專利名稱：一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于一種自適應(yīng)均衡器，特別涉及一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器。
背景技術(shù)：
在諸如聲音、數(shù)據(jù)和視頻通訊等許多不同的數(shù)字信息的實際應(yīng)用中，均衡器是一種非常重要的元件。在這些應(yīng)用中，都使用了很多種不同的傳輸介質(zhì)。盡管這些傳輸介質(zhì)都有各自相異的傳輸特性，但是它們的傳輸效果都沒有達(dá)到最好。也就是說，每種傳輸介質(zhì)都會改變它們所傳輸?shù)男盘?，比如會造成信號的相位、頻率和振幅的失真；傳輸介質(zhì)也會產(chǎn)生多路徑接收和其它重影現(xiàn)象，比如回音和瑞利(Rayleigh)衰落。事實上，除了信道失真外，在各種傳輸中都會受到來自噪聲的干擾，例如高斯白(AWGN)噪聲。因此，均衡器被用來作為全雙工通信的喇叭擴音器的回聲消除器(補償器)、數(shù)字電視或數(shù)字電纜傳輸中的視頻消重影器、無線調(diào)制解調(diào)器和無線電話的信號調(diào)節(jié)器，以及其它的一些類似的應(yīng)用。
碼間干擾(ISI)是產(chǎn)生誤差的一個重要原因。通常出現(xiàn)在一個脈沖信息，諸如調(diào)幅數(shù)字信號，經(jīng)過一個模擬通道(例如電話線或無線廣播)傳輸時。原始信號本來近似于一個離散的時間序列，但是接收到的信號卻是連續(xù)的時間信號，即原來的脈沖信號經(jīng)過傳輸后被改變成波峰位置對應(yīng)原始信號脈沖位置的不同信號。數(shù)字硬件讀取信號，并對接收到的信號進行定期采樣。
每個脈沖都形成一個近似sinc波的信號。sinc波的特點是，一系列波峰圍繞在一個中心波峰的四周，并且它們波峰的幅值隨著離中央波峰的距離的增加而單調(diào)減少。同樣地，sinc波的波谷的幅值也隨著離中心波峰的距離的增加而單調(diào)減少。這些波峰的周期通常是由接收硬件的采樣頻率決定的。因此，在信號的某個采樣時刻的幅值不僅會受到該時刻傳輸信號的脈沖幅值的影響，而且也會受到傳輸信號流中相應(yīng)的其它時刻的脈沖幅值的影響。也就是說，在傳輸流中，一個信號中用來表征傳輸流中某個符號的那部分信號，將會對接收到的信號中代表傳輸流中其它符號的那部分信號產(chǎn)生不良的影響。
這種影響理論上能通過脈沖的適當(dāng)整形來消除，例如可以通過在與采樣速率相應(yīng)的固定的時間間隔內(nèi)產(chǎn)生幅值為零的脈沖序列來消除。然而，這種脈沖整形會由于信道失真而失敗，信道失真將使得脈沖在傳輸過程中被扭曲。因此，有必要找到另外的控制誤差的方法。所以在大部分?jǐn)?shù)字應(yīng)用中，一般都使用均衡器來修正ISI錯誤和信道失真。
為達(dá)到這一目的，通常使用兩種均衡器，即自動合成和自適應(yīng)。在自動合成的方法中，均衡器通常要對接收到的時域參考信號與未失真的備份信號進行比較。通過二者的比較可以確定一個時域誤差信號，這一時域誤差信號可能會被應(yīng)用在反函數(shù)(濾波器)系數(shù)的計算中。反函數(shù)的方程與在“迫零均衡(ZFE)”和“最少均方(LMS)”系統(tǒng)中一樣，要在時間域內(nèi)被嚴(yán)格推導(dǎo)出。其它方法還包括將收到的訓(xùn)練信號(training signal)變換為頻域表示形式。這樣可通過計算頻域逆響應(yīng)來補償信道失真。然后，從計算出的逆頻譜再回推出其信號的時域表示，從而可以求出濾波器的抽頭權(quán)值。
在自適應(yīng)均衡調(diào)整過程中，均衡器盡量減小均衡器的輸出值與由一種“判決器”生成的傳輸信號估計值之差的誤差信號。換句話說，均衡濾波器輸出一個樣本值，判決器決定均衡濾波器最有可能要傳輸?shù)臄?shù)值(最佳估計)，自適應(yīng)邏輯裝置盡量將這兩個值的差維持在較小的水平。這樣做的主要思想是使接收機能充分利用可能存在于傳輸脈沖信號中的離散電平的信息。當(dāng)判決器對均衡器輸出信號進行數(shù)值轉(zhuǎn)換時，它會從根本上消除收到的噪聲。自動合成和自適應(yīng)這兩種方法之間的關(guān)鍵區(qū)別是自適應(yīng)方法不需要訓(xùn)練信號。
誤差控制編碼通常是以下兩種編碼方法之一卷積編碼和塊編碼。里德所羅門(Reed-Solomon)編碼和格雷(Golay)編碼屬于塊編碼。均衡過程一個最起碼的目的，就是允許生成一個數(shù)學(xué)意義上的“濾波器”，這種數(shù)學(xué)濾波器是信道失真的反函數(shù)，這個反函數(shù)能將收到的信號逆推出更接近于原始傳輸信號的信號。通過將數(shù)據(jù)編碼成附加符號，可以將一些附加信息加入到傳輸信號中，解碼器就可以利用這些附加信號提高編譯所接收到的信號的精確度。當(dāng)然，這個額外的精確度，一般通過增加額外帶寬來傳輸附加的符號，或者通過增加額外的能量以使得信號在更高的頻率下傳送。
卷積編碼器包含一個K-級移位寄存器，其數(shù)據(jù)是根據(jù)時鐘周期移入寄存器的。數(shù)值K被稱作碼的“約束長度”。移位寄存器在各種不同的點根據(jù)多項式選擇的碼抽頭(tap)。根據(jù)編碼率(code rate)可以選擇多組抽頭。編碼率用一個分?jǐn)?shù)來表示。例如，一個編碼率為的卷積編碼器的輸出符號是輸入符號的兩倍。一般情況下，一組抽頭數(shù)據(jù)通過模-2求和，即異或(XOR)運算，來產(chǎn)生一個已編碼的輸出符號。例如，一個簡單的碼率為、K＝3的卷積編碼器，可能會通過對3級移位寄存器的第一和第三比特進行模-2求和來獲得其中的一個輸出比特，而另一輸出比特則通過全部三個比特的模-2求和獲得。
卷積解碼器的工作方法通常是，對原始傳輸數(shù)據(jù)作出假設(shè)，然后通過適當(dāng)?shù)木矸e編碼器的備份來運行這些假設(shè)，同時對這個編碼結(jié)果和接收到的編碼信號(包含噪聲)進行比較。解碼器為它的每個假設(shè)值都生成一個“度量”。所謂“度量”就是，在相應(yīng)的假設(shè)值中解碼器可信度的數(shù)值。解碼器可以是串行，也可以是并行。也就是說，解碼器一次可以運行一個假設(shè)，也可運行幾個假設(shè)。
卷積編碼優(yōu)于塊編碼的一個重要的方面就是，卷積編碼器能夠很容易的利用一些“軟判決”的信息?！败浥袥Q”的信息實質(zhì)上就是指輸出信號始終帶有度量的信息，而不是單單的選擇一種假設(shè)來作為所謂“正確”的應(yīng)答。舉一個非常簡單的例子，如果傳輸信號中某一單個符號被解碼器識別為“1”的概率是80％，而被識別為“0”的概率只有20％的話，那么“硬判決”則簡單地將這一符號的數(shù)值反饋為1，但是“軟判決”則會將其反饋為0.8，或根據(jù)不同的概率分布而反饋為其它相應(yīng)的數(shù)值，以便后續(xù)硬件在可信的數(shù)值基礎(chǔ)上作出更進一步的判決。
但在另一方面，塊編碼處理大數(shù)據(jù)塊和突發(fā)錯誤的能力很強。
圖1所示為一個典型的數(shù)字通訊接收機(包括有信道編碼和均衡過程)的結(jié)構(gòu)圖，用100表示。接收機100包含一個同步解調(diào)器110，同步解調(diào)器110能把接收到的模擬信號還原為數(shù)字信號。接收機100還包含一個均衡器120、一個內(nèi)解碼器130、解交織器140和一個外解碼器150。內(nèi)部編碼通常就是卷積編碼，而外部編碼一般是塊編碼，最常用為里德所羅門編碼。卷積編碼和塊編碼通常被結(jié)合使用，以形成優(yōu)勢互補。
圖2所示為均衡器120的一個簡圖。通常，均衡器120使用在諸如圖1的數(shù)字接收機100中。均衡器120包含一個控制器228，一個有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器222，一個判決器226，和一個判決反饋均衡器224。FIR濾波器222用來接收輸入信號221。FIR濾波器222用來消除超前鬼影，即比主傳輸信號提前到達(dá)的鬼影信號。判決器226會檢查它的每個輸入信息，并且決定將所接收到的信號中哪一個傳送給輸出端229。判決反饋均衡器224將修改判決器226的輸入，以消除滯后鬼影，即晚于主傳輸信號到達(dá)的鬼影信號，并且能夠消除FIR濾波器222產(chǎn)生的殘留信號。
判決器226是一個典型的硬判決器，如數(shù)值切割器(slicer)。舉例來說，在一個8VSB系統(tǒng)中，數(shù)值切割器是判決接收信號幅度的判決器。它要判決出數(shù)值為0，±2，±4，和±6的信號，這樣做是為了把輸入信號按照±1，±3，±5，和±7的標(biāo)準(zhǔn)信號值進行分類。另一個例子，數(shù)值切割器可以是多維的，例如在正交調(diào)幅(QAM)系統(tǒng)中所使用的數(shù)值切割器。
控制器228用來接收輸入和輸出數(shù)據(jù)，并生成FIR濾波器222和判決反饋均衡器224的濾波器系數(shù)。業(yè)內(nèi)行家都知道，有很多可行的方法適用于推導(dǎo)濾波系數(shù)，其中包括最小均方(LMS)和遞歸最小二乘方(RLS)算法。
圖3是圖2中所示均衡器120的詳細(xì)圖解。判決反饋均衡器224的輸入數(shù)據(jù)來自于判決器226(如數(shù)值切割器)的輸出。該輸入數(shù)據(jù)被延遲(F+M)級，其中F等于FIR濾波器222的濾波系數(shù)，而M等于判決反饋均衡器224的均衡系數(shù)。在每一個延遲中，數(shù)據(jù)與控制器228產(chǎn)生的抽頭系數(shù)相乘，相乘的每個結(jié)果都與FIR濾波器222相加。然后均衡器120將均衡數(shù)據(jù)傳給網(wǎng)格解碼器350。誤差信號310等于判決器226的輸出和它的輸入之差，該誤差信號310乘以步長320，然后再用以更新抽頭系數(shù)。步長320通常小于1，這樣是為了使誤差信號能經(jīng)多個時鐘周期，通過反復(fù)迭代來校正抽頭系數(shù)，以便基本消除信道響應(yīng)的波動和噪聲。通常，步長越小，均衡器120進行收斂的瞬變條件會越苛刻，收斂速度也會越慢。
圖4給出了網(wǎng)格編碼器的詳細(xì)圖示，用400表示，它適于與圖3所示的判決反饋均衡器224一起使用。網(wǎng)格編碼器400是8 VSB系統(tǒng)中使用的網(wǎng)格編碼器、預(yù)編碼器和符號映射器。內(nèi)行都知道，8 VSB系統(tǒng)中的網(wǎng)格編碼器400通常使用一個8電平、3比特、1維的星座結(jié)構(gòu)。由圖4可以看出，8 VSB網(wǎng)格編碼器400使用了編碼速率為2/3的網(wǎng)格碼。
網(wǎng)格解碼器350通常使用維特比(Viterbi)算法來對8 VSB網(wǎng)格編碼器400的編碼進行解碼。一般情況下，網(wǎng)格解碼器350解碼級數(shù)較高，一般為16或24級。其解碼輸出229由解交織器140解交織后，再送到外部解碼器150。
圖5給出一個典型的n級8 VSB網(wǎng)格編碼的網(wǎng)格結(jié)構(gòu)圖，記為500，其中粗線所標(biāo)注的是當(dāng)前存活路徑。在每個解碼時鐘周期中新的符號傳送給網(wǎng)格解碼器，并且存活路徑也被更新。眾所周知，在一個VSB系統(tǒng)中，每個樣本都包含一個符號，而在QAM或者Offset-QAM系統(tǒng)中，每個樣本含有二個符號，其中一個在I信道中，而另一個在Q信道中。然而，不管樣本長度是多少，編碼和解碼都按照符號依次執(zhí)行。基于存活路徑，每一級都會對最合適的級數(shù)作出判決，即哪個符號最可能被傳送。例如，第一級會給出輸入信號的第一個判決值，第二級會給出輸入信號的第二個判決值等等。眾所周知，在解碼過程中，存活路徑將會隨著所接收的各個新符號而改變。這樣，從一個輸入樣本變換到另一個輸入樣本的時間周期內(nèi)，存活路徑都不會相同，盡管只變動了一個符號。
圖6給出了采用維特比解碼算法的網(wǎng)格解碼器解碼時的誤差率。從圖中我們可以看出，當(dāng)系統(tǒng)在極值或者甚至稍低于極值的狀態(tài)下運行時，解碼后的誤碼率比較低，而且解碼的級數(shù)越高，誤碼率越低。還可以看出，隨信噪比的增大，誤碼率顯著下降。應(yīng)該注意的是，在8 VSB系統(tǒng)中，極值是經(jīng)過里德·所羅門解碼后比特誤碼率在106分之一時的臨界值。
可以想象，如果判決器226產(chǎn)生的誤差太多，則均衡器120就不可能收斂。比如，當(dāng)一個判決器226的誤碼率大于0.1時，均衡器就不會收斂。因此，如果在開始階段信道失真就很嚴(yán)重的話，均衡器120就不能開始工作。如果可能，就必須使用訓(xùn)練信號來補償信道失真，或者采用其它的算法以使均衡器收斂，如盲均衡法(blind equalization)。但是，僅僅使用訓(xùn)練信號，或者與盲均衡算法一起使用可能仍然不足以使均衡器收斂。即使能夠收斂，也很難判決是否已經(jīng)實現(xiàn)完全收斂，或者怎樣的補償程度是合適的。而且，在盲均衡法中，由于均衡器120的反饋部分并不是基于判決器226的判決結(jié)果，因此需要更高級的解決方案。相應(yīng)的，硬件的復(fù)雜度也會更加。
業(yè)內(nèi)專家還認(rèn)為，在均衡器120的工作過程中，在低信噪比下應(yīng)盡量減小步長。為此，當(dāng)信噪比降到某一極值之下時，需要采用一種起停(stop-and-go)算法來停止判決反饋均衡器224。但是，在均衡器瞬間連續(xù)的運行過程中，很難即時確定信噪比。因此，大多數(shù)系統(tǒng)僅僅在某些特定的情況下才會采用這種算法以改善性能，并以在其它條件性能降低為代價。
因此，我們需要的均衡器應(yīng)當(dāng)是一種步長大小可以根據(jù)判決器的誤碼率來調(diào)整的均衡器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種步長大小可以根據(jù)判決器的誤碼率來調(diào)整的自適應(yīng)均衡器。該均衡器同時還具有其它一些優(yōu)于現(xiàn)有均衡器的特點。
本發(fā)明設(shè)計的第一個自適應(yīng)均衡器包含一個判決器、一個與判決器相連的判決反饋均衡器、一個與判決器相連的FIR濾波器和一個與判決器相連的網(wǎng)格解碼器。網(wǎng)格解碼器用于產(chǎn)生、輸出可信值信號和解碼信號。誤差信號通過判決器的輸出與判決反饋均衡器的輸出之差來產(chǎn)生。該誤差信號通常被用來更新FIR濾波器和判決反饋均衡器的抽頭系數(shù)。抽頭系數(shù)變化量的大小至少部分地是隨著網(wǎng)格解碼器所輸出的可信值數(shù)據(jù)而變化的。
本發(fā)明設(shè)計的第二個自適應(yīng)均衡器包含一個數(shù)值切割器、一個與數(shù)值切割器相連的判決反饋均衡器、一個與數(shù)值切割器相連的FIR濾波器和一個與數(shù)值切割器相連的維特比解碼器。維特比解碼器用于產(chǎn)生、輸出可信值信號和解碼信號。維特比解碼器通過其各級解碼所產(chǎn)生的軟輸出數(shù)據(jù)來確定其輸出的可信值數(shù)據(jù)，其中每個解碼級的軟輸出等于該解碼級內(nèi)存活路徑和刪除路徑(deleted path)的累積度量值之間的差值，并且最高解碼級的軟輸出就是它所要輸出的可信值數(shù)據(jù)。誤差信號就是判決器與判決反饋均衡器所輸出的信號之差。該誤差信號被用來更新FIR濾波器和判決反饋均衡器的抽頭系數(shù)。抽頭系數(shù)變化量的大小至少部分地是隨著網(wǎng)格解碼器所輸出的可信值數(shù)據(jù)而變化的。
本發(fā)明設(shè)計的第三個自適應(yīng)均衡器包含一個判決器、一個與判決器相連的FIR濾波器、一個與判決器相連的判決反饋均衡器和一個與判決器相連的網(wǎng)格解碼器。網(wǎng)格解碼器用于產(chǎn)生、輸出可信值信號和解碼信號。誤差信號就是網(wǎng)格解碼器輸出的解碼數(shù)據(jù)與均衡器的延遲輸出數(shù)據(jù)之間的差值。該誤差信號被用來更新FIR濾波器和判決反饋均衡器的抽頭系數(shù)。抽頭系數(shù)變化量的大小至少部分的是隨著網(wǎng)格解碼器所輸出的可信值數(shù)據(jù)而變化的。
本發(fā)明設(shè)計的第四個自適應(yīng)均衡器包含一個數(shù)值切割器、一個與數(shù)值切割器相連的判決反饋均衡器、一個與數(shù)值切割器相連的FIR濾波器、一個與數(shù)值切割器相連的維特比解碼器和一個與維特比解碼器相連并接收其解碼輸出的映射器。維特比解碼器用于產(chǎn)生、輸出可信值信號和解碼信號。映射器用于產(chǎn)生一個映射輸出。誤差信號是這樣生成的首先延遲判決反饋均衡器的信號輸出若干時鐘周期，該時鐘周期數(shù)與維特比解碼器輸出可信值數(shù)據(jù)所用時鐘周期數(shù)相等，然后用判決反饋均衡器輸出的該延遲信號減維特比解碼器輸出的解碼信號來生成誤差信號。抽頭系數(shù)變化量的大小至少部分地是隨著網(wǎng)格解碼器所輸出的可信值和所述誤差信號而變化的。
調(diào)整步長的好處在于在可信值較低的時候不用再像以前那樣要完全停止判決反饋均衡器的工作才能提高性能。換句話說，可變步長可以替換起停算法，而且判決反饋均衡器不需要硬開關(guān)(hard-switched)。這樣，判決反饋均衡器總是根據(jù)判決器的判決結(jié)果而工作。因此，與使用起停算法的均衡器相比，本發(fā)明之均衡器的判決反饋均衡器就可以采用更簡單的解決方案和硬件結(jié)構(gòu)。
如果采用由可信值信號的數(shù)值驅(qū)動(trigger)的起停算法，當(dāng)可信值信號高于事先選定的極值時，判決反饋均衡器和FIR濾波器就會更新各自的系數(shù)。在現(xiàn)有自適應(yīng)均衡器的基礎(chǔ)上，這類均衡器幾乎不需要增加額外的硬件，就能在判決誤差率非常高而導(dǎo)致不能收斂的時候禁止對系數(shù)進行更新。因此，這類均衡器非常適合于消除脈沖噪聲和嚴(yán)重的瞬時信道失真。而且，由于產(chǎn)生于不可信符號的誤差信號會將被忽略掉，所以均衡器甚至從一開始就能夠收斂。


以下是

圖1是典型的數(shù)字通信接收機原理框圖。
圖2是數(shù)字通信接收機所用現(xiàn)有均衡器的結(jié)構(gòu)簡圖。
圖3是現(xiàn)有均衡器中的判決反饋均衡器的詳細(xì)結(jié)構(gòu)簡圖。
圖4是8VSB系統(tǒng)網(wǎng)格編碼器、預(yù)編碼器和符號映射器的結(jié)構(gòu)簡圖。
圖5是典型的網(wǎng)格簡圖。
圖6是誤碼率與信噪比之間的關(guān)系圖。
圖7是本發(fā)明第一實施例之自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)簡圖。
圖8是本發(fā)明第二實施例之自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)簡圖。
圖9是本發(fā)明中網(wǎng)格碼交織器的優(yōu)選實施例結(jié)構(gòu)簡圖。
圖10是本發(fā)明中網(wǎng)格碼解交織器的優(yōu)選實施例結(jié)構(gòu)簡圖。
具體實施例方式
為了加強對本發(fā)明原理的理解，以下結(jié)合附圖所示實施例對本發(fā)明給予進一步說明。但是，應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的范圍不限于實施例之描述，無需創(chuàng)造性的智力勞動，本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員即可基于本發(fā)明原理對實施例進行修正、改造或者進一步應(yīng)用。尤其，本發(fā)明雖然是以8VSB系統(tǒng)為例予以闡述的，但是也可以應(yīng)用于其他類型的調(diào)制編碼中，包括QAM和Offset-QAM系統(tǒng)。
圖7所示為本發(fā)明之自適應(yīng)均衡器的一個實施例的結(jié)構(gòu)簡圖，記為700。除輸出信號229之外，網(wǎng)格解碼器350還輸出一個與輸出信號229的可信值有關(guān)的信號717?？尚胖敌盘?17用來調(diào)整步長719。為了使誤差信號723的輸出與可信值信號717的輸出達(dá)到同步，必需一個延遲721。也就是說，延遲721的長度應(yīng)該與網(wǎng)格解碼器350生成可信值信號717所必需的時鐘周期數(shù)相匹配。
在一個具體的實施例中，網(wǎng)格解碼器350是一個維特比解碼器。業(yè)內(nèi)周知，維特比解碼器在每一比特內(nèi)都要對兩種可能的狀態(tài)轉(zhuǎn)換作出比較，同時決定哪種狀態(tài)更接近于原始傳輸信號。在一個使用了維特比解碼器350的均衡器700中，在每個解碼級內(nèi)，解碼輸出都和一個軟輸出相聯(lián)系，該軟輸出對應(yīng)于存活路徑和刪除路徑的累積度量的差值。當(dāng)解碼流程到達(dá)最后一級解碼級時，解碼輸出信號229就由最后的軟輸出所決定，該軟輸出就是可信值信號717。
可以說，有許多軟解碼算法可以用于網(wǎng)格編碼信號解碼，并且其中任何一種算法都可以用來生成一個可信值信號717。同樣，盡管在通常情況下，使用的解碼級越靠后，解碼的錯誤就越小，而且可信值信號717對應(yīng)的解碼質(zhì)量也越精確，但是在網(wǎng)格解碼器中的任何一個解碼級都可以產(chǎn)生可信值信號。
如果給一個可信值不高的誤差信號723一個較低的加權(quán)值，比如在開始階段，此時由于步長較小，因此均衡器700中的判決反饋均衡器224能夠經(jīng)過比較多的時鐘周期后收斂，盡管收斂速度很慢。相反，當(dāng)可靠度很高時，可以給誤差信號更高的加權(quán)值，這樣就可以達(dá)到更快的收斂。
還有，調(diào)整步長的好處在于在可信值較低的時候不用再像以前那樣要完全停止判決反饋均衡器224的工作才能提高這些性能。換句話說，可變步長可以替換起停算法，而且判決反饋均衡器224不需要硬開關(guān)(hard-switched)。這樣，判決反饋均衡器224總是根據(jù)判決器226的判決結(jié)果而工作。因此，與使用起停算法的均衡器120相比，均衡器700的判決反饋均衡器224就可以采用更簡單的解決方案和硬件結(jié)構(gòu)。
在其他一些具體實施例當(dāng)中，依據(jù)本發(fā)明的均衡器700采用了由可信值信號717的數(shù)值驅(qū)動(trigger)的起停算法。在這些實例中，當(dāng)可信值信號717高于事先選定的極值時，判決反饋均衡器224和FIR濾波器222就會更新各自的系數(shù)。在現(xiàn)有自適應(yīng)均衡器的基礎(chǔ)上，這類均衡器幾乎不需要增加額外的硬件，就能在判決誤差率非常高而導(dǎo)致不能收斂的時候禁止對系數(shù)進行更新。因此，這類均衡器非常適合于消除脈沖噪聲和嚴(yán)重的瞬時信道失真。而且，由于產(chǎn)生于不可信符號的誤差信號會將被忽略掉，所以均衡器700甚至從一開始就能夠收斂。
圖8所示為本發(fā)明之均衡器的一個優(yōu)選實施例，記為800。誤差信號723是均衡器800的輸出信號299和網(wǎng)格解碼器350的輸出信號229之間的差值。在輸出信號299和輸出信號229用于生成誤差信號之前，輸出信號229被映射器729映射還原為數(shù)據(jù)比特(1和0)，而均衡器800的輸出信號299會被延遲裝置721延遲，以保持輸出信號299和網(wǎng)格解碼器350輸出的信號同步。然后，可信值信號717被用于設(shè)定誤差信號723所需要的步長。
眾所周知，一些編碼設(shè)計中采用多個獨立的編碼器并聯(lián)運行。例如，在8VSB系統(tǒng)中，通常有12個并行編碼器。尤其是，網(wǎng)格碼段內(nèi)交織技術(shù)經(jīng)常在這些系統(tǒng)中使用。這樣會用到相應(yīng)數(shù)量的相同網(wǎng)格編碼器和預(yù)編碼器來處理交織后的數(shù)據(jù)符號。例如，在一個有12個并行編碼器的系統(tǒng)中，碼的交織過程是這樣的將第0個，第12個，第24個...符號編為一組，第1個，第13個，第25個...符號編為第二組，將第2個，第14個，第26個...符號編為第三組，依此類推，一共12組。
圖9所示為網(wǎng)格碼和預(yù)編碼段內(nèi)交織器，記為900，其結(jié)果輸入到如圖4所示的映射器。字節(jié)交織器(或者多路復(fù)用器)910輸出的字節(jié)被送到網(wǎng)格解碼器和預(yù)編碼器920，并且這些字節(jié)會被12個編碼器920中的每一個編碼器視為一個字節(jié)整體來進行處理。每個字節(jié)在每一個編碼器920中生成四個符號。多路信號分離器(demultiplexer)930將這些字節(jié)匯集成一個單一的比特流。如圖10所示，8VSB系統(tǒng)接收機使用12個并行的網(wǎng)格解碼器，其中每個網(wǎng)格解碼器一次接收12個符號。比特流在多路復(fù)用器1010中再次交織，并被送到并行解碼器1020，然后又被多路信號分離器1030重新匯集為單一的比特流。
雖然通過附圖和前文的描述對本發(fā)明進行了詳細(xì)地說明，但是這些說明是例證性，而不是對發(fā)明特征的限定。應(yīng)當(dāng)理解為，本說明書僅僅對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行了展示和說明，而基于本發(fā)明精神的所有修改和改進都應(yīng)受到保護。
權(quán)利要求
1.一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器，其特征在于包括一個生成、輸出判決信息的判決器；一個與判決器相連的判決反饋均衡器，用以生成、輸出一個判決反饋信息；一個與判決器相連的FIR濾波器；以及一個與判決器相連的網(wǎng)格解碼器，用以產(chǎn)生、輸出一個可信值信號和一個解碼信號；其中，誤差信號通過判決器的輸出與判決反饋均衡器的輸出之差產(chǎn)生；誤差信號用來更新FIR濾波器和判決反饋均衡器的抽頭系數(shù)；其中，系數(shù)變化量的大小至少部分地隨著網(wǎng)格解碼器輸出的可信值而變化。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于判決器是一個數(shù)值切割器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于網(wǎng)格解碼器是一個維特比(Viterbi)解碼器。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于維特比解碼器通過它的各個解碼級產(chǎn)生的軟輸出來確定可信值輸出，而每個解碼級的軟輸出等于該解碼級內(nèi)存活路徑和刪除路徑的累積度量的差值(difference)，最高解碼級的軟輸出作為解碼器的可信值輸出。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于其中的判決器是一個數(shù)值切割器(slicer)。
6.一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器，其特征在于包括一個輸出切割信號的數(shù)值切割器；一個與數(shù)值切割器相連的判決反饋均衡器，用于產(chǎn)生、輸出判決反饋信號；一個與數(shù)值切割器相連的FIR濾波器；以及一個與數(shù)值切割器相連的維特比解碼器，用于產(chǎn)生、輸出可信值信號和解碼信號；其中，維特比解碼器通過它的各個解碼級產(chǎn)生的軟輸出來確定它的可信值輸出，而每個解碼級的軟輸出等于該解碼級內(nèi)存活路徑和刪除路徑的累積度量的差值，最高解碼級的軟輸出作為解碼器的可信值輸出；其中，誤差信號通過數(shù)值切割器的輸出與判決反饋均衡器的輸出之差產(chǎn)生，它被用來更新FIR濾波器和判決反饋均衡器的抽頭系數(shù)；其中，系數(shù)變化量的大小至少部分地隨著網(wǎng)格解碼器輸出的可信值而變化。
7.一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器，其特征在于包括一個判決器；一個與判決器相連的FIR濾波器；一個與判決器相連的判決反饋均衡器，用以生成、輸出判決反饋信息；一個與判決器相連的網(wǎng)格解碼器，用于產(chǎn)生、輸出可信值信號與解碼信號，其中，誤差信號通過解碼器輸出的信號與判決反饋輸出的延遲信號之差產(chǎn)生，并且系數(shù)變化量的大小至少部分地隨著輸出的可信值而變化。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于判決器是一個數(shù)值切割器。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于網(wǎng)格解碼器是一個維特比解碼器。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的自適應(yīng)均衡器，其特征在于延遲的誤差信號被延遲的時鐘周期等于網(wǎng)格解碼器產(chǎn)生可信值輸出信號所必需的時鐘周期。
11.一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器，其特征在于包括一個數(shù)值切割器；一個與數(shù)值切割器相連的FIR濾波器；一個與數(shù)值切割器相連的判決反饋均衡器，用于生成、輸出判決反饋信號；一個與數(shù)值切割器相連的維特比解碼器，用于生成、輸出可信值信號和解碼信號；一個與維特比解碼器相連并接收其輸出的解碼信號的映射器，用于產(chǎn)生、輸出映射信號；其中，誤差信號是這樣生成的首先延遲判決反饋均衡器的信號輸出若干時鐘周期，該時鐘周期數(shù)與維特比解碼器輸出可信值數(shù)據(jù)所用時鐘周期數(shù)相等，然后用判決反饋均衡器輸出的該延遲信號減維特比解碼器輸出的解碼信號來生成誤差信號；其中，抽頭系數(shù)變化量的大小至少部分地隨著網(wǎng)格解碼器輸出的可信值而變化。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種可變步長受網(wǎng)格解碼器輸出影響的自適應(yīng)均衡器。這種自適應(yīng)均衡器包括一個判決器、一個與判決器相連的判決反饋均衡器、一個與判決器相連的FIR濾波器和一個與判決器相連的網(wǎng)格解碼器。網(wǎng)格解碼器用于產(chǎn)生、輸出可信值信號和解碼信號。誤差信號就是判決器與判決反饋均衡器所輸出的信號之間的差值。誤差信號被用來更新FIR濾波器和判決反饋均衡器的抽頭系數(shù)。抽頭系數(shù)變化量的大小至少部分地隨著網(wǎng)格解碼器所輸出的可信值信號而變化。
文檔編號H04B7/005GK1494230SQ0214613
公開日2004年5月5日 申請日期2002年11月1日 優(yōu)先權(quán)日2002年11月1日
發(fā)明者夏勁松, 理查德W·西塔, 斯格特M·勒俳斯托, 張文軍, 宋杭濱, M 勒俳斯托, W 西塔 申請人:上海奇普科技有限公司