際校正項(xiàng) 來校正所述順序存儲(chǔ)器的內(nèi)容；·在進(jìn)入遞歸校正之前，用更長(zhǎng)的訓(xùn)練序列(中間碼)來取代前面所選的訓(xùn)練序列。
11.如從屬于權(quán)利要求4的前述權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的用于同步參考頻率的方法，其特征在于所述蜂窩系統(tǒng)類似于3GPP標(biāo)準(zhǔn)中所描述的蜂窩系統(tǒng)，該3GPP標(biāo)準(zhǔn)指的是低碼片率的CDMA-TDD標(biāo)準(zhǔn)，且選擇參數(shù)的下列組合K＝0.1；L＝5；α＝1；γ＝3； β＝10。
12.一種包括下列裝置的移動(dòng)臺(tái)，其用于使其本地振蕩器(TCXO)的參考頻率與由目標(biāo)基站發(fā)送的載波頻率f同步，包括·第一處理裝置(校準(zhǔn)器和調(diào)制消除器、誤差概算器)，為了獲得頻率誤差的次優(yōu)值 其用于計(jì)算訓(xùn)練序列(訓(xùn)練序列、SCH、中間碼)的基帶采樣的子集的自相關(guān)函數(shù)，該訓(xùn)練序列在時(shí)間間隔i被發(fā)送；·L位長(zhǎng)的順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)，用于存儲(chǔ)所計(jì)算的 值；·第二處理裝置(均值調(diào)節(jié)器)，用于計(jì)算所存儲(chǔ)值 的平均值，該值將被用作所述參考頻率和載波頻率f之間的真實(shí)頻率誤差的一個(gè)估計(jì)值 ·頻率校正裝置(頻率校正器)，為了獲得所述參考頻率的已校正值 其用于將所述參考頻率的以前的值 累加成校正項(xiàng) K是0到1之間的加權(quán)常數(shù)；其特征在于·命令(cond)所述第二處理裝置(均值調(diào)節(jié)器)執(zhí)行僅對(duì)存儲(chǔ)在順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)中的 項(xiàng)之中具有最常出現(xiàn)的代數(shù)符號(hào)的項(xiàng)的平均；·在所述參考頻率的每一次非零校正之后，通過從所有所存儲(chǔ)項(xiàng) 中減去實(shí)際校正項(xiàng) 來命令(upd)所述順序存儲(chǔ)器(誤差緩沖器)校正其內(nèi)容。
13.如權(quán)利要求12所述的移動(dòng)臺(tái)，其特征在于命令(cond)所述第二處理裝置(均值調(diào)節(jié)器)產(chǎn)生零校正項(xiàng)，直到具有相同代數(shù)符號(hào)的 項(xiàng)的數(shù)量大于小于L的常數(shù)α。
14.如權(quán)利要求11或12所述的移動(dòng)臺(tái)，其特征在于命令(cond)所述第二處理裝置(均值調(diào)節(jié)器)計(jì)算已平均項(xiàng) 的標(biāo)準(zhǔn)偏差σ，并產(chǎn)生零校正項(xiàng)，直到得到σ＜β·σold的結(jié)果，σold是與最后的非零頻率校正相應(yīng)的所計(jì)算的標(biāo)準(zhǔn)偏差，且β是大于等于1的常數(shù)。
15.如權(quán)利要求12到14中的任一項(xiàng)所述的移動(dòng)臺(tái)，其特征在于命令(cond)所述第二處理裝置(均值調(diào)節(jié)器)產(chǎn)生零校正項(xiàng)，直到在兩次非零頻率校正之間經(jīng)過最少數(shù)量γ次迭代之后，常數(shù)γ在1和L之間。
16.如權(quán)利要求12到14中的任一項(xiàng)所述的移動(dòng)臺(tái)，其特征在于還包括訓(xùn)練序列切換裝置(COM)，它被命令(sel)來向所述第一處理裝置(校準(zhǔn)器和調(diào)制消除器、誤差概算器)的輸入端選擇第一(SYNC)或第二(MID)訓(xùn)練序列。
全文摘要
對(duì)在蜂窩系統(tǒng)中用于數(shù)字輔助頻率校正的傳統(tǒng)算法的一些改進(jìn)被引入到可由各種標(biāo)準(zhǔn)，即3GPP CDMA－TDMA、3.84Mcps的FDD模式、3.84Mcps的TDD模式、1.28Mcps的TDD模式、CWTS TD－CDMA、GSM/DCS/GPRS，的用戶設(shè)備執(zhí)行的新方法中。該方法開始于使用已知的公式獲得次優(yōu)頻率誤差△
文檔編號(hào)H04L27/00GK1446017SQ0310733
公開日2003年10月1日 申請(qǐng)日期2003年3月20日 優(yōu)先權(quán)日2002年3月20日
發(fā)明者亞歷山德羅·文圖拉 申請(qǐng)人:西門子移動(dòng)通訊公司