專利名稱：一種用于寬帶碼分多址系統(tǒng)的信道估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種適用于寬帶碼分多址(WCDMA)的頻分雙工(FDD)瑞克接收系統(tǒng)的信道估計方法。
背景技術：
移動通信是在復雜的電波環(huán)境下進行的，如何克服電波傳播所造成的多徑衰落現(xiàn)象是移動通信的一個基本問題。在直接序列碼分多址(DS-CDMA)系統(tǒng)中，由于采用寬帶擴頻，射頻信號帶寬比衰落的相干帶寬大得多，因而可以采用瑞克接收機從接收信號中分辨出不同路徑的分量進行自適應加權調(diào)整，使合并之后的信號得以增強，從而實現(xiàn)分集接收。這樣，不但能夠有效地克服多徑衰落的影響，而且還可以提高系統(tǒng)接收性能。其中加權系數(shù)即為估計的信道參數(shù)，信道估計算法的好壞直接影響瑞克接收系統(tǒng)的性能。
在第三代移動通信WCDMA FDD中，上、下行鏈路均使用了導頻信號，導頻信號和非導頻信號在專用物理控制信道(DPCCH)中時分復用，如圖1所示。在現(xiàn)有技術中，一種較為普遍使用的信道估計技術是只利用時隙中的導頻符號信息進行加權的多時隙平均法(Weighted Multi-slot Averaging，WMSA)。在低車速或者步行的情況下，信道衰落變化很慢，根據(jù)導頻符號估計的信道參數(shù)可以提供較為準確的信道特性，使專用物理數(shù)據(jù)信道(DPDCH)的接收性能可以滿足系統(tǒng)要求。但是，在高車速的情況下，信道衰落變化快導致了多普勒頻移變大，這時如果利用多個時隙的導頻符號來估計信道參數(shù)，不僅會增加系統(tǒng)時延，而且接收性能將會急劇惡化。為了使瑞克接收機能夠適應高車速的快衰落，除了導頻符號之外，還要對非導頻符號進行初始信道估計，即利用已知導頻符號的信道衰落參數(shù)來得出非導頻符號的信道衰落系數(shù)。目前，較為普遍采用的初始信道估計方法有平均、內(nèi)插(一階、二階)以及預測方法等。
當?shù)玫揭粋€時隙的所有符號的初始信道估計之后，進一步精確估計信道參數(shù)的關鍵是后濾波處理。仿真研究表明，不同的初始信道估計算法對系統(tǒng)性能的影響差別很小，而后濾波處理所采用的低通濾波器的性能卻直接影響到譯碼器誤塊率的好壞。在現(xiàn)有技術中，通常采用有限沖擊響應(FIR)時域濾波器或者自適應濾波器進行后濾波處理。其中自適應濾波器性能理想，但是濾波器系數(shù)需要實時調(diào)整，硬件復雜度過大，因而不適用于實際系統(tǒng)。時域FIR濾波器雖然實現(xiàn)簡單，但要達到要求的性能指標需要較高的階數(shù)，階數(shù)越大時延就越大，并且硬件的開銷也就越大。例如，理想的性能需要61階的FIR濾波器，同時也會產(chǎn)生接近150萬秒的時延。此外，在現(xiàn)有技術中，有時也采用一種一階可變系數(shù)的無限沖擊響應(IIR)濾波器來消除噪聲，如圖4(a)所示，該濾波器實現(xiàn)起來非常簡單。但是，為了保證系統(tǒng)性能需要濾波器的系數(shù)α可變，帶來的問題是需要實時對信道的多普勒頻移進行估計，硬件復雜度就大幅度地提高，因而一般不采用這種IIR濾波器。

發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術中存在的問題，本發(fā)明提出了一種適用于寬帶碼分多址(WCDMA)的頻分雙工(FDD)瑞克接收系統(tǒng)的信道估計方法，從而可以得到更為精確的信道估計參數(shù)。
本發(fā)明的用于寬帶碼分多址系統(tǒng)的信道估計方法，包括步驟從控制信道信息中提取導頻信息，從而得到導頻符號部分的初始信道估計；將所得到的兩個連續(xù)時隙的導頻符號初始信道估計進行平均，用該平均值與各徑的非導頻符號進行共軛相乘，然后進行瑞克合并，并用最大比合并的結果進行硬判決；利用該硬判決結果以及非導頻符號接收數(shù)據(jù)，得到非導頻符號部分的初始信道估計；根據(jù)導頻符號和非導頻符號部分的初始信道估計，得到一個完整時隙全部符號的初始信道估計；利用二階無限沖擊響應數(shù)字濾波器對所得到的初始信道估計進行后濾波處理。
在本發(fā)明中，通過采用二階無限沖擊響應IIR數(shù)字濾波器，對導頻符號和非導頻符號的初始信道估計進行后濾波處理，可以得到更為精確的信道估計參數(shù)。根據(jù)本發(fā)明，不僅無需估計車速而使實現(xiàn)變得簡單，而且性能優(yōu)于一階可變系數(shù)IIR濾波器以及高階FIR濾波器的系統(tǒng)誤塊率性能。如果采用三階、四階的IIR濾波器，會使系統(tǒng)的時延增大，而性能卻不會有明顯的改善。


下面參照附圖并結合實施例來進一步描述本發(fā)明。其中圖1示出了WCDMA FDD物理層的幀結構；圖2示出了瑞克接收機的方框圖；圖3示出了初始信道估計單元的詳細方框圖；圖4(a)和圖4(b)分別示出了對初始信道估計進一步作后濾波處理的一階可變系數(shù)IIR濾波器和二階IIR濾波器的方框圖；圖5(a)和圖5(b)分別示出了根據(jù)本發(fā)明的初始信道估計方法和現(xiàn)有初始信道估計方法在不同車速和不同信噪比條件下系統(tǒng)誤塊率的性能曲線。
具體實現(xiàn)方式接收信號可以表示成r(t)=Σl=1Lrl(t)=Σl=1Lξl(t)s(t-τl)+n(t),]]>這里ri(t)表示第l徑的接收信號，s(t)表示發(fā)送信號，ξl(t)和τl分別表示第l徑瑞利衰落信道的幅度增益和傳輸時延，n(t)表示零均值的高斯白噪聲，單邊功率譜密度為No。每一徑的接收信號在接收端經(jīng)過匹配濾波器和解擴解擾，然后將解擴后的各路多徑分量進行最大比合并，最終由譯碼器軟判決輸出。
圖2是瑞克接收機的方框圖，信號處理過程為首先將外來的輸入信號采樣值r(k)送給DPCCH解擴解擾單元201和DPDCH解擴解擾單元202，分別進行DPCCH和DPDCH的解擴解擾，經(jīng)過DPCCH解擴解擾單元201解擴解擾后的第1…L徑信號為s1(k)…sL(k)，將該信號送給初始信道估計單元203，可以得到第1…L徑基于符號的連續(xù)初始信道估計參數(shù) 。為了得到更精確的信道估計參數(shù)，必須將 通過后濾波器單元204處理，這樣就可以得到各徑最后的信道估計 。各徑接收信號經(jīng)過DPDCH解擴解擾202和延遲單元205后，分別和后濾波單元204結果 在乘法器206共軛相乘，然后在組合器207進行瑞克合并，從而最大比合并的結果。利用軟判決單元208就可以恢復瑞克接收系統(tǒng)接收到的DPDCH(專用物理數(shù)據(jù)信道)數(shù)據(jù)。
圖3是本發(fā)明中初始道估計單元203的詳細方框圖。DPCCH解擴解擾后的第1…L徑信號s1(k)…sL(k)首先要在導頻、非導頻分離單元301進行導頻的非導頻符號分離，分離出的導頻符號數(shù)據(jù)sp(k)可用本地產(chǎn)生的導頻符號在數(shù)據(jù)解調(diào)裝置302進行同步相乘實現(xiàn)數(shù)據(jù)解調(diào)，即可得到導頻部分的初始信道估計。而非導頻符號部分由于發(fā)送信息未知，數(shù)據(jù)解調(diào)過程相對復雜。需要利用連續(xù)兩上時隙的導頻符號初始信道估計的平均值作為非導頻符號的信道參數(shù)因子CPF(ChannelParameter Factor)CPF1=12Np[Σj=1Npc^ini1(n,j)+Σj=1Npc^ini1(n+1,j)]]]>其中 和 分別表示第l徑中第n時隙和第(n+1)時隙第j個導頻符號的初始信道估計。然后將CPF1…CPFL分別和經(jīng)過延遲單元303延遲的非導頻符號接收數(shù)據(jù)在乘法器305共軛相乘，去掉信道調(diào)制。各徑信號在組合器307進行相加合并，并將最大比合并的結果送給硬判決單元308進行硬判決以恢復接收的非導頻符號。這樣就可以用接收端判決的非導頻符號進行數(shù)據(jù)解調(diào)，得到非導頻部分的初始信道估計，如公式所示c^inil(n,i)=rl(n,i)·sign{Re[Σl=1Lrl(n,i)·CPFl*]},]]>其中i＝(Np+1)，…Nslot導頻部分和非導頻部分初始信道估計在導頻、非導頻合并單元311合并在一起，即為一個時隙中所有符號的初始信道估計 。這里給出的僅用兩個時隙導頻符號進行平均的初始信道估計算法，比內(nèi)插算法實現(xiàn)簡單，而且相對于多個時隙平均的方法時延較小。
圖4(a)和圖4(b)是后濾波單元204的具體實現(xiàn)框圖。濾波器帶寬選擇的標準是既要使信道估計不失真又要盡可能多地濾除噪聲。這要求濾波器的系數(shù)應隨移動臺的速度變化而變化。為了省去車速估計，這里把最大多普勒頻移對應的數(shù)字頻率與采樣頻率的比值作為濾波器的截止頻率。根據(jù)雙線性變換法設計的二階IIR低通濾波器，有幾種類型，如巴特沃思型濾波器、切比雪夫I型或II型濾波器和橢圓函數(shù)濾波器。仿真結果表明，巴特沃思型二階IIR濾波器最適合此處濾除信道估計噪聲。圖4(a)中即為現(xiàn)有技術采用的一階IIR濾波器，只用改變一個系數(shù)α就可以實現(xiàn)IIR濾波器系數(shù)α可變。Z域的濾波器響應為(n)=α1-(1-α)z-1]]>。但是，系數(shù)α可變帶來的問題是需要實時對信道的多普勒頻移進行估計，硬件復雜度就大幅度地提高，圖4(b)是二階IIR濾波器框圖，信號要通過兩個時延，并用設定系數(shù)加權相加，即可達到濾除噪聲的效果。如公式所示h(n)=a1·z-1+a2·z-21-(b1·z-1+b2·z-2)]]>。為此，我們采用雙線性變換法設計巴特沃思型IIR濾波器，按照最大多普勒500Hz計算濾波器系數(shù)a1，a2，b1，b2。對于二階IIR濾波器的群時延問題，理論上可求出[-fd，fd]范圍內(nèi)的平均群時延[τ·fs]＝8(symbol)，其中τ‾=∫-wdwdτ(w)dw2·2πfd,]]>「 是向上取整的運算符，理論計算結果和仿真測試的8symbol結果一致。
圖5(a)和圖5(b)分別示出了根據(jù)本發(fā)明的初始信道估計方法和現(xiàn)有初始信道估計方法在不同車速和不同信噪比條件下系統(tǒng)誤塊率的性能曲線。在本發(fā)明中，通過使用以下三種濾波器比較系統(tǒng)的誤塊率性能61階FIR數(shù)字濾波器，一階IIR數(shù)字濾波器以及二階IIR數(shù)字濾波器。圖5(a)是三種方法在120千米/小時車速下的誤塊率性能；圖5(b)是在250千米/小時車速下的誤塊率性能。其中假設發(fā)射信號通過四徑瑞利衰落信道，橫坐標為系統(tǒng)的Eb/No，縱坐標為瑞了接收系統(tǒng)的誤塊率。從圖5(b)可以看出，二階IIR濾波器硬件實現(xiàn)復雜度不高，并且能夠保證在高速情況下系統(tǒng)性能最好。
權利要求
1.一種用于寬帶碼分多址系統(tǒng)的信道估計方法，包括步驟從控制信道信息中提取導頻信息，從而得到導頻符號部分的初始信道估計；將所得到的兩個連續(xù)時隙的導頻符號初始信道估計進行平均，用該平均值與各徑的非導頻符號進行共軛相乘，然后進行瑞克合并，并用最大比合并的結果進行硬判決；利用該硬判決結果以及非導頻符號接收數(shù)據(jù)，得到非導頻符號部分的初始信道估計；根據(jù)導頻符號和非導頻符號部分的初始信道估計，得到一個完整時隙全部符號的初始信道估計；利用二階無限沖擊響應數(shù)字濾波器對所得到的初始信道估計進行后濾波處理。
2.根據(jù)權利要求1的方法，其中從解擴解擾的控制信道信息中提取導頻信息，利用本地產(chǎn)生的導頻符號與所提取的導頻信息相乘，實現(xiàn)數(shù)據(jù)解調(diào)，從而得到導頻部分的初始信道估計。
3.根據(jù)權利要求1的方法，其中利用該硬判決結果與延遲后的非導頻符號接收數(shù)據(jù)相乘，得到非導頻符號部分的初始信道估計。
4.根據(jù)權利要求1的方法，其中將導頻符號部分的初始信道估計以及非導頻符號部分的初始信道估計按照幀格式時分復用，從而得到一個完整時隙全部符號的初始信道估計
5.根據(jù)權利要求1的方法，其中二階無限沖擊響應數(shù)字濾波器的截止頻率為最大多普勒頻移對應的數(shù)字頻率與采樣頻率的比值。
6.根據(jù)權利要求1的方法，其中二階無限沖擊響應數(shù)字濾波器為巴特沃思型濾波器、切比雪夫I型或II型濾波器和橢圓函數(shù)濾波器。
7.根據(jù)權利要求1的方法，其中二階無限沖擊響應數(shù)字濾波器為巴特沃思型二階IIR濾波器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于寬帶碼分多址系統(tǒng)的信道估計方法,包括步驟:從控制信道信息中提取導頻信息,從而得到導頻符號部分的初始信道估計;利用所得到的兩個連續(xù)時隙的導頻符號初始信道估計得到非導頻符號部分的初始信道估計,從而得到一個完整時隙全部符號的初始信道估計;利用二階無限沖擊響應數(shù)字濾波器對所得到的初始信道估計進行后濾波處理。根據(jù)本發(fā)明,不僅無需估計車速而使實現(xiàn)變得簡單,可以得到更為精確的信道估計參數(shù)。
文檔編號H04J13/00GK1384627SQ0212274
公開日2002年12月11日 申請日期2002年6月10日 優(yōu)先權日2002年6月10日
發(fā)明者張平, 劉樂, 阮丹 申請人:北京郵電大學