專利名稱：用于無線通信的混合波形配置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信，尤其涉及無線通信中所用的單載波-多載波混合信號配置。
背景技術：
電氣和電子工程師學會(IEEE)的802.11標準是一系列用于未經許可的2.4和5吉赫(GHz)頻帶的無線局域網(WLAN)的標準。目前的802.11b標準規(guī)定了2.4GHz頻帶的各種數(shù)據速率，包括1、2、5.5和11兆比特每秒(Mbps)的數(shù)據速率。802.11b標準采用碼片速率為11兆赫(MHz)的直序擴頻(DSSS)，直序擴頻是一種串行調制技術。802.11a標準規(guī)定了5GHz頻帶的不同的更高的數(shù)據速率6、12、18、24、36和54Mbps。值得注意的是，根據802.11a和802，11b標準實現(xiàn)的系統(tǒng)是不兼容的，并且無法協(xié)同工作。
目前正在提出一種新的標準，稱為802.11g(“802.11g建議”)，該建議是2.4GHz的802.11b標準的一種高數(shù)據速率擴展。應當注意，目前，802.11g建議僅僅是一種建議，還不是一種完全確定的標準。新的802.11g建議還將面臨多項很大的技術挑戰(zhàn)。這就是要求802.11g設備在2.4GHz頻帶能以比標準802.11b的速率更高的數(shù)據速率進行通信。在某些配置中，無論802.11b和802.11g設備是否相互通信，都要求802.11b和802.11g設備在同一WLAN環(huán)境或區(qū)域中能彼此沒有明顯的干擾或中斷地共存。此外，可能還要求802.11g和802.11b設備能夠例如以標準802.11b的任一速率相互通信。
先前，在2000年6月2日申請的美國專利申請序列號09/586,571(名稱為“A Dual Packet Configuration for WirelessCommunications”)中已經公開了一種用于無線通信的雙分組配置，該專利申請在此全部作為參考。這種先前系統(tǒng)允許單載波部分和正交頻分復用(OFDM)部分松散耦接。松散耦接意味著，通過允許現(xiàn)有的單載波調制解調器和OFDM調制解調器利用兩者之間少量的信息(例如，數(shù)據速率和分組長度)傳送，在兩者之間實現(xiàn)簡單的切換，從而不進行嚴格的變換(transition)控制使實現(xiàn)方式簡化。特別地，在變換點不必保持嚴格的相位、頻率、定時、頻譜(頻率響應)和功率連續(xù)性(盡管應合理地限定功率步長)。因此，OFDM系統(tǒng)需要執(zhí)行它自己的捕獲(與單載波捕獲不同)，包括相位、頻率、定時、頻譜(含多徑)和功率(自動增益控制[AGC])的重新捕獲。在一種實施方式中，利用單載波之后的短OFDM前置碼(preamble)來提供重新捕獲。
無線通信(包括WLAN)的一種損害是多徑失真，即信號的多個回波(反射)到達接收機。單載波系統(tǒng)和OFDM系統(tǒng)都必須包含用于削弱失真的均衡器。單載波系統(tǒng)在其前置碼和報頭中設計了均衡器。在雙分組配置中，OFDM接收機不重新使用這一均衡器信息。因此，OFDM部分使用前置碼或報頭，以便OFDM接收機能重新捕獲該信號。特別地，OFDM接收機必須重新捕獲該信號的功率(AGC)、載頻、載波相位、均衡器和定時參數(shù)。
對WLAN的干擾是一個嚴重的問題。許多不同的信號類型開始擴散。根據藍牙標準實現(xiàn)的系統(tǒng)對基于802.11的系統(tǒng)而言是一種主要的干擾源。藍牙標準規(guī)定了廉價、短程和跳頻的WLAN。前置碼對良好的接收機捕獲而言是很重要的。因此，在有干擾的情況下，當從單載波變換到多載波時，不希望丟失所有的信息。
利用信號轉接，尤其是利用傳統(tǒng)設備，存在多個潛在的問題。發(fā)射機可能經歷模擬瞬變(如功率、相位、濾波增量)、功率放大器補償(如功率增量)和功率放大器功率反饋變化。接收機可能經歷因功率變化引起的AGC擾動、因頻譜變化引起的AGC擾動、因多徑效應引起的AGC擾動、信道沖激響應(CIR)(多徑)估算的丟失、載波相位的丟失、載頻的丟失和定時校準的丟失。

發(fā)明內容
根據本發(fā)明的實施方式的一種用于無線通信的混合波形配置包括第一部分，它根據單載波調制方案被調制；和第二部分，它根據多載波調制方案被調制。規(guī)定該波形，以便可從第一部分獲得的信道沖激響應(CIR)估算可以再使用于第二部分的捕獲。第一部分包括前置碼和報頭，而第二部分通常包括有效載荷。
在一種配置中，單載波調制方案使用第一抽樣率，而多載波調制方案使用比第一抽樣率高的第二抽樣率。在一種具體實施方式
中，例如，第一抽樣率約為11兆赫(MHz)，而第二抽樣率約為20MHz。這種波形的第一和第二部分的線性失真可以假定是共同的。
在波形的第一部分和第二部分之間，實際上可以保持功率、載波相位、載頻、定時和多徑頻譜。實現(xiàn)該目標的一種方法是在單載波調制方案中使用一種與多載波調制方案的多載波頻譜相似的單載波頻譜。例如，單載波頻譜在其沖激響應中具有擴展量相對較小的主峰。在一些特殊配置中，單載波頻譜具有幾乎平坦的頻譜而其邊沿具有很陡的滾降，或者，單載波頻譜使用一種在連續(xù)時間中規(guī)定的時間整形脈沖。時間整形脈沖可以具有相對較短的持續(xù)時間。時間整形脈沖可以通過利用一種“磚墻式”逼近的無限沖激響應得出，“磚墻式”逼近是利用連續(xù)時間窗截得的。要求連續(xù)時間窗足夠長以得到所需的頻譜特性和足夠短以便盡可能減小復雜性。在一種具體實施方式
中，連續(xù)時間窗是Hanning窗的一種連續(xù)時間型式。時間整形脈沖可以根據奈奎斯特判據來抽樣。在一種配置中，使用第一和第二多相數(shù)字濾波器對時間整形脈沖進行抽樣和分解，以達到22MHz抽樣率。在另一種實施方式中，使用20個多相數(shù)字濾波器并取這20個多相數(shù)字濾波器的11個輸出之一對時間整形脈沖進行抽樣和分解，以達到20MHz抽樣率。
第一部分可以采用單載波調制方案內核來調制，而第二部分可以采用多載波調制方案內核來調制。在這種情況下，單載波調制方案內核的平均輸出信號功率與多載波調制方案內核的平均輸出信號功率實際上保持相等。在一種具體配置中，單載波調制方案遵照802.11b的Barker，而多載波調制方案遵照采用正交頻分復用(OFDM)的802.11a標準。
單載波調制方案可以使用第一抽樣率時鐘，而多載波調制方案使用第二抽樣率時鐘。在這種情況下，第一和第二抽樣率時鐘按預定定時間隔來校準(align)。在一種實施方式中，多載波調制方案的第一個全抽樣在單載波調制方案的最后一個抽樣開始后一個定時間隔后開始。在一種具體實施方式
中，單載波調制方案以11MHz抽樣率使用11個碼片Barker字，而多載波調制方案以20MHz抽樣率使用OFDM。對于這些Barker字，每一預定的定時間隔約為1微秒，而這些Barker碼片集中在這些定時間隔上。這樣，第一個全OFDM抽樣在波形的第一部分的最后一個Barker字的第一碼片的零相位峰值后約1微秒才出現(xiàn)。
在一種配置中，單載波信號根據在802.11a標準中為OFDM信號整形所規(guī)定的窗口函數(shù)來終止。第一部分單載波信號可以在特定時間(例如標稱地為100納秒)內被終止。在第一部分單載波信號與第二部分多載波信號之間，載頻可以相干。在第一部分單載波信號與第二部分多載波信號之間，載波相位可以相干。多載波信號的載波相位可以由單載波信號的最后一部分的載波相位來確定。多載波信號的載波相位可以被旋轉多個旋轉倍數(shù)中的一個相應的旋轉倍數(shù)，其中，每個旋轉倍數(shù)相應于單載波信號的最后一部分的多個預定相位之一。在一種具體實施方式
中，例如，單載波調制方案遵照802.11b的Barker，其中每個Barker字是第一、第二、第三和第四可能相位之一，而多載波調制方案遵照如802.11a標準的附錄G中所規(guī)定的OFDM。在這種情況下，如果最后一個Barker字具有第一相位，則OFDM抽樣被旋轉0度；如果最后一個Barker字具有第二相位，則OFDM抽樣被旋轉90度；如果最后一個Barker字具有第三相位，則OFDM抽樣被旋轉180度；而如果最后一個Barker字具有第四相位，則OFDM抽樣被旋轉-90度。
整個波形的必要保真度可以由為多載波調制方案規(guī)定的必要保真度來確定。必要保真度可以是多載波部分的數(shù)據速率的函數(shù)。必要保真度可以由在802.11a標準中針對OFDM所規(guī)定的信號功率所歸一化的均方誤差來確定。
波形的符號率時鐘和載頻可以從同一基準時鐘得出。在一種配置中，符號率的時鐘基頻的百萬分之一(PPM)誤差與載頻的時鐘基頻的PPM誤差實際上是相等的。


結合附圖考慮優(yōu)選實施方式的如下詳述，可以更好地理解本發(fā)明，其中圖1是一種在同一場所或區(qū)域內工作的含有四個設備的WLAN系統(tǒng)的框圖，其中，有兩個設備是按照802.11b標準實現(xiàn)的，而另兩個設備是按照802.11g建議實現(xiàn)的。
圖2是根據本發(fā)明的實施方式實現(xiàn)的混合信號接收機的框圖，該接收機可以用于圖1的兩個高速率設備任一中或者用于這兩個高速率設備中。
圖3是根據本發(fā)明的實施方式實現(xiàn)的混合信號分組的示意圖。
圖4A和4B分別是802.11b的Barker碼片和802.11a的OFDM的頻譜曲線圖。
圖5A和5B分別是表明波形根本不同的802.11b的QPSK Barker碼片和802.11a的OFDM的時域曲線圖。
圖6A是出自802.11a標準所規(guī)定的可能的64個可能的子載波中的單個子載波的功率譜密度(PSD)的曲線圖。
圖6B是802.11a中所用的52個非零子載波的合成PSD的曲線圖。
圖7A是一例以0MHz為中心的“磚墻式”雙邊帶頻譜的曲線圖。
圖7B是相應于圖7A的“磚墻式”頻譜的相關無限持續(xù)時間響應的一部分的曲線圖。
圖8是一例連續(xù)時間窗的曲線圖，這是Hanning窗的一種連續(xù)時間型式。
圖9是圖8的Hanning窗與相應于圖7A的“磚墻式”頻譜的無限持續(xù)時間響應的一部分相重疊的曲線圖。
圖10是從圖9中的重疊圖所得到的截得約0.8μs的舉例脈沖p(t)的曲線圖。
圖11是表示與OFDM頻譜接近相符的脈沖p(t)的頻譜特性的曲線圖。
圖12是利用連續(xù)時間脈沖p(t)形成數(shù)字22MHz輸出抽樣率的一例數(shù)字濾波器的框圖。
圖13是表示利用圖12的抽樣方案對連續(xù)時間脈沖p(t)進行抽樣和多相分解的曲線圖。
圖14是利用脈沖p(t)形成數(shù)字20MHz輸出抽樣率的另一例數(shù)字濾波器的框圖。
圖15是表示利用圖14的抽樣方案對連續(xù)時間脈沖p(t)進行抽樣和多相分解的曲線圖。
圖16是根據本發(fā)明的實施方式實現(xiàn)的發(fā)射機的框圖。
圖17是11MHz的Barker碼片時鐘與20MHz的OFDM抽樣時鐘相比較的框圖。
圖18是表示用單載波部分的報頭的最后一個Barker字來校準OFDM信號部分的示意圖。
圖19是表示正常OFDM符號重疊的圖解。
圖20是表示舉例說明的802.11a的OFDM符號開始和終止的圖解。
圖21是表示舉例說明的按802.11a整形的單載波終止和按802.11a整形的OFDM開始的圖解。
圖22A是表示BPSK在兩個象限中(2個相位之一)含有實數(shù)和虛數(shù)部分的BPSK圖的簡化圖。
圖22B是表示QPSK在所有四個象限中(4個相位之一)都含有實數(shù)和虛數(shù)部分的QPSK圖的簡化圖。
圖23是表示802.11g報頭中的最后一個Barker字的相位和根據802.11a標準的附錄G中所述的OFDM符號的相對相位的圖解。
具體實施例方式
根據本發(fā)明的配置再使用在捕獲信號的單載波部分期間所獲得的均衡器信息。這樣，就不必需要OFDM前置碼，盡管這種前置碼可實現(xiàn)便利性和精細的調諧。本公開描述了一種技術，用于為單載波與OFDM(多載波)段之間提供完全連續(xù)性?？赏ㄟ^完整地為單載波和OFDM段都規(guī)定發(fā)送波形并規(guī)定其變換來提供這一連續(xù)性。這樣就可以實現(xiàn)這兩種信號段(包括AGC(功率)、載波相位、載頻、定時和頻譜(多徑))之間的完全連續(xù)性。這樣，接收機的多徑部分就不必重新捕獲該信號，這是因為，單載波部分(前置碼/報頭)期間產生的信息有效并可以用來啟動多載波部分的捕獲。保持和積累信息可使信號在面臨經受無線通信中的普通干擾時更加強健。
圖1是一種在特定場所或區(qū)域101內工作的無線局域網(WLAN)系統(tǒng)100的框圖，該系統(tǒng)含有四個位于區(qū)域101內的WLAN設備103、105、107和109(103-109)。設備103和105是根據考慮到了802.11g建議的本發(fā)明的多種實施方式至少之一實現(xiàn)的，而設備107和109是根據802.11b標準實現(xiàn)的。所有這些設備103-109都在2.4GHz頻帶工作。設備103-109可以是任意類型的無線通信設備(比如，任意類型的計算機(臺式、便攜式、膝上型等))；任意類型的兼容電信設備；任意類型的個人數(shù)字助理(PDA)；或任意類型的網絡設備(比如，打印機、傳真機、掃描儀、網絡集線器、交換機、路由器等)。注意，本發(fā)明并不局限于802.11g建議、802.11b標準、802.11a標準或2.4GHz頻帶，盡管在某些實施方式中可能使用了這些標準和頻率。
設備107和109以任一標準802.11b速率(包括1、2、5.5和11Mbps)相互通信。設備103和105是混合信號模式設備，這些設備利用根據多種實施方式任意之一的混合信號配置，以不同的或更高的數(shù)據速率(比如，標準802.11a的6、9、12、18、24、36、48或54Mbps的數(shù)據速率)相互通信。這里考慮了可供選擇的數(shù)據速率組。第二組更好，因為它包括了兩種802.11b標準的數(shù)據速率，即5.5和11Mbps。
在一種或多種第一實施方式中，混合信號設備103-109在同一區(qū)域101中可以彼此沒有明顯干擾地進行工作或共存，其中，設備103、105以不同的或比標準802.11b設備107、109的速率更高的數(shù)據速率相互通信。在第一實施方式中，設備103、105可以相互通信，而設備107、109可以相互通信，但設備103、105不與設備107、109通信。在一種或多種第二實施方式中，混合信號設備103、105至少之一配置有標準模式，以便能以任意一種或多種標準802.11b的數(shù)據速率與任一設備107、109通信。在至少一種第三實施方式中，混合信號設備103、105以不同的或更高的數(shù)據速率與設備107和109通信但與設備107和109不兼容，因此，設備103-109不可能在同一區(qū)域101中共存?；旌闲盘栐O備103、105可以實現(xiàn)成在2.4GHz頻帶工作，盡管還可以使用其他頻帶。
在第一或第二實施方式中，要求設備103和105能相互通信，而不受任一設備107和109的干擾或中斷。這將面臨很大的技術挑戰(zhàn)，這是因為，設備103、105在相互通信時以不同的數(shù)據速率工作。本發(fā)明通過下列方式解決了這一問題使設備103和105當位于與802.11b設備107、109同一區(qū)域101中時，被實現(xiàn)成能以不同或更高的數(shù)據速率相互通信。此外，在第二實施方式中，設備103、105還可以以802.11b的數(shù)據速率與任一設備107、109通信。
圖2是根據本發(fā)明的實施方式實現(xiàn)的混合信號接收機201的框圖，該接收機可以用于任一設備103、105中或用于這兩個設備中。輸入信號被自動增益控制(AGC)203所接收，AGC校準接收功率并將相應的信號提供給切換205。切換205最初將接收信號提供給單載波接收機207。單載波接收機207包括均衡器和其他電路，這些均衡器和電路對照已知數(shù)據來分析接收信號的預定前置碼，并“得知”與信號傳播所經過的多徑媒介有關的參數(shù)。單載波接收機207還檢查報頭，以判斷該分組是否預定給混合信號接收機201的以及該分組是否是混合分組，如果是，則使切換205將輸入信號的剩余部分提供給多載波接收機209。注意，報頭含有用于將該分組標識為混合模式分組的混合模式標識符(未示出)(比如模式比特等)。因此，在一種實施方式中，單載波接收機207根據目標地址等判斷該分組是否是預定給混合信號接收機201的，并根據模式標識符判斷該分組是否是混合模式分組。如果該分組是預定給混合信號接收機201的但并不是混合模式分組(比如是標準802.11b分組)，那么，單載波接收機207繼續(xù)處理該分組。在報頭中還提供了長度字段，它含有用于標識混合模式分組的總長度的長度值。因此，任何含有混合模式的設備或傳統(tǒng)設備(例如802.11b設備)都可以判斷該分組是否是預定給它的，并用與該長度值相應的時間量來補償。
多載波接收機209用來接收按照OFDM等所發(fā)射的信號。多載波接收機209與單載波接收機207連接，這樣，單載波接收機207所判定的多徑信息可以被再使用，以實現(xiàn)輸入信號的分組部分之間的平滑變換。特別地，來自單載波接收機207的AGC(功率)、載頻、載波相位、均衡器和定時參數(shù)可以被多載波接收機209所使用，以接收輸入信號。OFDM多載波接收機209不必重新捕獲該信號，這是因為單載波接收機207所用的信息已被獲得和使用。
圖3是根據本發(fā)明的實施方式實現(xiàn)的混合信號分組301的示意圖。分組301包括以1兆比特每秒(Mbps)發(fā)送的Barker前置碼303；隨后是以1或2Mbps發(fā)送的Barker報頭305；再隨后是以任選數(shù)據速率(以所選的20兆赫(MHz)的抽樣率從典型數(shù)據速率6、9、12、18、24、36、48或54Mbps中選取)發(fā)送的含有有效載荷數(shù)據的一個或多個OFDM符號307。前置碼303和報頭305以11MHz的四相移鍵控(QPSK)符號率(還可以用二相移鍵控(BPSK))與單載波一起發(fā)送。還可以使用不同的OFDM抽樣率，比如18.333兆赫(MHz)、22MHz等，其中所運用的原理相同。還可以為補碼鍵控OFDM即CCK-OFDM(802.11b前置碼和報頭使用Barker[單載波]，隨后是OFDM[多載波])規(guī)定發(fā)送信號。波形的OFDM部分可選地可以是多種有效抽樣率中任意一種(比如，22、20或18.333MHz)。圖中所示的分組301使用了802.11a的20MHz抽樣率。目的是為了規(guī)定該信號，使得在在前置碼和報頭中得到的信道沖激響應(CIR)估算可以再使用于OFDM。因此，無需自由變量就完全規(guī)定了這種變換，這使得在變換時可以保持重要的均衡信息。此外，還要求消除因信號變換所帶來的接收機功率變化。功率步長可能使傳統(tǒng)設備進入未定義的狀態(tài)，因為這些設備既不了解OFDM也沒有能力接收它。
圖4A和4B分別是802.11b的Barker碼片和802.11a的OFDM的頻譜曲線圖(以分貝(dB)-歸一化頻率(freq)來表示)。頻譜涉及中心頻率、功率譜密度和頻率響應。802.11b的Barker碼片的頻譜具有一個圓形“頂”，而802.11a的OFDM的頻譜具有一個平頂。3dB帶寬也不同。圖5A和5B分別是表明波形根本不同的802.11b的QPSKBarker碼片和802.11a的OFDM的時域曲線圖。盡管波形不同，但要求前置碼/報頭單載波部分303、305與OFDM符號部分307之間形成平滑變換。一種方案是，以近似相同的發(fā)送頻譜和近似相同的功率，使802.11b的Barker前置碼和報頭看上去象OFDM。
圖6A是出自802.11a標準所規(guī)定的可能的64個可能的子載波中的單個子載波的功率譜密度(PSD)的曲線圖(以dB-頻率來表示)。圖6B是802.11a中所用的52個非零子載波的合成PSD的曲線圖。這些曲線分別是相對于歸一化頻率(nfreq)和MHz為單位的頻率所繪制的。要求設計一種頻譜/時間整形脈沖，以使信號的單載波部分的頻譜類似OFDM。要知道這種脈沖，使得接收機能夠補償分組的OFDM部分的CIR。按連續(xù)時間規(guī)定該脈沖，這樣，它就可以與實現(xiàn)過程無關。對于數(shù)字實現(xiàn)過程，可以按任意所需的適當?shù)膶崿F(xiàn)速率對該脈沖進行抽樣。該信號在通帶內應提供幾乎平坦的頻譜而頻帶邊沿具有很陡的滾降。要求這種發(fā)送脈沖容易被802.11b的傳統(tǒng)接收機所處理。因此，在沖激響應中，它應具有主峰而擴展量較小。這樣使802.11b的接收機可以鎖定在這一沖激響應成分中。還要求該信號持續(xù)時間較短以便盡可能減小復雜性。
圖7A是一例以0MHz為中心的“磚墻式”雙邊帶頻譜的曲線圖，其幅度在約2(8.5)＝17MHz的所選帶寬內為1，否則為0?！按u墻式”頻譜實質上是一個理想化的低通濾波器。在所示實施方式中，舉例說明的頻段選為(2)(27)(20MHz/64)＝16.875MHz。圖7B是相應于該“磚墻式”頻譜的相關無限持續(xù)時間響應的一部分的曲線圖。通常，為單載波系統(tǒng)選擇目標頻譜。這可以通過為所需頻譜指定一種“磚墻式”逼近來實現(xiàn)。“磚墻式”頻譜在時域中具有無限的沖激響應(即跨越+/-)。然后，利用連續(xù)時間窗截得脈沖。選取足夠寬的窗口可以給出所需的頻譜特性，而選取足夠窄的窗口可以盡可能減小復雜性，每種情況通常都要使用工程判斷。
圖8是一例連續(xù)時間窗的曲線圖，這是Hanning窗的一種連續(xù)時間型式。應當理解，這只是許多可以成功地用來達到所需目的的不同窗結構中的一種。圖9是該Hanning窗與相應于“磚墻式”頻譜的無限持續(xù)時間響應的一部分相重疊的曲線圖。圖10是截得約0.8μs(從而+/-0.4μs之外為0)所得到的該例脈沖p(t)的曲線圖。圖11是表示與OFDM頻譜接近相符的脈沖p(t)的頻譜特性的曲線圖。脈沖p(t)的頻譜特性在OFDM是平坦的地方具有幾乎平坦的頻譜，而在OFDM滾降的地方具有快速滾降。連續(xù)時間脈沖可以用于明確地構造任何數(shù)字濾波器，并且與具體實現(xiàn)過程無關。按照目標保真度的等級，應滿足奈奎斯特判據(連續(xù)時間脈沖的抽樣)。脈沖p(t)應根據奈奎斯特判據進行“數(shù)字化”或抽樣。在某些實施方式中，再按如下所述將這些抽樣分解。
圖12是利用連續(xù)時間脈沖p(t)形成數(shù)字22MHz輸出抽樣率的一例數(shù)字濾波器1201的框圖。在這種情況下，舉例說明的QPSK符號發(fā)生器1203為一對多相數(shù)字濾波器1205和1207中每一個的各自輸入都提供11MHz信號。QPSK符號發(fā)生器1203(作為舉例說明的發(fā)射機)將每個符號(復數(shù))都以11MHz的速率傳送給數(shù)字濾波器1205和1207。每個數(shù)字濾波器1205和1207都對輸入波形進行抽樣并以11MHz產生輸出。數(shù)字濾波器分支1205由偶數(shù)抽樣組成，而數(shù)字濾波器分支1207由脈沖p(t)的奇數(shù)抽樣組成。選擇邏輯1209(比如復用器(MUX)電路等)選擇多相數(shù)字濾波器分支1205和1207的每一個的輸出，以得到一個2(11)＝22MHz抽樣率的信號。圖13是表示連續(xù)時間脈沖p(t)的抽樣和多相分解相對于以微秒“μs”為單位的時間的曲線圖。由于使用了每個濾波器的每一輸出，因此，有效抽樣率為22MHz。
圖14是利用脈沖p(t)形成數(shù)字20MHz輸出抽樣率的另一例數(shù)字濾波器1401的框圖。在這種情況下，舉例說明的QPSK符號發(fā)生器1403與發(fā)生器1203類似，為20個多相數(shù)字濾波器1405，1407，1409，...，1411的各自輸入都提供11MHz信號。每個數(shù)字濾波器1405-1411都以11MHz產生輸出，這樣，抽樣率從11MHz提高到220MHz。每個濾波器都包括每隔20個抽樣的那些抽樣。選擇邏輯1413(比如復用器(MUX)電路等)選擇多相數(shù)字濾波器1405-1411的每11個輸出中的一個輸出，以得到一個20MHz抽樣信號。例如，對于第一個QPSK符號，使用濾波器1和11的各自輸出，而對于第二個QPSK符號，使用濾波器19和10的各自輸出，等等。此外，每11個輸入符號中的一個符號將產生1個輸出抽樣，而其余輸入抽樣每個都將產生兩個輸出抽樣。圖15是表示連續(xù)時間脈沖p(t)的抽樣和多相分解對時間的曲線圖。由于在濾波器1405-1411的220MHz合成輸出中，使用了每11個輸出中的一個輸出，因此，有效抽樣率為20MHz。
圖16是根據本發(fā)明的實施方式實現(xiàn)的發(fā)射機1601的框圖。發(fā)射機1601包括OFDM內核塊1603，該內核塊將信號的OFDM部分提供給軟切換塊1607，軟切換塊還接收來自802.11b前置碼/報頭內核塊1605的802.11b前置碼/報頭部分。軟切換塊1607將802.11g信號提供給數(shù)/模轉換器(DAC)1609，該轉換器將得到的模擬信號提供給低通濾波器(LPF)1611。濾波后的信號被提供給SAW濾波器1613，它說明了在兩種信號段中都引起了線性失真。SAW濾波器1613的輸出被提供給混頻器1615的一個輸入端，該混頻器還具有另一個輸入端，該輸入端接收來自本地振蕩器1617的本地振蕩器(LO)信號?；祛l器1615在其輸出端發(fā)出混合或合成信號。
失真可能在發(fā)射機、多徑信道和接收機中引起。發(fā)射機中明顯的線性失真是SAW濾波器(比如SAW濾波器1613)。在一些通信系統(tǒng)中，常常假定線性失真是共同的并且跨越波形符號(實質上)是非時變的。例如，無論是802.11a還是802.11b的通信，都假定在前置碼/報頭與有效載荷之間線性失真是共同的。在一種類似方式中，假定發(fā)送無線電的線性失真是單載波段和多載波段所共有的。這樣，將強加頻譜捆綁要求，使得均衡器信息和AGC可以從單載波延至多載波。
發(fā)射機1601還說明了一種抽樣功率匹配方案，使AGC信息可以從信號的單載波部分延至多載波部分。特別地，要求OFDM內核塊1603輸出的平均信號功率(如1620處所示)幾乎與802.11b前置碼/報頭內核塊1605輸出的平均信號功率(如1622處所示)相同。
圖17是1701所示的11MHz的Barker碼片時鐘與1703所示的20MHz的OFDM抽樣時鐘相比較的框圖，兩者都是以μs為單位的時間的曲線。802.11b的通信方案使用11MHz的碼片速率。802.11b前置碼/報頭使用11個碼片Barker字，因此，每微秒11個碼片。802.11a的OFDM使用20MHz抽樣率。在所示實施方式中，為了實現(xiàn)變換時間校準，802.11b(11MHz)和802.11a(20MHz)信號段按1MHz界限(即每1μs間隔，如每1μs間隔的校準點1705所示)來校準。圖18是表示用單載波部分的報頭的最后一個Barker字來校準OFDM信號部分的示意圖。如1803所示的每個Barker字的第一碼片集中在1μs校準上。如1801所示的OFDM信號的第一個全20MHz抽樣在報頭中的最后一個Barker字的第一碼片的零相位峰值后1μs才出現(xiàn)。在全值抽樣之前，有效地出現(xiàn)了如1805所示的半值OFDM抽樣(用于平滑)。這種變換時間校準使得均衡器信息和定時信息可以在信號的單相位和多相位部分之間延續(xù)。
圖19是表示正常OFDM符號重疊的圖解。圖20是表示舉例說明的802.11a的OFDM符號開始和終止的圖解。圖21是表示舉例說明的如2101所示的按802.11a整形的單載波終止和如2103所示的按802.11a整形的OFDM開始的圖解。如這些圖解中所示，當從單載波變換到多載波時，單載波以受控方式終止。這一單載波終止使AGC保持在變換點，使信號功率差距盡可能小，這樣又可以盡可能減小由一個信號使另一個信號惡化。802.11b段的單載波終止與用于802.11a的OFDM整形的情況類似。802.11a為OFDM符號規(guī)定了一種窗口函數(shù)，可用來界定單載波段的終止。單載波信號在預定的時間窗(比如，標稱地為100納秒(ns))終止。不必完全使單載波脈沖整形濾波器齊平(flush)。針對報頭中的最后一個Barker字所產生的失真與11個碼片的處理增益、熱噪聲和多徑失真相比是微不足道的。終止可以明確地在數(shù)字信號處理過程中完成，或者可以通過模擬濾波過程來完成。
還要求，載頻在兩個波形段之間是相干的，這可以通過本地振蕩器1617利用單個LO信號來實現(xiàn)。這樣就可以使均衡器信息可以延續(xù)。載頻鎖定可以利用鎖相環(huán)(PLL)電路等來保持。
還要求，校準載波相位，從而使均衡器信息可以延續(xù)。圖22A是表示BPSK在兩個象限中(2個相位之一)含有實數(shù)和虛數(shù)部分的BPSK圖的簡化圖。圖22B是表示QPSK在所有四個象限中(4個相位之一)都含有實數(shù)和虛數(shù)部分的QPSK圖的簡化圖。使用直序擴頻(DSSS)的單載波信號與OFDM信號格式和調制方案相比根本不同。對于802.11g的CCK-OFDM，這兩種格式任一種都可以再使用于報頭。
圖23是表示802.11g報頭中的最后一個Barker字(而不是最后一個碼片)與后續(xù)OFDM符號抽樣之間的相位關系。802.11a標準的附錄G描述了如何發(fā)送含有實數(shù)和虛數(shù)成分的OFDM符號。如2301、2303、2305和2307所示的箭頭表示最后一個Barker字的四種可能的相位。OFDM符號的相位由最后一個Barker字的相位所確定，因為每個OFDM抽樣要么不被旋轉要么被旋轉相同的基于最后一個Barker字的相位旋轉的預定量。如2302、2304、2306和2308所示的箭頭表示相應的四個相對相移，這些相對相移分別應用于與箭頭2301、2303、2305和2307所示的Barker相位相應的OFDM符號。例如，如果最后一個Barker字的相位在第一象限中，那么，OFDM符號的相位相對于802.11a標準的附錄G所描述的OFDM相位將被旋轉0度(不旋轉，即乘以1)。此外，如果最后一個Barker字的相位在第二象限中(135度相位旋轉)，那么，OFDM符號的相位相對于802.11a的附錄G中的抽樣的相位將被旋轉90度(即乘以“j”)；如果最后一個Barker字的相位在第三象限中(-135度相位旋轉)，那么，OFDM符號的相位相對于802.11a的附錄G中的抽樣的相位將被旋轉180度(即乘以“-1”)；而如果最后一個Barker字的相位在第四象限中(-45度相位旋轉)，那么，OFDM符號的相位相對于802.11a的附錄G中的抽樣的相位將被旋轉-90度(即乘以“-j”)。
在許多設計實現(xiàn)方式中，經常需要知道相對精度和保真度要求，以保持在不同收發(fā)信機當中的信號完整性和兼容性。這樣，設計者在保持技術規(guī)范中的參數(shù)和特性的同時可以降低成本并最大限度地提高效率。精度特性約束了發(fā)送設計者可能采取的簡化設計，否則可能大大損害接收機性能。在一種實施方式中，利用基于802.11a標準的OFDM信號的保真度要求的度量標準來建立整個波形特性的必要保真度。因此，即使單載波部分一般處于降低的數(shù)據速率，該單載波部分的必要保真度也與多載波部分的情況相同。如802.11a規(guī)范中所述，通過誤差矢量幅度(EVM)規(guī)范來設置OFDM的必要保真度，如下列數(shù)據速率-EVM表1中所示。
表1數(shù)據速率-EVM規(guī)范

其中，數(shù)據速率用Mbps來表示，而EVM用dB來表示。如表1中所示，OFDM精度是數(shù)據速率的函數(shù)。數(shù)據速率越高，發(fā)送波形越復雜和精細，而精度必要性越大。這一必要保真性應用于整個波形。EVM與按信號功率所歸一化的均方誤差(MSE)是同樣的東西。MSE可以在最優(yōu)時間校準、最優(yōu)增益校準和最優(yōu)相位校準后進行測量。此外，需要的話，可以避開OFDM和單載波Barker碼片所共有的線性失真。如果并且當802.11b精度規(guī)范變得更嚴格時，那么它可以用于單載波部分。
部分802.11b規(guī)范和所有802.11a規(guī)范都使用一種鎖定振蕩器要求。鎖定振蕩器特性使得可以從載波頻率和相位中得到定時跟蹤信息。發(fā)送波形有兩種基本時鐘符號率時鐘和載頻。在發(fā)射機的至少一種實施方式中，所有802.11g信號都具有從同一基準時鐘得出的符號率時鐘和載頻。此外，還要求這兩種時鐘信號的百萬分之一(PPM)誤差相等。允許接收機從載頻誤差跟蹤符號率定時。
混合信號接收機201的多載波接收機209部分從如這里所述的波形的單載波接收機207中獲得變換的特性，以接收信號的OFDM部分。載波頻率和相位是相干的。此外，時間校準、信號電平(AGC)和信道沖激響應(CIR)也都是相干的。單載波接收機207在單載波部分期間確定CIR估算。多載波接收機209利用單載波段所用的已知的脈沖形狀修改OFDM的CIR估算。特別地，利用發(fā)射機在單載波前置碼和報頭期間所用的已知的脈沖形狀修改多載波接收機209的均衡器分支。這樣，多載波接收機209不必重新捕獲信號的OFDM部分，而是利用單載波接收機207所獲得的信息以及用于單載波到多載波信號的平滑變換的預定或已知信息。此外，不必需要單獨的OFMD前置碼/報頭，盡管需要時這種前置碼/報頭可實現(xiàn)便利性和精細的調諧。
盡管以上結合優(yōu)選實施方式描述了根據本發(fā)明的系統(tǒng)和方法，然而，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法并不能局限于這里所述的具體形式，而應覆蓋本發(fā)明的思想和范圍內適當涉及的一些可選情況、修改情況和等效情況。
權利要求
1.一種用于無線通信的混合波形配置，包括含有前置碼和報頭的第一部分，它根據單載波調制方案被調制；第二部分，它根據多載波調制方案被調制；和波形被規(guī)定，從而可從第一部分獲得的信道沖激響應估算可以再使用于第二部分的捕獲。
2.權利要求1的混合波形配置，其中，在波形的第一部分和第二部分之間實際上保持功率、載波相位、載頻、定時和多徑頻譜。
3.權利要求2的混合波形配置，其中，單載波調制方案使用第一抽樣率，而多載波調制方案使用比第一抽樣率高的第二抽樣率。
4.權利要求3的混合波形配置，其中，第一抽樣率約為11兆赫(MHz)，而第二抽樣率約為20MHz。
5.權利要求2的混合波形配置，其中，單載波調制方案使用一種與多載波調制方案的多載波頻譜相似的單載波頻譜。
6.權利要求5的混合波形配置，其中，單載波頻譜在其沖激響應中具有擴展量相對較小的主峰。
7.權利要求5的混合波形配置，其中，單載波頻譜具有幾乎平坦的頻譜而其邊沿具有很陡的滾降。
8.權利要求5的混合波形配置，其中，單載波頻譜使用一種在連續(xù)時間中規(guī)定的時間整形脈沖。
9.權利要求8的混合波形配置，其中，時間整形脈沖具有相對較短的持續(xù)時間。
10.權利要求8的混合波形配置，其中，時間整形脈沖通過使用一種利用連續(xù)時間窗截得的“磚墻式”逼近的無限沖激響應而獲得。
11.權利要求10的混合波形配置，其中，連續(xù)時間窗足夠長以得到所需的頻譜特性和足夠短以便盡可能減小復雜性。
12.權利要求10的混合波形配置，其中，連續(xù)時間窗包括Hanning窗的一種連續(xù)時間型式。
13.權利要求10的混合波形配置，其中，時間整形脈沖根據奈奎斯特判據來抽樣。
14.權利要求13的混合波形配置，其中，使用第一和第二多相數(shù)字濾波器對時間整形脈沖進行抽樣和分解，以達到22MHz抽樣率。
15.權利要求13的混合波形配置，其中，使用20個多相數(shù)字濾波器并取這20個多相數(shù)字濾波器的11個輸出之一對時間整形脈沖進行抽樣和分解，以達到20MHz抽樣率。
16.權利要求2的混合波形配置，其中，假定波形的第一和第二部分的線性失真是共同的。
17.權利要求2的混合波形配置，其中，第一部分采用單載波調制方案內核來調制，而第二部分采用多載波調制方案內核來調制，并且其中保持單載波調制方案內核的平均輸出信號功率與多載波調制方案內核的平均輸出信號功率實際上相等。
18.權利要求17的混合波形配置，其中，單載波調制方案遵照802.11b的Barker，而多載波調制方案遵照采用正交頻分復用(OFDM)的802.11a標準。
19.權利要求2的混合波形配置，其中，單載波調制方案使用第一抽樣率時鐘，而多載波調制方案使用第二抽樣率時鐘，并且其中第一和第二抽樣率時鐘按預定定時間隔來校準。
20.權利要求19的混合波形配置，其中，多載波調制方案的第一個全抽樣在單載波調制方案的最后一個抽樣開始后的一個時間隔后開始。
21.權利要求20的混合波形配置，其中，單載波調制方案以11MHz抽樣率使用11個碼片Barker字，每一預定的定時間隔約為1微秒，這些Barker碼片集中在這些定時間隔上，而多載波調制方案以20MHz抽樣率使用OFDM，并且其中第一個全OFDM抽樣在波形的第一部分的最后一個Barker字的第一碼片的零相位峰值后約1微秒后出現(xiàn)。
22.權利要求2的混合波形配置，其中，單載波信號根據802.11a標準中所定義的為OFDM信號整形規(guī)定的窗口函數(shù)來終止。
23.權利要求22的混合波形配置，其中，第一部分單載波信號標稱地在100納秒內被終止。
24.權利要求2的混合波形配置，其中，在第一部分單載波信號與第二部分多載波信號之間載頻是相干的。
25.權利要求2的混合波形配置，其中，在第一部分單載波信號與第二部分多載波信號之間載波相位是相干的。
26.權利要求25的混合波形配置，其中，多載波信號的載波相位由單載波信號的最后一部分的載波相位來確定。
27.權利要求26的混合波形配置，其中，多載波信號的載波相位被旋轉多個旋轉倍數(shù)中的一個相應的旋轉倍數(shù)，每個旋轉倍數(shù)相應于單載波信號的最后一部分的多個預定相位之一。
28.權利要求27的混合波形配置，其中，單載波調制方案遵照802.11b的Barker，其中每個Barker字是第一、第二、第三和第四可能相位之一，而多載波調制方案遵照如802.11a標準的附錄G中所規(guī)定的OFDM，并且其中如果最后一個Barker字具有第一相位，則OFDM抽樣被旋轉0度，如果最后一個Barker字具有第二相位，則OFDM抽樣被旋轉90度，如果最后一個Barker字具有第三相位，則OFDM抽樣被旋轉180度，和如果最后一個Barker字具有第四相位，則OFDM抽樣被旋轉-90度。
29.權利要求2的混合波形配置，其中，整個波形的必要保真度由為多載波調制方案規(guī)定的必要保真度來確定。
30.權利要求29的混合波形配置，其中，必要保真度是多載波部分的數(shù)據速率的函數(shù)。
31.權利要求30的混合波形配置，其中，必要保真度由在802.11a標準中針對OFDM所規(guī)定的信號功率所歸一化的均方誤差來確定。
32.權利要求2的混合波形配置，其中，波形的符號率時鐘和載頻從同一基準時鐘得出。
33.權利要求32的混合波形配置，其中，符號率的時鐘基頻的百萬分之一(PPM)誤差與載頻的時鐘基頻的PPM誤差實際上是相等的。
全文摘要
一種用于無線通信的混合波形配置301包括第一部分2101，它根據單載波調制方案被調制；和第二部分2103，它根據多載波調制方案被調制。該波形是專用的，以便從第一部分獲得的信道沖激響應(CIR)估算可以再使用于第二部分的捕獲。第一部分包括前置碼303和報頭305，而第二部分307通常包括有效載荷。
文檔編號H04L12/28GK1572097SQ02813664
公開日2005年1月26日 申請日期2002年7月2日 優(yōu)先權日2001年7月6日
發(fā)明者馬克·A·韋伯斯特, 邁克爾·J·西奧斯 申請人:格魯斯番維拉塔公司