專利名稱：用于精細(xì)同步數(shù)字電信接收機(jī)的方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電信系統(tǒng)，尤其涉及一種用于精細(xì)同步數(shù)字電信接收機(jī)的方法。本發(fā)明還涉及一種用在CDMA(碼分多址)系統(tǒng)中的數(shù)字接收機(jī)。
相對于其他接入技術(shù)，CDMA接入技術(shù)具有相對較高的頻譜效率，由此可以發(fā)現(xiàn)，CDMA接入技術(shù)當(dāng)前在第三代移動通信系統(tǒng)(例如UMTS、CDMA2000)中得到了廣泛使用。
在CDMA系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)序列是用一個頻譜寬度較寬的偽隨機(jī)碼(下文中將其稱為“PN”碼)來進(jìn)行擴(kuò)展的。在很大程度上，這些系統(tǒng)的效率取決于接收機(jī)在接收PN碼與本地生成PN碼之間連續(xù)保持精確相位同步的能力。
實(shí)際上，在接收碼與本地生成碼之間沒有精確相位同步的情況下，接收機(jī)的性能損失約為幾分貝，甚至?xí)霈F(xiàn)半個碼片周期的失配。
一般來說，相位同步處理是在兩個步驟中完成的碼捕獲和碼追蹤。碼捕獲是初始搜索過程，它將本地生成碼的相位帶入輸入碼的碼片持續(xù)時(shí)間(TC＝1/FC)以內(nèi)。而碼追蹤則是獲取和保持輸入碼與本地生成碼之間的碼片邊界精確校準(zhǔn)的過程。
特別地，本發(fā)明涉及的是接收設(shè)備的碼追蹤部分，其中接收設(shè)備通常是以Rake接收機(jī)的形式實(shí)現(xiàn)的。
對數(shù)字接收機(jī)來說，一個關(guān)鍵組件是模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。在一些應(yīng)用中，采樣時(shí)鐘率并不是在任何情況下都能與輸入信號同步的。例如，這其中的一個應(yīng)用是接收了若干個彼此異步的信號總和并用單個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來數(shù)字化這些信號總和的CDMA基站接收機(jī)。在此類情況下，每個用戶的接收PN碼與本地生成PN碼之間的精細(xì)定時(shí)同步(即碼追蹤)必須通過數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)，這樣將無法修改采樣時(shí)鐘相位。
背景技術(shù)：
碼追蹤操作是由同步單元執(zhí)行的。目前在實(shí)際應(yīng)用中已經(jīng)廣泛使用了若干類型的碼追蹤環(huán)路，其中最普及的解決方案即為所謂的早-遲同步器。
如圖1所示，同步單元接收來自接收機(jī)前端的基帶信號y(t)作為輸入，其中所述信號在頻率fs＝N·FC上以每個碼片至少兩個采樣(N≥2)的方式來執(zhí)行過采樣的，并且同步單元還以每個碼片一個采樣(也就是最佳采樣)的方式向Rake接收機(jī)的分支進(jìn)行饋送。由于Rake接收機(jī)的不同分支所解調(diào)的不同多徑分量的定時(shí)偏移值通常是互不相同的，因此Rake接收機(jī)的各個分支都需要自己的同步單元。
借助于在接收采樣中執(zhí)行某種內(nèi)插法，以獲取準(zhǔn)確的值或是趨近于與最佳采樣時(shí)刻topt相一致的接收信號，由此可以實(shí)現(xiàn)精細(xì)的定時(shí)同步。這種技術(shù)是眾所周知的，并且相關(guān)實(shí)例在F.M.Gardner發(fā)表于1993年3月的IEEE Trans.Communications第41卷第502～508頁的“Interpolation in digital modems-PartIFundamentals”或是L.Erup、F.M.Gardner發(fā)表的“Interpolation in digital modems-PartIIImplementation and Performance”中被公開。
由于無線信道具有時(shí)變特性，因此最佳采樣時(shí)刻topt(t)是隨時(shí)間改變的，此外，該時(shí)刻對應(yīng)的是在符號間干擾(ISI)最小的同時(shí)、接收信號幅度最大的時(shí)刻。通過對與最優(yōu)采樣時(shí)間相一致的接收信號進(jìn)行采樣，可以將信噪比(SNR)增值最大，由此在接收機(jī)輸出端將誤比特率(BER)減至最小。如圖2所示，最優(yōu)采樣時(shí)間可以在眼圖中作為最大眼開點(diǎn)來進(jìn)行觀察。
在下文中描述了基于已知技術(shù)的同步單元原理。該描述是以實(shí)信號y(t)的情況為基礎(chǔ)的，但是也可以直接將其擴(kuò)展到復(fù)信號y(t)。
圖3中顯示了在現(xiàn)有技術(shù)中描述的同步單元1的框圖。這里所考慮的方案結(jié)合反饋環(huán)路來進(jìn)行操作。在模數(shù)轉(zhuǎn)換器2的輸入端將會接收到一個時(shí)間連續(xù)的信號y(t)。其中舉例來說，信號y(t)是周期為TC并由一對根升余弦(RRC)濾波器進(jìn)行整形的脈沖序列。
y(t)=Σk=0∞uk·h(t-k·TC)]]>其中uk＝{-1，+1}是傳輸碼片序列，h(t)是具有以下表達(dá)式的等價(jià)升余弦(RC)濾波器的脈沖響應(yīng)h(t)=sin(π·tTC)π·tTC·cos(απ·tTC)1-(2·α·tTC)2]]>信號y(t)的單邊帶寬等于B=(1+α)2·TC]]>其中α是RRC整形濾波器的滾降值。
ADC轉(zhuǎn)換器2在對應(yīng)于ADC采樣頻率fs＝1/ts的均勻間隔ts上獲取y(t)的采樣。對模擬基帶信號所進(jìn)行的采樣能以不同的采樣率執(zhí)行。然而，奈奎斯特判據(jù)需要一個兩倍于單邊信號帶寬的最小ADC采樣率，也就是說，fs≥2·B。
在ADC轉(zhuǎn)換器2的輸出端，信號采樣y(n·ts)＝y(tǒng)(n)將會提供到內(nèi)插器4，所述內(nèi)插器在間隔tI上計(jì)算內(nèi)插值yI(m·tI)＝y(tǒng)I(m)。內(nèi)插器的目標(biāo)是提高ADC轉(zhuǎn)換之后的時(shí)間分辨率，這樣一來，內(nèi)插器輸出端的采樣時(shí)間間隔tI將會小于ADC輸出端的采樣時(shí)間間隔ts。通常，我們具有tstI=K]]>其中K是大于1的整數(shù)。
如果ADC輸出端的采樣y(n)并不是在與最佳時(shí)刻相一致的情況下獲取的，那么同步單元必須首先估計(jì)最佳采樣時(shí)刻 然后再計(jì)算或近似出與該時(shí)刻相一致的y(t)值。然后，在同步單元的輸出端將會提供 的值，以便進(jìn)行后續(xù)信號處理。
在圖4中顯示的是相應(yīng)于K＝4的線性內(nèi)插情況并且借助數(shù)字內(nèi)插法的定時(shí)同步原理。
在圖4的實(shí)例中，與最佳采樣時(shí)刻相一致的信號y(t)是用內(nèi)插值yI(m+3)來近似的。
內(nèi)插值yI(m+3)是以如下方式計(jì)算的首先計(jì)算ADC輸出端的兩個連續(xù)采樣y(n)與y(n+1)之間的中點(diǎn)yI(m+2)。
yI(m+2)=y(n)+y(n+1)2]]>同樣，其他兩個內(nèi)插值yI(m+1)和yI(m+3)是作為一個ADC采樣與先前步驟中計(jì)算的內(nèi)插值yI(m+2)之間的平均值來計(jì)算的。
yI(m+1)=y(n)+yI(m+2)2=3·y(n)+y(n+1)4]]>yI(m+3)=yI(m+2)+y(n+1)2=y(n)+3·y(n+1)4]]>當(dāng)然，通過使用更復(fù)雜的內(nèi)插方案(例如拋物線、立方體)或者提高內(nèi)插器分辨率(也就是增大K)，還可以對與最佳采樣時(shí)刻相一致的接收信號做出更精確的估計(jì)。
圖3的同步單元還包括同步處理所必需的其他部件。數(shù)據(jù)濾波器5對內(nèi)插采樣執(zhí)行處理，并且選擇最佳采樣來進(jìn)行后續(xù)信號處理。在這里是將所述數(shù)據(jù)濾波器表示在反饋環(huán)路內(nèi)部，但是它也可以處于環(huán)路以外。當(dāng)數(shù)據(jù)濾波器比內(nèi)插器更為復(fù)雜并且為內(nèi)插法使用了相對較高的采樣率時(shí)，就復(fù)雜性而言，后一種布局將會更為有利。
最佳采樣時(shí)刻topt是由定時(shí)誤差檢測單元6進(jìn)行估計(jì)并由環(huán)路濾波器7來進(jìn)行過濾的。環(huán)路濾波器的目的是濾去可能影響最佳采樣時(shí)間估計(jì)的噪聲效應(yīng)。最終，環(huán)路濾波器輸出驅(qū)動將控制信號提供給內(nèi)插器4的控制器3。
由圖3所顯示的同步單元的常規(guī)結(jié)構(gòu)開始，其應(yīng)用可以在數(shù)字CDMA接收機(jī)的特定情況中得到分析。
一種用于在CDMA接收機(jī)中執(zhí)行碼追蹤操作的已知解決方案即為所謂的早-遲同步器，并且在John G.Proakis，“DigitalCommunications”第三版，Mc Graw-Hill，New York，1995中公開了與之相關(guān)的實(shí)例。
在R.De Gaudenzi、M.Luise于1993年11月發(fā)表于IEEE Trans.On Communications，第41卷第11號的“A Digital Chip TimingRecovery Loop for Band-Limited Direct-Sequence Spread-SpectrumSignals”中可以找出用于CDMA接收機(jī)同步的內(nèi)插法與早-遲概念的聯(lián)合應(yīng)用。
早-遲同步器使用的是接收機(jī)匹配濾波器輸出端的信號自相關(guān)的對稱特性。
在下文中，我們假設(shè)早-遲同步器輸入端的信號是以每個碼片兩個采樣的速率來進(jìn)行采樣的(N＝2)。然后，在早-遲同步器的輸入端，兩個后續(xù)采樣的時(shí)間間隔為TC/2(TC＝1/FC＝碼片周期)。
為了以不同速率引入用于序列的恰當(dāng)數(shù)學(xué)符號，我們用k表示與碼片周期相關(guān)的離散時(shí)間索引，由此e(k)＝e(k·TC)。我們還用SF表示擴(kuò)散因子。在擴(kuò)散處理之前，信息符號周期等于Ts＝SF·TC，與這個符號周期相關(guān)的離散時(shí)間索引等于(k div SF)，其中A div B是A與B之間的商數(shù)的整數(shù)部分。
每一個接收到的碼片都可以由一個如下定義的早、中、晚采樣來表征早采樣它是用于預(yù)料最佳采樣時(shí)刻的采樣。早采樣分別使用eI(k)和eQ(k)來表示同相和正交分量；中采樣它是在沒有定時(shí)誤差的情況下對應(yīng)于最佳采樣或者等價(jià)對應(yīng)于接收脈沖h(t)的峰值的采樣。中間采樣使用mI(k)和mQ(k)來表示同相和正交分量；晚采樣它是相對于最佳采樣時(shí)刻而被延遲的采樣。晚采樣分別使用lI(k)和lQ(k)來表示同相和正交分量。指定碼片的晚采樣也是下一個碼片的早采樣。
在圖5中就同相分量以及在理想定時(shí)同步的情況中闡述了早、中以及晚采樣的定義。從圖5中可以注意到，中采樣是一個能量較高并且ISI最小的采樣。因此，在這里必須將其提供給Rake分支，以便執(zhí)行解擾和解擴(kuò)操作。
此外，從圖5中可以觀察到，如果整個系統(tǒng)的脈沖響應(yīng)對稱并且系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了理想定時(shí)同步，那么早與晚采樣的能量將是相同的。
理想定時(shí)同步的兩種狀態(tài)可以如下表示理想定時(shí)同步＝＞εm＝mI2(k)+mQ2(k)＝最大值理想定時(shí)同步＝＞εe＝eI2(k)+eQ2(k)＝εl＝II2(k)+IQ2(k)其中εe、εm、εl分別是早、中、晚采樣的能量。
在有噪聲的情況下，對能量最大的采樣進(jìn)行識別通常是很困難的。與采樣相應(yīng)于峰值的信號所不同，早-遲同步器借助第二個條件來識別最佳采樣時(shí)刻早與晚采樣的能量必須相同，或者換句話說，這兩個能量之間的差值必須減小為零(εe-εl＝0)。在滿足這個條件的時(shí)候，早與遲采樣之間的采樣(即中采樣)是提供給Rake分支的最佳采樣。
設(shè)想在CDMA系統(tǒng)中，信道上的信噪比很低，在執(zhí)行解擴(kuò)和積分(integration)操作之后，必須在符號上驗(yàn)證條件εe-εl＝0。在SF個采樣上求取平均值將會得到早與晚采樣能量的均值，并且減少因?yàn)樵肼曇约捌渌脩舾蓴_所導(dǎo)致的能量波動。
在圖6中就實(shí)數(shù)PN(偽噪聲)碼cc(k)的常規(guī)范例而顯示了現(xiàn)有技術(shù)中的早-遲同步器的簡化框圖。然而，在復(fù)數(shù)PN碼的情況下，只要簡單地用一個復(fù)數(shù)乘法單元來替換每一對實(shí)數(shù)乘法單元，相同的方案同樣可以生效。
圖6的早-遲同步器使用了兩個相關(guān)器第一個相關(guān)器對早采樣執(zhí)行解擴(kuò)、積分和轉(zhuǎn)儲(dump)操作，而第二個相關(guān)器對晚采樣執(zhí)行相同的操作。然后，這兩個相關(guān)器的輸出將會執(zhí)行平方運(yùn)算，以便獲取解擴(kuò)符號能量并消除數(shù)據(jù)序列調(diào)制和傳播信道所引入的相位旋轉(zhuǎn)。最后，通過獲取兩個相關(guān)器的輸出的值來計(jì)算誤差信號ξ。
在對同相和正交分量執(zhí)行了解擴(kuò)、積分、平方以及求和操作之后，對某個定時(shí)誤差τ＝t-topt而言，誤差信號是如下給出的ξ(k div SF)＝E(k div SF)-L(k div SF)在圖7中顯示了用作為定時(shí)誤差τ的函數(shù)的誤差信號ξ來表示的早-遲同步器特性。由于具有特定的形狀，因此早-遲特性通常也稱為S曲線。
我們可以從圖7中看出，當(dāng)出現(xiàn)定時(shí)偏移的時(shí)候(τ≠0)，處于早-遲同步器輸出端的誤差信號ξ是非零的，并且這時(shí)必須延遲或提前早、中和晚采樣的時(shí)間位置(取決于誤差正負(fù)號)，以便獲取最佳采樣時(shí)刻。
用于在不延遲或提前早、中和晚采樣的位置的情況下精細(xì)調(diào)整其時(shí)間位置的備選解決方案包括使用如圖8和9中定時(shí)偏移為τ＝TC/4的特定情況下顯示的三個數(shù)字內(nèi)插器。
這其中的兩個內(nèi)插器用于計(jì)算早采樣E和晚采樣L，而第三采樣器則用于計(jì)算中采樣M(即能量最大的最佳采樣)。早與晚采樣將被提供給相關(guān)器，以便計(jì)算誤差信號ξ，而中采樣則被提供給Rake分支，以便執(zhí)行后續(xù)的信號處理(解擾、解擴(kuò)、信道估計(jì)和補(bǔ)償、解碼等等)。
在圖8中，如果我們考慮早采樣E、中采樣M以及晚采樣L，那么我們可以觀察到，借助于線性內(nèi)插器，有可能以特定分辨率來產(chǎn)生介于早采樣E與中采樣M或是中采樣M與晚采樣L的兩個后續(xù)值之間的所有采樣。如果誤差信號大于零，那么最佳采樣時(shí)間將會相對于中采樣M而被延遲，因此可以借助于在中采樣M與晚采樣L之間進(jìn)行線性內(nèi)插來計(jì)算最佳采樣值。同樣，對低于零的誤差信號而言，最佳采樣是借助于早采樣E與中采樣L之間的線性內(nèi)插來計(jì)算的。
從圖9中可以觀察到，為了計(jì)算早采樣E和晚采樣L的延遲或提前版本并且由此確定誤差信號，有必要在先前采樣E-1與中采樣M之間插入早采樣E，同樣，在這里有必要在后續(xù)采樣L+1與中采樣M之間插入晚采樣L。因此，基于早-遲同步器的同步單元需要了解彼此間隔TC/2的輸入信號的五個后續(xù)采樣E-1、E、M、L、L+1。
這三個內(nèi)插器分別用于精細(xì)調(diào)整那些饋送到相關(guān)器和Rake分支的早、晚和中采樣的時(shí)間位置。并且這些內(nèi)插器由從早-遲同步器的誤差信號ξ中導(dǎo)出的數(shù)字信號來控制。如果通過正確設(shè)計(jì)環(huán)路而獲取了一個負(fù)反饋，那么系統(tǒng)將會通過收斂到零誤差狀態(tài)而自動地最小化誤差信號。最小誤差狀態(tài)等價(jià)于說，中間采樣即為能量最大的采樣并且由此是最佳采樣。
當(dāng)誤差信號分別為正或負(fù)的時(shí)候，這三個內(nèi)插采樣(早、中和晚)的時(shí)間位置將會向后或向前移動一個時(shí)間因子δ。因子δ表示的是內(nèi)插器的時(shí)間分辨率，它通常等于TC/8。
與具有無限分辨率的理想內(nèi)插器相比，一般來說，以δ＝TC/8的時(shí)間分辨率所執(zhí)行的中采樣的內(nèi)插就足以實(shí)現(xiàn)可以忽略的系統(tǒng)性能降級。然而，分辨率為TC/8的內(nèi)插器具有相當(dāng)復(fù)雜的電路，這將對芯片上的硅面積需求帶來負(fù)面影響。
早和晚采樣都饋送到計(jì)算誤差信號ξ的相關(guān)器。在這里將早和遲采樣之間的時(shí)間距離Δ定義為早-遲間隔。常規(guī)的早-遲同步器的實(shí)施方式使用固定的早-遲間隔，這個間隔通常等于碼片周期TC。
申請人解決了減少CDMA系統(tǒng)中使用的數(shù)字接收機(jī)中的同步單元的整體復(fù)雜性以及硅需求的問題。
申請人注意到，在數(shù)字接收機(jī)中，分辨率為δ＝TC/8的內(nèi)插器是非常復(fù)雜的電路，這主要是因?yàn)橐苑直媛蕿棣模絋C/8來執(zhí)行線性內(nèi)插所需要的數(shù)學(xué)運(yùn)算是非常復(fù)雜的運(yùn)算，即相加、與二相除以及與一個等于3的恒定因子相乘。單個內(nèi)插器的復(fù)雜性會對芯片面積產(chǎn)生負(fù)面影響，尤其是在需要很多內(nèi)插器來處理不同用戶信號的基站接收機(jī)的情況中。
實(shí)際上，數(shù)字接收機(jī)的每一個Rake分支都需要六個內(nèi)插器用于兩個信號分量(I和Q)的早、中和遲內(nèi)插器。此外，作為一個可能實(shí)例，如果我們設(shè)想一個具有64個不同Rake接收機(jī)的UMTS基站，其中每一個接收機(jī)都具有Nf＝8個分支，那么從這些數(shù)字中可以明顯了解，使用降低復(fù)雜性的內(nèi)插器將是一個很顯著的優(yōu)點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于上述內(nèi)容，本發(fā)明的一個目的是提供一種用于精細(xì)同步數(shù)字接收機(jī)并且降低復(fù)雜性的方法和設(shè)備。由于降低了復(fù)雜性，因此有可能減少集成系統(tǒng)的硅芯片的面積。
上述和其他目的是由附隨權(quán)利要求中要求保護(hù)的依照本發(fā)明實(shí)施的方法和設(shè)備來實(shí)現(xiàn)。
申請人發(fā)現(xiàn)，通過在早和晚采樣之間使用可變的時(shí)間距離，有可能顯著簡化相應(yīng)內(nèi)插器的結(jié)構(gòu)。為此目的，該設(shè)備的內(nèi)插結(jié)構(gòu)提供一個作為定時(shí)誤差τ的函數(shù)的可變早-遲間隔。
依照本發(fā)明的方法和設(shè)備允許簡化各個Rake分支的早、晚采樣內(nèi)插器，由此降低整個系統(tǒng)的復(fù)雜性。


圖1是現(xiàn)有技術(shù)中的Rake接收機(jī)模塊的框圖；圖2是顯示最佳采樣時(shí)刻的眼圖實(shí)例；圖3是現(xiàn)有技術(shù)中的同步單元的框圖；圖4是顯示借助信號內(nèi)插法的定時(shí)同步的圖形；圖5是顯示接收信號的早、中以及晚采樣的圖形；圖6是早-遲同步器的簡化框圖；圖7是早-遲同步器中的誤差信號的圖形；圖8和9顯示的是使用了內(nèi)插法的數(shù)字早-遲同步器的已知原理。
圖10是依照本發(fā)明并具有反饋環(huán)路的數(shù)字早-遲同步器的完整框圖；圖11是在圖10的同步器中使用的數(shù)控內(nèi)插器；圖12是顯示依照本發(fā)明并作為定時(shí)誤差τ的函數(shù)的早-遲間隔的圖形；圖13和圖14是描述執(zhí)行依照本發(fā)明的線性內(nèi)插法所需要的數(shù)學(xué)運(yùn)算的表格；圖15是依照本發(fā)明的內(nèi)插器的完整結(jié)構(gòu)的框圖；以及圖16是描述圖15中的內(nèi)插器的控制信號值的表格。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在將參考UMTS(通用移動電信系統(tǒng))來對依照本發(fā)明的設(shè)備進(jìn)行詳細(xì)描述，所述描述是在UMTS接收機(jī)以FDD模式(頻分雙工)執(zhí)行操作的特定情況下進(jìn)行的。
圖10中顯示的是可以在數(shù)字通信接收機(jī)中使用而在輸入擴(kuò)頻信號與本地生成碼之間保持精細(xì)校準(zhǔn)的完整的早-遲同步器18。
設(shè)備18包括-延遲線56，用于存儲輸入擴(kuò)頻信號的多個連續(xù)采樣E-1、E、M、L、L+1；-第一數(shù)控內(nèi)插器26，它通過在連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插來確定用于預(yù)期最佳采樣時(shí)刻的內(nèi)插早采樣(e)；-第二數(shù)控內(nèi)插器24，它通過在連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插來確定與最佳采樣時(shí)刻相對應(yīng)的內(nèi)插中采樣(m)；-第三數(shù)控內(nèi)插器28，它通過在連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插來確定相對于所述最佳采樣時(shí)刻而被延遲的內(nèi)插晚采樣(l)；-第一相關(guān)器32，用于對內(nèi)插早采樣(e)執(zhí)行解擴(kuò)、積分以及轉(zhuǎn)儲操作，以及第二相關(guān)器30，用于對內(nèi)插晚采樣(l)執(zhí)行相同操作；這兩個相關(guān)器的輸出將會取平方值，以便獲取解擴(kuò)符號能量并且消除數(shù)據(jù)序列調(diào)制以及由傳播信道引入的相位旋轉(zhuǎn)；最終，通過獲取這兩個相關(guān)器的輸出的差值來計(jì)算誤差信號ξ；-低通濾波器22，用于在一定數(shù)量的符號上求取誤差信號ξ的平均值；-電路23，用于提取誤差信號ξ的正負(fù)號；-控制信號生成器66，用于在內(nèi)部寄存器中累積誤差信號ξ的正負(fù)號，以便產(chǎn)生用于控制第一數(shù)控內(nèi)插器26、第二數(shù)控內(nèi)插器24以及第三數(shù)控內(nèi)插器28的內(nèi)插相位的控制信號SE、SM、SL。
如下文中詳細(xì)描述的那樣，內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離是根據(jù)控制信號SE、SM、SL而變化的。
早-遲同步器18是閉環(huán)控制系統(tǒng)，與碼片速率FC相比，該系統(tǒng)的帶寬相對較低。用于在一定數(shù)量的符號上平均誤差信號ξ的低通濾波器22確定環(huán)路帶寬。為了保持精確的碼同步，環(huán)路帶寬必須足夠大，以便追蹤相關(guān)函數(shù)的即時(shí)延遲，但是所述帶寬還必須足夠窄，以便排除噪聲和干擾的影響。
這樣一來，系統(tǒng)將會朝著零誤差狀態(tài)收斂，從而自動將誤差信號減至最小。最小誤差狀態(tài)等價(jià)于說中間采樣即為能量最大的采樣并且由此是最佳的采樣。
如圖11所示，每一個數(shù)控內(nèi)插器24、26、28都是接收用yE、yM、yL表示的三個輸入信號以及用SEL表示的控制信號的設(shè)備。內(nèi)插器的輸出yOUT是這四個輸入的函數(shù)，即yOUT＝f(yE，yM，yL，SEL)。
輸入yE、yM以及yL是與內(nèi)插數(shù)字信號y(t)的三個連續(xù)采樣(保存在延遲線56中的采樣)一起饋送的。如稍后更為詳細(xì)描述的那樣，內(nèi)插采樣的時(shí)間位置或內(nèi)插相位可以借助控制信號SEL來進(jìn)行選擇。
中采樣將會供應(yīng)到Rake分支，以便執(zhí)行進(jìn)一步的基帶處理，該采樣必須以足夠的精度進(jìn)行選擇，以免降低接收機(jī)在誤比特率(BER)方面的性能。
根據(jù)本發(fā)明，第一數(shù)控內(nèi)插器26以及第三數(shù)控內(nèi)插器28的時(shí)間分辨率要低于第二數(shù)控內(nèi)插器24的時(shí)間分辨率。
特別地，假設(shè)連續(xù)輸入采樣E-1、E、M、L、L+1在時(shí)間上間隔TC/(2·n)，其中TC是基本波形周期，并且n＝1，2，3...是整數(shù)，那么用于通過執(zhí)行內(nèi)插來確定內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率為TC/(4·n)，而用于確定內(nèi)插中采樣的時(shí)間分辨率則是TC/(8·n)。
在圖10所示的實(shí)施例中，由于輸入采樣在時(shí)間上相隔TC/2，因此早與晚內(nèi)插器26、28的時(shí)間分辨率為TC/4，而中間內(nèi)插器24的分辨率則是TC/8。
圖12描述了在時(shí)間軸t上具有TC/2的時(shí)間間隔的五個連續(xù)接收信號采樣56(E-1、E、M、L、L+1)，以及與九個不同的定時(shí)誤差τ(從τ＝-TC/2到τ＝TC/2)相對應(yīng)的九種不同的內(nèi)插模式。在圖12中，內(nèi)插早采樣是用方形符號50表示的，內(nèi)插中采樣是用菱形符號54表示的，而內(nèi)插晚采樣則是用星形符號52表示的。
從圖12中可以看出，早-遲間隔Δ是可變的，該間隔采用了兩個值TC或3·TC/4，作為選擇，它也可以作為定時(shí)誤差τ的函數(shù)。
特別地，當(dāng)定時(shí)誤差τ等于零或是TC/8的偶數(shù)倍(對應(yīng)于控制信號SM的偶數(shù)值)時(shí)，早-遲間隔Δ等于TCΔ＝TC當(dāng)τ=±2·n·TC8]]>n＝0，1，2，...
并且當(dāng)定時(shí)誤差τ等于TC/8的奇數(shù)倍(對應(yīng)于控制信號SM的奇數(shù)值)時(shí)，早-遲間隔Δ等于3·TC/4Δ＝3·TC/4當(dāng)τ=±(2·n+1)·TC8]]>n＝0，1，2，..
為了確保誤差信號平衡，以TC/8的分辨率計(jì)算的內(nèi)插中采樣54始終是作為早采樣50與晚采樣52之間的中點(diǎn)而被獲取的。
在圖13中列舉了時(shí)間分辨率為TC/8的數(shù)控內(nèi)插器24的輸出值yOUT＝f(yE，yM，yL，SEL)。
圖14的表格描述的是時(shí)間分辨率為δ＝TC/4的數(shù)控內(nèi)插器26、28的輸出值yOUT＝f(yE，yM，yL，SEL)。
如圖14所示，以分辨率δ＝TC/4執(zhí)行線性內(nèi)插所需要的數(shù)學(xué)運(yùn)算僅僅是相加以及與二相除(也就是右移)，因此，這種線性內(nèi)插器的硬件復(fù)雜性要遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于分辨率為δ＝TC/8的內(nèi)插器。
在圖15中描述的是用于一個信號分量的早-中-晚內(nèi)插器的完整結(jié)構(gòu)。在這里是就信號的同相分量I來顯示該結(jié)構(gòu)的，但是對正交分量Q來說，相同的結(jié)構(gòu)也是有效的。
在圖10和15中，為內(nèi)插器產(chǎn)生控制信號的部件是作為部件66顯示的。
控制信號發(fā)生器66接收依照下列規(guī)則計(jì)算的誤差信號ξ的正負(fù)號作為輸入sign(ξ)=+1ifξ>00ifξ=0-1ifξ<0]]>并且它分別為早、中、晚采樣的三個內(nèi)插器提供了作為輸出的控制信號SE、SM和SL。對同相和正交分量的內(nèi)插器來說，部件66產(chǎn)生的控制信號SE、SM和SL都是相同的。
工作在中采樣上的內(nèi)插器24的控制信號SM是通過累積誤差信號的正負(fù)號和大于4或小于-4以便產(chǎn)生與圖13的表格相一致的控制信號來獲得的。用于產(chǎn)生信號SM的算法則是下列算法SM(-1)＝0SM(n)＝SM(n-l)+sign(ξ)如果[SM(n)＞4]那么SM(n)＝4如果[SM(n)＜-4]那么SM(n)＝-4分別用于早、晚內(nèi)插器的控制信號SE和SL的值可以作為來自圖11的控制信號SM的函數(shù)以及從圖14的表格中加以推導(dǎo)。特別地，在圖16的表格中給出了作為定時(shí)偏移τ的函數(shù)的控制信號SE、SM和SL的值。
控制信號SE和SM的表達(dá)式可以作為信號SM的函數(shù)來進(jìn)行計(jì)算 其中函數(shù) 將自變量近似成最接近的較小整數(shù)。
通過使用單個時(shí)間復(fù)用的內(nèi)插器來計(jì)算內(nèi)插早采樣和內(nèi)插晚采樣，可以使復(fù)雜性得到進(jìn)一步的降低。由于在使用單個相關(guān)器的情況下，早采樣和晚采樣是在不同的時(shí)間間隔上計(jì)算的，因此所述復(fù)用將是可行的，其中早采樣是在每一個DPCCH比特的前半部分計(jì)算的，晚采樣則是在后半部分計(jì)算的。
前述設(shè)備允許借助用于在輸入擴(kuò)頻信號與本地生成碼之間保持精細(xì)校準(zhǔn)的方法來精細(xì)同步數(shù)字電信接收機(jī)，該法包括以下步驟-將輸入擴(kuò)頻信號的多個連續(xù)采樣E-1、E、M、L、L+1保存在延遲線56中；-借助第一數(shù)控內(nèi)插器26而在輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插，從而確定用于預(yù)期最佳采樣時(shí)刻的內(nèi)插早采樣(e)；-借助第二數(shù)控內(nèi)插器24而在輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插，從而確定與最佳采樣時(shí)刻相對應(yīng)的內(nèi)插中采樣(m)；-借助第三數(shù)控內(nèi)插器28而在輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插，從而確定相對于最佳采樣時(shí)刻而被延遲的內(nèi)插晚采樣(l)；
-計(jì)算誤差信號ξ，以此作為從內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)中計(jì)算的符號的能量之間的差值；-提取誤差信號ξ的正負(fù)號；-累積誤差信號ξ的正負(fù)號，以便產(chǎn)生控制信號SE、SM、SL，從而確定用于計(jì)算內(nèi)插早采樣(e)、中采樣(m)以及晚采樣(l)的數(shù)控內(nèi)插器的內(nèi)插相位。累積值具有大小為+4的正飽和值以及大小為-4的負(fù)飽和值。
如先前參考圖12所述，早、晚內(nèi)插器26、28的相位或時(shí)間位置是以這樣一種方式由控制信號SE和SL進(jìn)行控制的，其中內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離是可變的。
特別地，作為選擇，當(dāng)?shù)谝豢刂菩盘?SM)是偶數(shù)值的時(shí)候，內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離也可以采用TC的值，其中TC是基本周波形的周期，當(dāng)?shù)谝豢刂菩盘?SM)是奇數(shù)值的時(shí)候，所述時(shí)間距離可以是3·TC/4的值。
由于早采樣與晚采樣之間具有可變間隔，因此相應(yīng)內(nèi)插器26、28的時(shí)間分辨率有可能比用于確定內(nèi)插中采樣(m)的內(nèi)插器24的時(shí)間分辨率低。
在前述實(shí)施例中，內(nèi)插器26、28的時(shí)間分辨率是內(nèi)插器24的時(shí)間分辨率的一半，特別地，內(nèi)插器26、28的時(shí)間分辨率是TC/4，而內(nèi)插器24的時(shí)間分辨率則是TC/8。
通常，內(nèi)插器的時(shí)間分辨率之間的關(guān)系是這樣的，假設(shè)輸入擴(kuò)頻信號采樣在時(shí)間上間隔TC/(2·n)，其中TC是基本波形周期并且n是整數(shù)-TC/(4·n)是內(nèi)插器26、28的時(shí)間分辨率；-TC/(8·n)是內(nèi)插器24的時(shí)間分辨率。
作為選擇，根據(jù)控制信號SE和SL的值并且依照圖12中的圖形，內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離也可以采取TC的值或是3·TC/4的值。
權(quán)利要求
1.一種用于對數(shù)字電信接收機(jī)進(jìn)行精細(xì)同步的方法，包括用于在輸入擴(kuò)頻信號與本地生成碼之間保持精細(xì)校準(zhǔn)的碼追蹤處理，所述方法包括將所述輸入擴(kuò)頻信號的多個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)保存在延遲線(56)中；借助第一數(shù)控內(nèi)插器(26)而在所述輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插，從而確定用于預(yù)期最佳采樣時(shí)刻的內(nèi)插早采樣(e)；借助第二數(shù)控內(nèi)插器(24)而在所述輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插，從而確定與所述最佳采樣時(shí)刻相對應(yīng)的內(nèi)插中采樣(m)；借助第三數(shù)控內(nèi)插器(28)而在所述輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插，從而確定相對于所述最佳采樣時(shí)刻而被延遲的內(nèi)插晚采樣(l)；計(jì)算誤差信號(ξ)，以此作為從所述內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)中計(jì)算的符號能量之間的差值；其特征在于所述方法還包括以下步驟提取所述誤差信號(ξ)的正負(fù)號；累積所述誤差信號(ξ)的所述正負(fù)號，以便產(chǎn)生用于控制所述數(shù)控內(nèi)插器的內(nèi)插相位的控制信號(SE、SM、SL)；其中所述內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離是根據(jù)第一所述控制信號(SM)而變化的，并且用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率低于用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中累積所述誤差信號(ξ)的所述正負(fù)號的所述步驟規(guī)定所累積的值具有大小為+4的正飽和值以及大小為-4的負(fù)飽和值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的方法，其中作為選擇，當(dāng)所述第一控制信號(SM)是偶數(shù)值的時(shí)候，所述內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離采取的是TC的值，其中TC是基本波形的周期，而在所述第一控制信號(SM)是奇數(shù)值的時(shí)候，所述時(shí)間距離是3·TC/4的值。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中用于控制所述第一數(shù)控內(nèi)插器(26)的第二控制信號(SE)是作為所述第一控制信號(SM)的函數(shù)并根據(jù)以下公式產(chǎn)生的 其中函數(shù) 將自變量近似成最接近的較小整數(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中用于控制所述第三數(shù)控內(nèi)插器(28)的第三控制信號(SL)是作為所述第一控制信號(SM)的函數(shù)并根據(jù)以下公式產(chǎn)生的 其中函數(shù) 將自變量近似成最接近的較小整數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率是用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率的一半。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其中所述多個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)在時(shí)間上間隔TC/(2·n)，其中TC是基本波形的周期并且n是整數(shù)，用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率為TC/(4·n)，而用于借助于內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率是TC/(8·n)。
8.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其中所述多個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)在時(shí)間上間隔TC/2，其中TC是基本波形的周期，用于通過執(zhí)行內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率為TC/4，而用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率是TC/8。
9.一種數(shù)字通信接收機(jī)，包括用于在輸入擴(kuò)頻信號與本地生成碼之間保持精細(xì)校準(zhǔn)的設(shè)備，所述設(shè)備包括延遲線(56)，用于存儲所述輸入擴(kuò)頻信號的多個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)；第一數(shù)控內(nèi)插器(26)，用于通過在所述延遲線(56)中存儲的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插來確定用于預(yù)期最佳采樣時(shí)刻的內(nèi)插早采樣(e)；第二數(shù)控內(nèi)插器(24)，用于通過在所述延遲線(56)中存儲的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插來確定與所述最佳采樣時(shí)刻相對應(yīng)的內(nèi)插中采樣(m)；第三數(shù)控內(nèi)插器(28)，用于通過在所述延遲線(56)中存儲的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插來確定相對于所述最佳采樣時(shí)刻而被延遲的內(nèi)插晚采樣(l)；至少一個相關(guān)器(30，32，22)，用于計(jì)算一個誤差信號(ξ)，以此作為從所述內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)中計(jì)算的符號能量之間的差值；其特征在于，所述設(shè)備還包括電路(23)，用于提取所述誤差信號(ξ)的正負(fù)號；控制信號生成器(66)，用于在寄存器中累積所述誤差信號(ξ)的所述正負(fù)號，以便產(chǎn)生用于控制所述第一數(shù)控內(nèi)插器(26)、第二數(shù)控內(nèi)插器(24)以及第三數(shù)控內(nèi)插器(28)的控制信號(SE、SM、SL)；其中所述內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離相對第一所述控制信號(SM)而變化，并且所述第一數(shù)控內(nèi)插器(26)和第三數(shù)控內(nèi)插器(28)的時(shí)間分辨率低于所述第二數(shù)控內(nèi)插器(24)的時(shí)間分辨率。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的數(shù)字通信接收機(jī)，其中累積所述誤差信號(ξ)正負(fù)號的所述寄存器具有大小為+4的正飽和值以及大小為-4的負(fù)飽和值。
11.根據(jù)權(quán)利要求9或10的數(shù)字通信接收機(jī)，其中作為選擇，當(dāng)所述第一控制信號(SM)是偶數(shù)值的時(shí)候，所述內(nèi)插早采樣(e)與晚采樣(l)之間的時(shí)間距離采取TC的值，其中TC是基本波形的周期，而在所述第一控制信號(SM)是奇數(shù)值的時(shí)候，所述時(shí)間距離是3·TC/4的值。
12.根據(jù)權(quán)利要求10的數(shù)字通信接收機(jī)，其中用于控制所述第一數(shù)控內(nèi)插器(26)的第二控制信號(SE)是作為所述第一控制信號(SM)的函數(shù)并根據(jù)以下公式產(chǎn)生的 其中函數(shù) 將自變量近似成最接近的較小整數(shù)。
13.根據(jù)權(quán)利要求10的數(shù)字通信接收機(jī)，其中用于控制所述第三數(shù)控內(nèi)插器(28)的第三控制信號(SL)是作為所述第一控制信號(SM)的函數(shù)并根據(jù)以下公式產(chǎn)生的 其中函數(shù) 將自變量近似成最接近的較小整數(shù)。
14.根據(jù)權(quán)利要求9的數(shù)字通信接收機(jī)，其中用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率是用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率的一半。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的數(shù)字通信接收機(jī)，其中所述多個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)在時(shí)間上間隔TC/(2·n)，其中TC是基本波形的周期并且n是整數(shù)，用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率為TC/(4·n)，而用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率是TC/(8·n)。
16.根據(jù)權(quán)利要求14的數(shù)字通信接收機(jī)，其中所述多個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)在時(shí)間上間隔TC/2，其中TC是基本波形的周期，用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插早采樣(e)和晚采樣(l)的時(shí)間分辨率為TC/4，而用于借助內(nèi)插來確定所述內(nèi)插中采樣(m)的時(shí)間分辨率是TC/8。
17.根據(jù)權(quán)利要求9或10的數(shù)字通信接收機(jī)，其中所述延遲線(56)保存所述輸入擴(kuò)頻信號的五個連續(xù)采樣(E-1、E、M、L、L+1)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的數(shù)字通信接收機(jī)，其中受控于所述第二控制信號(SE)的所述第一數(shù)控內(nèi)插器(26)在輸入中接收所述延遲線(56)中存儲的前三個采樣(E-1、E、M)，并且產(chǎn)生作為所述第二控制信號(SE)以及所述前三個采樣(E-1、E、M)的函數(shù)的所述內(nèi)插早采樣(e)。
19.根據(jù)權(quán)利要求17的數(shù)字通信接收機(jī)，其中受控于所述第一控制信號(SM)的所述第二數(shù)控內(nèi)插器(26)在輸入中接收所述延遲線(56)中存儲的三個中間采樣(E、M、L)，并且產(chǎn)生作為所述第一控制信號(SM)以及所述三個中間采樣(E、M、L)的函數(shù)的所述內(nèi)插中采樣(m)。
20.根據(jù)權(quán)利要求17的數(shù)字通信接收機(jī)，其中受控于所述第三控制信號(SL)的所述第三數(shù)控內(nèi)插器(28)在輸入中接收所述延遲線(56)中存儲的后三個采樣(M、L、L+1)，并且產(chǎn)生作為所述第三控制信號(SL)以及所述后三個中間采樣(M、L、L+1)的函數(shù)的所述內(nèi)插晚采樣(l)。
21.根據(jù)權(quán)利要求9的數(shù)字通信接收機(jī)，其中所述第一數(shù)控內(nèi)插器(26)和所述第三數(shù)控內(nèi)插器(28)是作為單獨(dú)的時(shí)間復(fù)用的數(shù)控內(nèi)插器來實(shí)現(xiàn)的，內(nèi)插早采樣(e)和內(nèi)插晚采樣(l)是在不同的時(shí)間間隔計(jì)算的。
全文摘要
本發(fā)明涉及同步數(shù)字電信接收機(jī)的方法，包括將輸入擴(kuò)頻信號的多個連續(xù)采樣保存在延遲線中；借助第一數(shù)控內(nèi)插器在輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插以確定預(yù)期最佳采樣時(shí)刻的內(nèi)插早采樣；借助第二數(shù)控內(nèi)插器在輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插以確定與最佳采樣時(shí)刻相對應(yīng)的內(nèi)插中采樣；借助第三數(shù)控內(nèi)插器而在輸入擴(kuò)頻信號的連續(xù)采樣之間執(zhí)行內(nèi)插以確定相對于最佳采樣時(shí)刻而被延遲的內(nèi)插晚采樣；計(jì)算誤差信號作為從內(nèi)插早采樣與晚采樣中計(jì)算的符號能量之間的差值；提取并累積誤差信號的正負(fù)號以產(chǎn)生控制信號，從而控制確定計(jì)算內(nèi)插早采樣、中采樣以及晚采樣的數(shù)控內(nèi)插器的內(nèi)插相位。累積值具有大小為+4的正飽和值以及大小為－4的負(fù)飽和值。
文檔編號H04B1/707GK1695315SQ02829892
公開日2005年11月9日 申請日期2002年11月15日 優(yōu)先權(quán)日2002年11月15日
發(fā)明者多納托·艾拖瑞, 毛瑞茲奧·格瑞澤諾, 布魯諾·邁利斯, 安德瑞·費(fèi)諾泰羅, 阿爾弗萊多·拉希托 申請人:意大利電信股份公司