專利名稱：無線系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及發(fā)射和接收方法、發(fā)射機和接收機，尤其、但不僅僅涉及用于無線通信系統(tǒng)，例如蜂窩無線系統(tǒng)的發(fā)射和接收方法、發(fā)射機和接收機。
背景技術：
無線蜂窩通信網(wǎng)絡及其運行是公知的。在這種系統(tǒng)中，網(wǎng)絡覆蓋的區(qū)域被分為小區(qū)。每個小區(qū)具有基站，基站被設置為與在與該基站相關的小區(qū)中的多個移動臺或其他用戶設備通信。
在這些已知系統(tǒng)中，為每個用戶分配信道。例如，在GSM(全球移動通信系統(tǒng))標準中，為用戶分配給定的頻帶和那個頻帶中特定的時隙。能夠為來自一個用戶的一個信息流分配一個頻帶和時隙。當前所提出的所謂的第三代標準使用碼分多址(CDMA)方法來增加每個小區(qū)的容量。在這個標準中，為每個用戶分配特定的擴展碼來定義用戶信道。
從A點到B點的傳輸可能采取直接路徑，但是也可能被人造或自然現(xiàn)象物體，例如建筑物、大的車輛以及山岡，反射或衍射。這允許蜂窩通信被用于復雜、雜亂的環(huán)境，例如繁忙的城市，在那里發(fā)射機和接收機之間的視線(line of sight)通常是不可能的。因為接收機從多個獨立路徑接收被發(fā)射消息的多個副本，所以這些類型的環(huán)境通常被稱為多路徑環(huán)境。反射和衍射的不同的長度和不同數(shù)量意味著在不同時間、以不同相位接收多個副本。所提出的改善CDMA信道內信號接收的方法是基于分析通信信道中不同的傳輸路徑。在所提出的這種系統(tǒng)中，通過不僅接收和處理作為最強信號的、主路徑上所發(fā)射的信號，而且也接收和處理其他傳輸通路上所發(fā)射的較弱的接收信號，從而降低了誤碼率。在接收機中，對從其他通路所接收的信號進行相位和時間的移位，然后將其添加到主接收信號上。假設時間和相位的移位是精確的，那么對所接收的值求和就得到了比單一的被接收的主路徑信號更好的信噪比。
已經(jīng)提出了對于簡單地對所接收值進行求和的改進。在這種系統(tǒng)中，使用一系列的權重來將所接收的信號加起來，使得在最后的估算中不是所有被接收的信號值都總是具有相同的重要性。這些權重的估計直接影響估計的精確性。已經(jīng)提出了預測這些權重的方案。傳統(tǒng)的瑞克接收機根據(jù)從通信信道所進行的測量而修改權重。換言之，當檢測到多路徑信號時，傳統(tǒng)的瑞克接收機估計每個路徑的延遲和強度。然后，接收機以將所有被檢測到的多路徑信號與由那個路徑所估計的強度所提供的相對重要性組合起來?？墒?，傳統(tǒng)的接收機不提供特別精確的結果，這是因為它假設接收的任何干擾在時間上是不相關的，換言之，任何干擾都是完全隨機的，并且不鏈接到被發(fā)射的信號。
所謂的一般化的瑞克接收機對此進行了改善，這是因為它考慮了一些暫時相關的干擾的作用，即與信號相關的干擾。一個干擾源是多路徑衰落所產(chǎn)生的干擾-一個或多個發(fā)射機、接收機或信號路徑中的物體的改變所產(chǎn)生的干擾。一般化瑞克接收機中所允許的另一個干擾源是由用于生成不具有理想特性的信號的脈沖整形濾波器所產(chǎn)生的干擾。一般化的瑞克接收機通過插入額外的瑞克指狀支路來不僅監(jiān)控在已知的多路徑內分支(tap)周期上所接收的信號、而且也監(jiān)控在這些時間附近所接收的信號，從而允許這些類型的干擾。由這些附加的時間，可能計算組合權重，從而使特定用戶的信噪比最大。
一般化的瑞克接收機使用信道沖激響應來計算權重。一般化的瑞克接收機假設接收的多個符號平均起來看是不相關的。但是，如果在符號基礎上考慮這些符號，那么它們實際上是相關的。這意味著，一般化的瑞克接收機所提供的結果也不是如它們應該的那樣精確。因此，在一般化的瑞克接收機中，對符號間的干擾、多用戶干擾、以及固有噪聲進行的近似低估并忽略由碼重用和符號區(qū)別所產(chǎn)生的影響。因此，一般化的瑞克接收機近似也忽略在用戶之間所產(chǎn)生的干擾，并且假設不同用戶所使用的碼是隨機的，并且不具有共同的元素。
第三種類型的接收機，聯(lián)合檢測器，考慮從多路徑中提取信號的方案。瑞克接收機通過檢查單個用戶以及試圖提取發(fā)送到該單個用戶的消息來處理這個問題。在過程中，提取、處理和組合用于那個用戶的多路徑的信號。聯(lián)合接收機不僅從一個用戶或從一組天線接收信號，而且接收所有用戶和天線的信號。然后，聯(lián)合接收機處理所有接收的信號，以便能夠檢測每個用戶。在這樣的系統(tǒng)中，由其他用戶所產(chǎn)生的差錯以及來自當前正在使用的小區(qū)外的用戶的差錯被補償。但是，這樣的系統(tǒng)非常復雜，需要明確地要求每個用戶被接收和處理，以便接收和處理單個用戶。移動接收機一般不知道為了使用這些接收機中的一個而需要的信息。這些信息的引入增加了移動接收機的復雜性和尺寸大小，而移動電話的設計一般要求簡單輕便的接收機。

發(fā)明內容
本發(fā)明的實施例的目的是解決或至少部分地減輕前面討論的一個或多個問題。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了用于通信系統(tǒng)中的接收機，所述接收機包括多個接收裝置，至少兩個所述接收裝置被設置為處理在不同時間所接收的相同信號；還包括用于以不同的權重將至少兩個所述接收裝置的輸出組合起來的裝置，所述權重被設置為考慮與除了所述相同信號的其他至少一個信號的擴展碼相關的信息。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了用于通信系統(tǒng)的接收機，所述接收機具有多個接收裝置，至少兩個所述接收裝置被設置為處理在不同時間所接收的相同信號；還具有用于計算感興趣的碼和n個可能的干擾碼之間的平均相關；還具有用于以不同權重組合至少兩個所述接收裝置的輸出的裝置，所述權重被設置為考慮所述平均相關。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了用于通信系統(tǒng)的接收方法，所述方法包括用不同接收裝置接收在不同時間所接收的相同信號；為所述接收裝置的輸出確定權重，所述權重被設置為考慮與不是所述相同信號的其他至少一個信號的擴展碼的信息；以及以所述權重組合至少兩個所述接收裝置的輸出。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供了用于通信系統(tǒng)的接收方法，所述方法包括計算感興趣的碼和n個可能的干擾碼之間的平均相關的步驟；并且在為信號組合確定權重時使用所述平均相關。


為了更好地理解本發(fā)明以及怎樣實現(xiàn)相同的方式，以例子的形式參考附圖，其中圖1表示在其中能夠實現(xiàn)本發(fā)明的實施例的蜂窩網(wǎng)絡的典型小區(qū)布局的示意圖；圖2表示在其中能夠實現(xiàn)本發(fā)明的實施例的碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)；圖3表示CDMA接收機電路的示意圖；圖4表示圖3的接收機電路的功能；圖5更詳細地表示圖3的接收機電路；圖6更詳細地表示圖5的實現(xiàn)本發(fā)明的權重估計器；圖7表示模擬的擴展波形的非周期相關函數(shù)的三種不同相關度量的圖，其中每個非周期相關函數(shù)的時間瞬間相等；圖8表示模擬的擴展波形的非周期相關函數(shù)的三種不同相關度量的圖，其中每個非周期相關函數(shù)的時間瞬間是m和n，并且m和n之間的關系是m＝n+2。
具體實施例方式
參考圖1，圖1是在其中能夠實現(xiàn)本發(fā)明的實施例的蜂窩電信網(wǎng)絡1的部分。網(wǎng)絡所覆蓋的區(qū)域被分為多個小區(qū)7、9。圖1表示由6個其他小區(qū)7包圍的中央小區(qū)9。為了清楚，沒有表示與這些完整小區(qū)鄰近的其他小區(qū)。每個小區(qū)具有與其相關的基站收發(fā)器3?；臼瞻l(fā)器3被設置為與和該基站收發(fā)器3相關的移動設備或其他用戶設備通信。移動設備的例子包括移動電話、具有收發(fā)機能力的個人數(shù)字助理(PDA)、以及具有收發(fā)機能力的筆記本電腦。小區(qū)可以至少部分地或完全重疊。在一些系統(tǒng)中，小區(qū)可以具有與所表示的不同的形狀。在一些實施例中，基站收發(fā)器3可以與在其相關小區(qū)外的移動設備5通信。在其他實施例中，移動設備5可以直接與移動設備5通信，而無需借助于基站收發(fā)器3。在本發(fā)明的其他實施例中，基站收發(fā)器3可以直接與基站收發(fā)器3通信。
參考圖2，圖2表示圖1的一個小區(qū)9。移動設備5a和5b通過射頻環(huán)境101與基站收發(fā)器3通信。移動設備5a使用載波頻率fa、在時間ta時與基站收發(fā)器3通信?；臼瞻l(fā)器3再使用載波頻率fa’、在時間ta’時與移動設備5a通信。移動設備5b使用載波頻率fb、在時間tb時與基站收發(fā)器3通信?；臼瞻l(fā)器3再使用載波頻率fb’、在時間tb’時與移動設備5b通信。在碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中，由于碼分多址系統(tǒng)所提供的碼的正交性，所以試圖有效地使用時隙和頻帶。在這樣的系統(tǒng)中，只使用一個載波頻率和時間瞬間用于上行鏈路，而另一個載波頻率/時間對用于所有下行鏈路。換言之，fa＝fb、fa’＝fb’、ta＝tb、并且ta’＝tb’。對于這樣的系統(tǒng)，用將被發(fā)射的數(shù)據(jù)信號乘以作為擴展碼的偽隨機數(shù)字序列。這個碼具有比將被發(fā)射的數(shù)據(jù)序列高很多的頻率或小片頻率。然后，對擴展碼調制波形進行調制以生成然后能夠被發(fā)射的射頻波形，其中擴展碼是特定于小區(qū)的擾頻碼和特定于用戶的信道化碼的結果。不同的用戶信號由其不同的擴展碼來區(qū)分。通常，擾頻碼比擴展碼長很多。對于同一基站服務的所有移動設備，擾頻碼可以是相同的。于是，同一基站所服務的不同移動設備由不同的信道化碼來區(qū)分，信道化碼通常比擾頻碼短很多。通常，擾頻碼可以是38,400碼片長，而信道化碼可以是16碼片長。
在CDMA系統(tǒng)中，為每對移動設備5和基站收發(fā)器3分配單獨的碼。這些碼被設計為相互正交。換言之，在理想情況(即在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中)下，一個碼與另一個碼相乘得到平均值0。在理想情況下，碼與其本身相乘得到與碼值相等的平均值。在本發(fā)明的一些實施例中，由擴展碼的信道化碼來確定能夠使用同一資源的用戶的最大數(shù)量。以下，對擴展因子和擴展碼的引用實際上是引用信道化碼。使用信道化碼的優(yōu)點在于，它相對較短，并且能夠相對便宜和容易地提供所需要的處理能力。但是，應該注意，在本發(fā)明的其他實施例中，可能考慮碼的其他部分，甚至可能使用整個碼。擴展因子是擴展碼周期除以原始信號周期的比率的倒數(shù)。例如，如果擴展因子是16，則擴展碼的周期或碼片長為比原始信號小16倍。換言之，擴展碼的帶寬是原始信號帶寬的16倍。
擴展因子Nk是能夠使用同一資源的用戶的最大數(shù)量，并且，在理想情況下，在一個時隙中沒有與另一個用戶的碼干擾。暗示用戶的最大數(shù)量等于擴展因子的另一個約束是這樣的事實，即每個用戶必須能夠被唯一地分離。碼被選擇成使得不相互干擾，換言之，碼被選擇為是正交的。如果將擴展碼視為將原始信號映射到具有由擴展碼所提供的坐標的Nk維空間中的方法，則能夠發(fā)現(xiàn)以下情況。當Nk＝1時，只可以設置一個用戶，換言之，信號被映射到1維空間中，在那里不能設置任何附加用戶。當Nk＝2時，能夠設置兩個用戶，信號被映射到2維空間中，在那里第一用戶和第二用戶能夠被設置為相互正交(如果考慮第一用戶被設置在x軸，而第二用戶在y軸，則任何附加的用戶可以被引用為前兩個用戶的組合)。對于大于2的正整數(shù)，這能夠被表示。
被發(fā)射的波形可以直接穿過發(fā)射機和接收機之間，如將基站收發(fā)器3連接到移動設備5b的傳輸路徑107所示。這種類型的通信被稱為瞄準線和被稱為瞄準線路徑的路徑。被發(fā)射的波形可以通過多個傳輸路徑從發(fā)射機傳遞到接收機。這些多個路徑用移動設備5a和基站收發(fā)器3之間的通路103和105表示。當傳輸波碰到障礙物，例如建筑物、大的車輛或山坡時產(chǎn)生這些不同的路徑。一些傳輸波能量可能被吸收，而剩余的能量將被物體反射。被反射的波繼續(xù)前進，碰到其他物體，并被進一步反射。這些被反射的波也可能到達接收機，在沿瞄準線路徑前進的部分波以后它們將到達這個點。因為城市環(huán)境具有很多更可能的反射物體，所以城市環(huán)境一般具有很多比直接路徑更多的從發(fā)射機到接收機的通路。也因為反射物體的密集，所以城市環(huán)境經(jīng)常包括這樣的區(qū)域，在那里沒有瞄準線通路，而只有被反射的通路。
在本發(fā)明的一些實施例中，為每個上行鏈路或下行鏈路使用多于一個的頻率/時間對。
圖3表示典型的移動設備5內的收發(fā)機單元。在本發(fā)明的其他實施例中，這些收發(fā)機單元被表示在基站收發(fā)器3中。收發(fā)機包括天線221、接收機219、發(fā)射機203和將天線221連接到接收機219和發(fā)射機203的開關205。CDMA系統(tǒng)的傳輸方法是公知的，并不再描述?，F(xiàn)在將詳細地介紹用CDMA接收機接收和估計符號值的行為。
接收機219，瑞克接收機，包括RF鏈路207、定時鏈路211、定時分析器213、一系列瑞克指狀支路209、以及求和設備215。RF鏈路接收由天線221所接收、并通過開關205傳輸?shù)纳漕l信號。定時分析器213接收RF連接器207上的射頻接收值。定時分析器產(chǎn)生正在被分析的通信鏈路的多路徑環(huán)境101的一系列估計。這些RF環(huán)境估計被通過鏈路211傳遞到每個瑞克指狀支路209。瑞克指狀支路209也通過RF連接器207接收射頻接收值。每個瑞克指狀支路209包括為多個傳輸路徑中最強的路徑提供被發(fā)射符號的估計的電路。根據(jù)定時分析器213傳遞到每個瑞克指狀支路209的定時信息產(chǎn)生這個符號值估計。每個瑞克指狀支路209將符號估計傳遞到求和設備215，求和設備215對符號估計進行求和，以提供軟符號估計217。
圖4表示圖3所示的瑞克接收機的原理。被發(fā)射的信號301在傳輸環(huán)境101上被發(fā)射。在此之前，或者與此同時，發(fā)射已知的定時符號，以便允許定時分析器213估計多個傳輸路徑303A、303B和303C的數(shù)量和屬性。這個多路徑內信息被傳遞到瑞克指狀支路209。每個瑞克指狀支路提取在定時分析器305A、304B、305C指示的每個時間時所接收的符號估計。然后進行下一個級別的處理，以便用由定時分析器213所生成的已知信道估計來修改所接收的符號305A、305B和305C，以生成估計符號值307A、307B和307C。然后，在求和設備215中組合來自每個瑞克指狀支路209的被修改的符號，以生成最終的符號估計309。
圖5表示實現(xiàn)本發(fā)明的CDMA系統(tǒng)接收機的數(shù)字實現(xiàn)。接收機499包括射頻輸入端495、解調器497、一系列瑞克指狀支路453、權重估計器451、擴展碼輸入端403、以及求和設備421。
射頻輸入端495連接到解調器497的輸入端。解調器的輸出端連接到第一瑞克指狀支路453的第一(信號)輸入端。
擴展碼輸入端403連接到第一瑞克接收機453的第二(碼)輸入端。
每個瑞克指狀支路453(為了清楚，只表示了第一瑞克指狀支路)包括第一(信號)輸入端401、第二(碼)輸入端455、第三(權值)輸入端463、第一(信號)輸出端459、第二(碼)輸出端457、第三(去相關值)輸出端461、第四(符號值)輸出端465、延遲單元405、第一乘法器407、綜合器411、以及第二乘法器415。第一乘法器407和綜合器411限定相關器。
設置瑞克指狀支路453，使得第n個指狀支路的第一(信號)輸出端459連接到第n+1個指狀支路的第一(信號)輸入端401。以類似的方式，第n個指狀支路的第二(碼)輸出端457連接到第n+1個指狀支路的第二(碼)輸入端455。設置每個瑞克指狀支路453，使得第三(去相關值)輸出端461通過信號線471連接到權重估計器451。設置每個瑞克指狀支路453，使得第三(權值)輸入端通過信號線417連接到權重估計器451。還設置每個瑞克指狀支路453，使得第四(符號值)輸出端465連接到求和設備421。
設置每個瑞克指狀支路453，使得第一(信號)輸入端401連接到第一乘法器407的第一輸入端，并且還連接到第一(信號)輸出端459。還設置每個瑞克指狀支路453，使得第二(碼)輸入端455連接到第一乘法器407的第二輸入端，并且也連接到延遲單元405的輸入端。延遲單元的輸出端連接到第二(碼)輸出端457。鄰近的瑞克指狀支路453的設置使得第n個指狀支路處理來自時間tc1的擴展碼，而幾乎同時地，第n+1個指狀支路處理來自被延遲tc1-Tc的片碼的擴展碼。
第一乘法器407的輸出端連接到綜合器411的輸入端。綜合器411的輸出端連接到第二乘法器415的第一輸入端和第三(去相關值)輸出端461。第三(權值)輸出端463連接到第二乘法器415的第二輸入端。第二乘法器415的輸出端連接到第四(符號值)輸出端465。
設置第一瑞克指狀支路543，使得第一(信號)輸入端連接到解調器497的輸出端。還設置第一瑞克指狀支路，使得第二(碼)輸入端連接到擴展碼數(shù)據(jù)線403。
設置最后的瑞克指狀支路453，使得第一(信號)輸出端被隔離，并且第二(碼)輸出端也被隔離。
權重估計器451在信號線471上接收一系列輸入，其中每個信號線471連接到不同的瑞克指狀支路453。權重估計器451在信號線417上輸出一系列的輸出，每個信號線417連接到不同瑞克指狀支路453。
求和設備421在信號線419上接收一系列的輸入，其中每個信號線419連接到不同的瑞克指狀支路453。求和設備421的輸出被傳遞到信號線423。
射頻輸入端495將所接收的信號傳遞到解調器，解調器在如式1所定義的時間瞬間t時輸出基帶接收信號r。
r(t)=Σk=0Nk-1Σl=0L-1glkxk(t-ΔkTc-τlk)+n(t)---(1)]]>在式1中，glk表示使用第k個擴展碼的用戶的第l個信道分支。換言之，無線環(huán)境能夠被視為作為一系列幅值和相位調制延遲單元。信道延遲單元被串聯(lián)連接，使得信號穿過每一個單元。這些信道延遲單元中的每一個都具有對接收機所接收的信號作出貢獻的輸出。這個模型的數(shù)學描述通常被稱為信道沖激函數(shù)。
Nk的值被定義為擴展因子。擴展因子也是考慮的平行信道的最大數(shù)量。擴展碼片周期限制了分割信道的單獨路徑的可能性。在本發(fā)明的實施例中，每個活動用戶具有其自己的活動擴展碼。在本發(fā)明的其他實施例中，每個活動用戶可以具有多于一個的活動擴展碼。在本發(fā)明的其他實施例中，多于一個的用戶可以共享活動的碼。因此，根據(jù)本發(fā)明的實施例，活動的擴展碼的數(shù)量可以大于、等于或小于共享傳輸信道的用戶的數(shù)量。
式1中的Tc被定義為擴展碼片周期，即碼頻率的倒數(shù)。式1中的τlk被定義為第k個用戶的第l個路徑的信道延遲。在式1中，n(t)表示時間t時小區(qū)間的干擾，即來自其他小區(qū)的傳輸作用，以及熱噪聲。值Δk定義了用戶時間偏移。對于上行鏈路通信，Δk通常是非0。非0的用戶時間偏移是因為，在從移動設備5到基站收發(fā)器3的通信上，移動設備5不是碼片周期同步的，并且通常在傳輸之間存在小的時間差別。對于下行鏈路通信，假設Δk為0，這是因為基站收發(fā)器3同時為所有移動設備5廣播系統(tǒng)的信號。
xk(t)代表時間t時用于用戶k的被發(fā)射的基帶時間連續(xù)信號，如參考以下式2所進一步定義的那樣。
因此，時間t時的接收信號是由乘以所述用戶的信道脈沖特性的、所有用戶在從0到L-1的延遲上的被延遲寬帶時間連續(xù)信號與時間t時添加的熱噪聲之和。
被發(fā)射的基帶時間連續(xù)信號xk(t)，即在其為了傳輸而調制以前的被發(fā)射的信號，能夠被寫為式2那樣。
xk(t)=2EckΣjsk[j]ak,j(t-jNkTc)---(2)]]>擴展波形ak，j(t)是施加到數(shù)字信號sk[j]的擴展碼信號的時間連續(xù)形式，并且代表第k個用戶和第j個符號。值 是控制預調制信號功率的縮放值(scaling value)。因此，被發(fā)射的基帶時間連續(xù)信號x(t)被定義為功率縮放值乘以符號j和用于用戶k和符號j的時間連續(xù)擴展碼的乘積在全部符號j的和。
時間t時的時間連續(xù)擴展波形能夠被表示為式(3)所示的擴展碼和其連續(xù)是脈沖響應。
ak,j(t)-Σm=0Nk-1ck[m,j]pc(t-mTc)---(3)]]>擴展碼ck[m，j]是第k個用戶和第j個符號的擴展碼的第m個碼片時間瞬間。為了簡化分析，假設所需要的被接收響應是來自使用第一可用碼(m＝0)的用戶的初始符號(j＝0)。擴展碼的脈沖響應，或者已知的施加到理想化的擴展碼上的脈沖整形濾波器，由pc(t-mTc)表示。
信號r(t)被傳遞到瑞克指狀支路453，在那里信號乘以所需要的用戶的擴展碼。瑞克指狀支路453的設置使得解調后的被接收信號r(t)被同時傳遞到所有瑞克指狀支路，因此瑞克指狀支路453的第一輸入被傳遞到第一乘法器407。但是，每個瑞克指狀支路453中添加的延遲單元405允許瑞克指狀支路453的第一乘法器407的第二輸入的區(qū)別在于擴展碼與鄰近碼差一個碼片。換言之，在連續(xù)的瑞克指狀支路中，信號被延遲一個碼片。
第一乘法器407的輸出在線409上被傳遞到綜合器411。綜合器411從第一乘法器407接收輸出端。它執(zhí)行對信號在符號周期上的平均。
如上所述，相關器y(df)的輸出被傳遞到第二乘法器415，在相關器中，第一符號接收時間瞬間被定義為d，而f代表瑞克指狀支路的數(shù)量。
第二乘法器將去擴展符號輸出y(df)與由權重估計器所提供的權重wf相乘。這被傳遞到求和設備421。
來自求和設備421的輸出定義了判定統(tǒng)計z，即原始被發(fā)射信號的最佳估計。判定統(tǒng)計z和每個瑞克指狀支路453的輸出之間的關系由式4表示z=Σf=1Fwf*y(df)=wHy---(4)]]>其中，y＝[y(d1)y(d2)...y(dF)]T，并且w＝[w1，w2，...wF]T。描述去擴展信號y的另一種方式是將其分割為如式5所示的、需要的符號和噪聲分量。
y=yds0
+yISI+yMUI+n~=yds0
+u---(5)]]>因此，去擴展信號是所需要的信號yds0
(即符號s0
乘以在某種意義上代表傳輸路徑增益yd的因子)的組合。yd還取決于所需要用戶的擴展波形的自相關。U代表相關的符號間干擾(ISI)yISI、相關的多用戶干擾(MUI)yMUI、以及其他噪聲源 符號間干擾是由已經(jīng)被同一用戶產(chǎn)生的前一個符號、但由于路徑的不同長度(即多路徑傳輸)而與當前符號同時進入接收機而導致與當前符號重疊所產(chǎn)生的干擾。這種類型干擾的例子是傳輸路徑具有很多不同長度的多路徑，以及符號長度短(即擴展因子低)。在這樣的例子中，沿很長路徑前進的第一符號可能與沿較短直接路徑前進的第二個后來符號同時到達接收機。由于擴展碼在傳輸期間被重新使用，所以符號間干擾的影響由擴展波形的自相關函數(shù)決定。最優(yōu)地，擴展碼應該被描述為白的(即它們不具有任何瞬時相關)，但是因為擴展碼的有限長度，所以這是不可能的，導致了符號間干擾。路徑間干擾也可能是個問題。這是在信號到達接收機之前信號干擾。
從其他用戶產(chǎn)生多用戶干擾。當來自不同小區(qū)的兩個用戶重用相同擴展碼、并且從一個用戶所接收的信號沒有被有效地刪除時，產(chǎn)生這樣的例子。更通常的例子是兩個用戶，由于傳輸路徑的不同，擴展碼沒有完全刪除第一信號。因為通常用戶在上行鏈路傳輸中具有不同的鏈路，所以這只是下行鏈路傳輸?shù)那闆r。
另一種噪聲源的例子是在電子元件內由于導體中電子的隨機運動而內部產(chǎn)生的熱噪聲。這些噪聲源一起能夠被組合，并被稱為整體干擾u。
權重估計器451的目的是根據(jù)存儲在一系列輸入線471上的去相關值選擇一系列權值輸出到一系列輸出線417上。權重估計器單元451包括公知的最大似然檢測器，用于檢測給觀察矢量y的s0
值?？梢杂檬?數(shù)學地表示最大似然檢測器的這個方案w=Ruu-1yd---(6)]]>整體干擾的協(xié)方差矩陣，即整體干擾u的估計值乘以自身，E{uuH}被定義為Ruu。Yd是時間瞬間d時的非符號特定的去擴展信號，換言之，除以所需要的符號值的被接收值。假設噪聲、符號間干擾(ISI)、和多用戶干擾(MUI)與總的干擾的時間平均值無關，并且能夠如式7那樣被重新寫為需要的ISI RISI、MUI RMUI、和其他噪聲值Rn的時間平均值。
R=RISI+RMUI+Rn~---(7)]]>根據(jù)前面的式子，符號間干擾RISI的時間平均值可以被進一步展開為式8。在式8中，d1和d2是兩個時間瞬間。值Ec0是用戶0(k＝0)的被發(fā)射符號的功率。L和q是虛變量，用在gl和gq中提供的信道特性來估計信道分支0到L-1的所有組合的值。M和v是用于在整個符號周期上求和的兩個虛變量。RP(q)是時間瞬間q時碼片脈沖的自相關。Ck，j(m)是擴展序列的非周期相關函數(shù)，并且在后面在式12中定義。
RISI(d1,d2)=2Ec0Σl=0L-1Σq=0L-1gl0gq0ΣjΣm=1-NkNt-1Σv=1-NkNk-1Rp(d1-jNkTc-τl0+mTc)×Rp(d2-jNkTc-τq0+vTc)E{C0,j(m)C0,j(v)}---(8)]]>類似地，多用戶干擾RMUI的時間平均值可以從前面的式子中導出，形成式9。
RMUI(d1,d2)=Σk=1N∝-12EckΣl=0L-1Σq=0L-1g1kgqkΣjΣm=1-NkNk-1Σv=1-NkNk-1Rp(d1-jNkTc-τlk+mTc)×Rp(d2-jNkTc-τqk+vTc)E{Ck,j(m)Ck,j(v)}---(9)]]>也以相似的方式展開時間平均熱噪聲Rn，以形成式10。值N0是固有噪聲功率值。
Rn~(d1,d2)=2N0Σm=1-NkNk-1C0,0(m)RP(d1-d2+mTc)---(10)]]>也能夠使用前面的式子重寫矢量yd，以形成式11。
yd(d1)=2Ec0Σl=0L-1gl0Σm=1-NkNk-1C0,0(m)RP(d1-mTc-τl0)---(11)]]>在以上式8-11中，非周期相關函數(shù)被定義為Ck，j(m)。非周期相關函數(shù)是通過將兩個擴展序列ck[n，j]相關而得到的值，其中k是用戶號，j是符號，n是第j個符號中碼片的數(shù)量，用式12定義非周期相關函數(shù)。
Ck,j(m)=Σn=0Nk-1-mck[n,j]c0*[n+m,0]0≤m≤Nk-1Σn=0Nk-1+mck[n-m,j]c0*[n,0]1-Nk≤m≤0---(12)]]>因此，為了計算或估計權重函數(shù)w，需要知道所需要的、用于擴展碼的非周期相關函數(shù)。
在一般化瑞克接收機的現(xiàn)有技術中，非周期相關函數(shù)的值不是從所接收的值中計算的，而是從查閱表中找到的。這是因為一般化瑞克接收機不知道其他用戶的擴展碼。因此，表格假定當為相同用戶和符號、但在兩個不同時間瞬間m和v處求得兩個相關函數(shù)時，需要的擴展波形非周期相關函數(shù)返回0值。用式13代表這個近似。
E{Ck，j(M)Ck，j(v)}＝0 當m≠v(13)查閱表還假設，當同時采取擴展的非周期相關函數(shù)，即m＝v時，應用以下近似規(guī)則。
因此，當不是所要求的用戶和符號的擴展波形的非周期相關函數(shù)的需要值等于0，式14的最上面一行。在相關符號時間時所要求的用戶的擴展波形的非周期相關函數(shù)的需要值為值(Nk)2，這等于碼片增益的平方，式14的第二行。對于所有其他情況，非周期相關函數(shù)的需要值被定義為碼片增益減去符號瞬間與被測量瞬間之間的絕對距離，式14的最后一行。
查閱表進行另一個假設，以產(chǎn)生進一步的近似。使用利用式15中所述的delta函數(shù)的近似，來計算式10中的擴展波形的自相關。
E{C0，0(m)}＝Nkδ[m](15)因此，當m＝0時，即所需要的符號的時間瞬間，delta函數(shù)返回值1，并且所需要的自相關值等于碼片增益，否則，delta函數(shù)返回值0，并且所需要的自相關值等于0。
一般化的瑞克接收機近似，式子13-14，必須作為用于估計初始用戶、只包含那個用戶所使用的擴展碼的接收機或接收機部分。因此，這些近似低估了多用戶干擾作用。
在式15中，一般化瑞克接收機近似假設所需要的非周期自相關函數(shù)對于符號來說是不變的。這個估計低估了路徑間干擾的作用。
綜上所述，本發(fā)明的實施例通過使用對與其他用戶相關的擴展碼的附加了解而考慮了由其他用戶所產(chǎn)生的干擾，以便產(chǎn)生干擾的更現(xiàn)實的估計。特別地，通過使用對其他用戶的擴展碼的了解，能夠估計來自與該用戶位于同一小區(qū)中的其他活動用戶的干擾。
可選地或附加地，通過估計由在前或隨后的符號所產(chǎn)生的值，本發(fā)明的實施例能夠考慮符號間干擾。
在本發(fā)明的實施例中，能夠使用對干擾信道化碼的部分認識。例如，假設已知四個信道化碼中的至少一個正在干擾，能夠計算感興趣的碼和四個可能的干擾碼之間的平均相關。然后，這個平均相關系數(shù)能夠被用于組合權重。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，不需要具有對干擾碼的完全認識。這與聯(lián)合檢測器不同，在聯(lián)合檢測器中，首先必須估計什么碼是活動的。
本發(fā)明的實施例尤其可用于使用循環(huán)地重復的短擾頻碼的TDD時分雙工環(huán)境。本發(fā)明的實施例尤其可用于使用循環(huán)地重復的短碼的任何適當環(huán)境。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，但不是必須地，這些碼應該在例如最大75個符號以后被循環(huán)地重復。
圖6表示本發(fā)明實施例中所使用的權重估計器451。如上所述，權重估計器包括一系列輸入端471、一系列輸出端417、信號估計器單元501、以及權重估計器單元503。
權重估計器單元503從一系列輸入線471和信號估計器單元501接收輸入。信號估計器單元從一系列輸入線471接收輸入，并將值輸出到權重估計器單元503。
如以前那樣，權重估計器451的目的是根據(jù)存儲在一系列輸入線471上的值選擇將在一系列輸出線417上輸出的一系列值。權重估計器單元503包括提供觀察矢量y的s0
的最大似然檢測器。
在本發(fā)明的實施例中，信號估計器單元501提供具有對活動的擴展序列更精確的近似的權重估計器單元。
信號估計器單元從被接收的突發(fā)接收干擾信息。如現(xiàn)有技術中已知的那樣，實際的CDMA信號作為包括保護周期、數(shù)據(jù)周期和中置碼(midamble)周期的一系列突發(fā)被廣播。
中置碼周期被用于為接收機發(fā)送訓練或導頻信息，以輔助符號的接收。訓練或導頻信息包括關于其他用戶的擴展碼的信息。信息能夠包括這些碼本身、這些碼的部分、小區(qū)或小區(qū)的有效組內活動的擴展碼涉及的索引、或者活動的擴展碼的數(shù)量。在本發(fā)明的可選實施例中，傳輸?shù)钠渌糠挚梢员挥糜谔峁┻@個信息。
導頻序列或訓練序列是接收機已知的參考序列，并且被用于提供發(fā)射機和接收機之間信道的信息。在本發(fā)明的一些實施例中，這個信道信息包括當前用戶的信道沖激信息。在本發(fā)明的其他實施例中，這個信息包括信道沖激以及除當前用戶以外的用戶的擴展碼信息。在本發(fā)明的另一些實施例中，導頻序列或訓練序列可以包括擴展碼的脈沖整形濾波器的信息。在本發(fā)明的再一些實施例中，訓練序列或導頻序列可以包括被發(fā)射的功率信息。
在實施例中，包括擴展碼信息的這個信息被用于提供對非周期函數(shù)E^{Ck,j(m)Ck,j(v)}=ΣiqiCi,j(m)Ci,j*(v)]]>當m≠v時(16)和自相關函數(shù)E^{|Ck,j(m)|2}=Σiqi|Ci,j(m)|2]]>當m＝v時(17)的以下估計。
在以上兩個近似中，i是識別可能的擴展波形的索引。從參考信號提供這個信息。第i個擴展波形的權重被定義為qi。從參考信號所提供的信號的信道響應中導出第i個擴展波形的權重。q值是根據(jù)每個干擾信號的功率而計算出的，并且是基于參考信號所提供的信道估計。
在時分雙工寬帶CDMA系統(tǒng)(TDD-WCDMA)中，典型的擴展碼與符號比為16，在TDD-WCDMA中，不僅用擴展碼、而且用擴展碼或時間或兩者的組合來區(qū)別不同的用戶。典型地，頻分雙工寬帶CDMA系統(tǒng)(FDD-WCDMA)具有大很多的片-符號比38400，在FDD-WCDMA中，不僅使用擴展碼、而且使用擴展碼和/或頻率來區(qū)分不同用戶。
在工作在TDD-WCDMA系統(tǒng)中的本發(fā)明的實施例中，每個符號具有短的碼片周期，并因此可能為每個符號計算擴展序列的不同的平均非周期相關函數(shù)。這個計算比由一般化瑞克接收機所執(zhí)行的相同功能的近似更加精確，在一般化瑞克接收機中，相關函數(shù)近似忽略了符號不同的事實。因此，信號的中置碼所提供的附加信息被用于提供相關函數(shù)更好的估計。這是因為信道化碼的短的長度，這意味著計算不是過度復雜或很費時間。
在FDD-WCDMA系統(tǒng)中，每個符號具有長的碼片周期。在這種情況中，為每個符號計算擴展序列的平均非周期自相關函數(shù)將引起從最初接收值到得到結果的長的延遲。因此，在本發(fā)明的實施例中，可以利用式15中前面的近似來執(zhí)行對擴展序列的平均非周期相關函數(shù)的計算。注意，由于擴展碼的偽噪聲特性，當擴展因子的長度增加時，式15中所表示的近似變的更有效。
因此，在工作在WCDMA系統(tǒng)中的本發(fā)明實施例中，可能基于所接收的值而不是近似來計算值，在CDMA系統(tǒng)中，碼片周期足夠小，以為整個符號計算平均非周期相關函數(shù)。用顯式計算補償路徑間干擾。
本發(fā)明的實施例是對一般化瑞克接收機的改進。符號估計器檢測符號的能力直接取決于從所接收的信號消除噪聲和干擾的能力。在一般化瑞克接收機和本發(fā)明的實施例中，通過施加到瑞克指狀支路的第二乘法器的權重函數(shù)來到達這個噪聲和干擾抑制。這些權重函數(shù)取決于傳輸環(huán)境內對干擾和噪聲的估計。在一般化瑞克接收機中，對符號間干擾、多用戶干擾、和固有噪聲所做的近似低估和忽略了由碼重用和符號區(qū)別所產(chǎn)生的作用。一般化瑞克接收機近似也忽略了在用戶之間產(chǎn)生的干擾，并忽略了由不同用戶所使用的碼是隨機的、并沒有共同元素。本發(fā)明的實施例使用在參考信號中傳遞到接收機的信息來估計這些作用。
因此，在本發(fā)明的實施例中，由于對擴展碼的非周期相關函數(shù)以及自相關函數(shù)的改進的估計，所以對平均干擾的改進的估計是可能的。本發(fā)明的實施例中的這些估計被插入到式8、9和10中所描述的相關矩陣中。
圖7和8表示由本發(fā)明的實施例所示范的改進。在這樣的示例性系統(tǒng)中，存在8個平行的有效代碼和四個不同的參考信號。因此，在碼和參考信號中不存在一對一的關系。互相關函數(shù)的真實值，即具有m-n所給定的時延的、m和n的所有組合的兩個非周期相關函數(shù)之間的相關能夠被稱為Ck，jtrue(m-n)，其中m和n是兩個擴展碼的兩個時間瞬間。用Ck，jprev(m-n)給出利用式13-15中一般化瑞克接收機所提供的近似而計算的互相關函數(shù)。用Ck，jnew(m-n)給出從本發(fā)明的實施例中所導出的相同互相關函數(shù)。全部三個互函數(shù)的長度為2Nk-1-Δ，其中Δ＝m-n。
分別用式18和19來定義誤差函數(shù)，即所需要的真實值和一般瑞克接收機以及本發(fā)明實施例之間的誤差。
eprev(m-n)=^(Ck,jprev(m-n)-Ck,jtrue(m-n))H(Ck,jprev(m-n)-Ck,jtrue(m-n))---(18)]]>和enew(m-n)=^(Ck,jnew(m-n)-Ck,jtrue(m-n))H(Ck,jnew(m-n)-Ck,jtrue(m-n))---(19)]]>能夠根據(jù)式20定義估計的平均比率。
E{eneweprev}=ΣkΣm-n=ΔΣm(Ck,jnew(m-n)-Ck,jtrue(m-n))H(Ck,jnew(m-n)-Ck,jtrue(m-n))(Ck,jprev(m-n)-Ck,jtrue(m-n))H(Ck,jprev(m-n)-Ck,jtrue(m-n))δ(m-Δ-n)---(20)]]>圖7表示當Δ＝0時，即當時間瞬間相等時，由三個不同度量函數(shù)所產(chǎn)生的相關度量的圖。對于本發(fā)明的實施例中的這個例子，對i＝1和2，將q權重取為qi＝0.5。使用式20估計平均誤差度量得到以下結果E{eneweprev}=0.5496]]>圖8表示當Δ≠0時，即當時間瞬間不相等時，由三個不同度量函數(shù)所產(chǎn)生的相關度量的圖。使用與前面例子中所使用的相同的q權重。再次利用式20估計平均誤差度量得到結果E{eneweprev}=0.5360]]>由圖7和8，以及由上面的平均誤差度量，在本發(fā)明的實施例中顯然存在顯著的改進。
權利要求
1.一種用于通信系統(tǒng)中的接收機，所述接收機包括多個接收裝置，至少兩個所述接收裝置被設置成處理在不同時間所接收的相同信號；用于以不同的權重將至少兩個所述接收裝置的輸出相組合的裝置，所述權重被設置成考慮與除了所述相同信號以外的至少一個信號的擴展碼相關的信息。
2.根據(jù)權利要求1的接收機，其中在所述信息中包括以下信息中的一個所述用戶所使用的部分代碼、所述用戶所使用的代碼或識別所述用戶所使用的代碼的信息、或者有效代碼的數(shù)量。
3.根據(jù)權利要求1或2的接收機，其中在信號的參考部分中提供所述信息。
4.根據(jù)權利要求1、2或3的接收機，其中由所述相同信號提供所述信息。
5.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信息還包括關于傳送所述相同信號的發(fā)射機和所述接收機之間信道的信息。
6.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述關于信道的信息包括信道沖激響應信息。
7.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信息還包括至少一個其他信號的信道信息。
8.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信息還包括關于擴展碼信息的脈沖整形濾波器的信息。
9.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信息還包括被發(fā)射的功率信息。
10.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述接收裝置被設置為處理符號。
11.根據(jù)權利要求10的接收機，其中估計在前或隨后的符號的值。
12.根據(jù)權利要求11的接收機，其中在前或隨后的符號的可能值的數(shù)量取決于施加到所述符號的調制方法。
13.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中如果所述信號的隨后或在前部分的值與所述信號的當前部分相同，則確定第一估計，并且如果所述信號的隨后或在前部分的值與所述信號的當前部分不同，則確定第二估計。
14.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中使用下式來估計符號間干擾 Rp(d2-jNkTc-τq0+vTc)E{C0,j(m)C0,j(v)}]]>其中RISI是時間瞬間d1和d2之間符號間干擾的時間平均值，Ec0是單個碼片的功率值，gw是時間w時的信道沖激函數(shù)，RP(q)是時間瞬間q時碼片脈沖的自相關，E{C0，J(m)C0，j(v)}是符號j的擴展序列的非周期自相關函數(shù)的估計值。
15.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中根據(jù)下式確定多用戶干擾 Rp(d2-jNkTc-τqk+vTc)E{Ck,j(m)Ck,j(v)}]]>其中，RMUI是時間瞬間d1和d2之間多用戶干擾的時間平均值，Eck是用戶k的單個碼片的功率值，gkw是時間w時對于用戶k的信道沖激函數(shù)，RP(q)是時間瞬間q時碼片脈沖的自相關，E{Ck，J(m)Ck，j(v)}是符號j和用戶k的擴展序列的非周期自相關函數(shù)的估計值。
16.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述由所述接收機所接收的信號包括需要的信號和不需要的信號。
17.根據(jù)權利要求16的接收機，其中所述需要的信號和至少一個所述不需要的信號在相同的頻率上。
18.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信號是碼分多址信號。
19.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述接收機包括瑞克接收機。
20.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述接收裝置包括指狀支路。
21.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信號是時分雙工信號。
22.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述擴展碼包括循環(huán)地重復的代碼。
23.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述代碼在最大75個符號后循環(huán)地重復。
24.根據(jù)權利要求23的接收機，其中所述碼在16個符號后循環(huán)地重復。
25.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中所述信息包括擾頻碼信息或信道化碼。
26.根據(jù)前述權利要求中任一項的接收機，其中還包括為計算感興趣的代碼和n個可能的干擾碼之間的平均相關的裝置。
27.根據(jù)權利要求26的接收機，其中所述平均相關被用于確定所述權重。
28.一種用于通信系統(tǒng)中的接收機，所述接收機具有多個接收裝置，其中至少兩個所述接收裝置被設置成處理在不同時間所接收的相同信號；用于計算感興趣的代碼和n個可能的干擾碼之間平均相關的裝置；用于利用不同權重組合至少兩個所述接收裝置的輸出的裝置，所述權重被設置成考慮所述平均相關。
29.一種用于通信系統(tǒng)中的接收方法，所述方法包括利用不同接收裝置在不同時間接收相同的信號；為所述接收裝置的輸出確定權重，所述權重被設置成考慮與除了所述相同信號外的至少一個信號的擴展碼相關的信息；以及利用所述權重組合至少兩個所述接收裝置的輸出。
30.一種用于通信系統(tǒng)中的接收方法，所述方法包括以下步驟計算感興趣的代碼和n個可能的干擾碼之間的平均相關；以及當為信號組合確定權重時，使用所述平均相關。
全文摘要
本發(fā)明提供了用于通信系統(tǒng)中的接收機，所述接收機包括多個接收裝置，至少兩個所述接收裝置被設置為處理在不同時間所接收的相同信號；用于用不同權重組合至少兩個所述接收裝置的輸出的裝置，所述權重被設置為考慮與除所述相同信號外的至少一個信號的擴展碼相關的信息。
文檔編號H04B1/707GK1669236SQ02829550
公開日2005年9月14日 申請日期2002年9月3日 優(yōu)先權日2002年9月3日
發(fā)明者克拉斯·約翰森, 約翰·胡爾泰爾·安德森, 奧斯卡·莫里茨 申請人:諾基亞公司