專利名稱：瑞克接收機(jī)信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中瑞克(Rake)接收機(jī)的信道估計(jì)方法，特別涉及第三代移動通信寬帶碼分多址(WCDMA)系統(tǒng)中上行鏈路Rake接收機(jī)信道估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
在寬帶碼分多址(WCDMA)系統(tǒng)中，由于信號傳播的多徑特性，通常采用Rake接收機(jī)對搜索到的每一徑信號進(jìn)行解調(diào)、解擴(kuò)，并通過多徑合并來補(bǔ)償信道衰落，從而獲得盡可能高的多徑增益。
圖1示出了WCDMA系統(tǒng)中Rake接收機(jī)的結(jié)構(gòu)框圖。如圖1所示，Rake接收機(jī)包括多徑搜索模塊1、信道估計(jì)模塊2、解調(diào)模塊3、多徑合并單元4和譯碼單元5。其中，多徑搜索模塊1從多徑信號中搜索可能存在的各條路徑信號并根據(jù)預(yù)先確定的判決原則篩選出若干條路徑的信號提供給解調(diào)模塊3和信道估計(jì)模塊2。信道估計(jì)模塊2可根據(jù)每徑信號的導(dǎo)頻符號信息估計(jì)出該徑信號每個(gè)傳輸數(shù)據(jù)符號位置上的信道參數(shù)并提供給解調(diào)模塊3。解調(diào)模塊3利用該信道估計(jì)值對多徑搜索模塊篩選出來的多徑信號進(jìn)行解調(diào)并得到它們的估計(jì)值。多徑合并單元4將解調(diào)模塊4解調(diào)出來的多徑信號按照一定的規(guī)則合并提供給譯碼單元5進(jìn)行譯碼處理。
以下進(jìn)一步描述根據(jù)導(dǎo)頻符號信息估計(jì)出該徑信號每個(gè)傳輸數(shù)據(jù)符號位置上的信道參數(shù)的過程。在WCDMA系統(tǒng)中，上行鏈路采用如圖2所示并行的導(dǎo)頻信道結(jié)構(gòu)，其中專用物理數(shù)據(jù)信道(Dedicated Physical Data Channel，簡稱DPDCH)用于發(fā)送數(shù)據(jù)，而專用物理控制信道(Dedicated Physical ControlChannel，簡稱DPCCH)用于發(fā)送導(dǎo)頻符號。圖2為上行鏈路DPDCH信道和DPCCH信道的幀結(jié)構(gòu)，如圖2所示，在DPCCH信道一幀的任意一個(gè)時(shí)隙包含10個(gè)比特的數(shù)據(jù)符號，其中開始的Npilot個(gè)比特為導(dǎo)頻符號，表1和2示出了圖中導(dǎo)頻符號數(shù)Npilot為3、4、5、6、7和8時(shí)的導(dǎo)頻符號序列Pi。假設(shè)某一多徑位置在一幀的第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)發(fā)送的導(dǎo)頻序列為Pi(i＝0，1，……Npilot)，相應(yīng)的信道響應(yīng)為

其中Ai為第i個(gè)導(dǎo)頻符號時(shí)刻信道的幅度衰減，θi為第i個(gè)導(dǎo)頻符號時(shí)刻的信道相位旋轉(zhuǎn)，則接收導(dǎo)頻序列p^i=pi×Aiejθi.]]>由此可通過對導(dǎo)頻序列Pi與

施行以方程(1)表示的相關(guān)累加和平均運(yùn)算計(jì)算出第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)的平均信道估計(jì)值或信道參數(shù)CjCj=1NpilotΣi=0Npilot-1p^ipi=1NpilotΣi=0Npilot-1pipiAiejθi----(1)]]>表1

表2

如圖2所示，DPDCH信道與上述DPCCH信道對應(yīng)的時(shí)隙內(nèi)包含Ndata個(gè)數(shù)據(jù)符號(即數(shù)據(jù)比特)，Ndata的大小由DPDCH信道的擴(kuò)頻因子SF_DPDCH(256/2k)決定。解調(diào)模塊可以利用上述方式得到的平均信道估計(jì)值對本時(shí)隙內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號進(jìn)行解調(diào)，但是這種處理方式的信道估計(jì)精度不高，而信道估計(jì)精度在Rake接收中至關(guān)重要，其準(zhǔn)確性直接影響到接收機(jī)的整體性能。為此，人們提出了以下各種信道估計(jì)方法以對上述信道參數(shù)Cj進(jìn)行修正以進(jìn)一步提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確性，主要包括最大似然序列估計(jì)法，它采用維特比(Viterbi)譯碼算法對編碼接收信號解碼，修正其中的錯(cuò)誤信道估計(jì)值，進(jìn)而達(dá)到精確信道估計(jì)的目的。該技術(shù)由于存在數(shù)據(jù)反饋、延遲，因而需要改變接收機(jī)的結(jié)構(gòu)，并且增加了計(jì)算量，在實(shí)際中難以實(shí)現(xiàn)。
維納(Wiener)濾波方法，這是理論上最優(yōu)的方法，但需要已知接收信號的二階統(tǒng)計(jì)量，在實(shí)際中由于通信信號的隨機(jī)性，不可能已知這些信息，因而難以具體實(shí)現(xiàn)。
卡爾曼(Kalman)濾波方法，這是一種跟蹤預(yù)測信道估計(jì)算法，需要數(shù)據(jù)反饋，因而要求改變接收機(jī)結(jié)構(gòu)，并且一旦出現(xiàn)錯(cuò)誤，錯(cuò)誤的估計(jì)將持續(xù)到下一個(gè)導(dǎo)頻符號，因而效果并不理想。
高斯插值方法，這是一種非線性插值算法，仿真結(jié)果表明當(dāng)移動臺處于高速情況時(shí)，難以得到精確的信道估計(jì)。
多時(shí)隙加權(quán)平均方法，這是目前較好的方法之一，該算法對多個(gè)時(shí)隙的導(dǎo)頻值采用對稱加權(quán)的方法，給出導(dǎo)頻符號間的信道估計(jì)值。該算法在實(shí)現(xiàn)上較容易，但當(dāng)移動臺達(dá)到一定速度時(shí)，很難做出正確的估計(jì)。
多時(shí)隙線性/非線性插值算法，通過對時(shí)隙間的導(dǎo)頻相關(guān)值進(jìn)行線性或非線性插值可以提高信道估計(jì)的精度，是性能較好的方法之一。但是當(dāng)移動臺達(dá)到較高速度時(shí)，傳統(tǒng)線性插值算法的信道估計(jì)性能會有降低，而非線性插值算法的運(yùn)算復(fù)雜度要比線性插值方法高很多。

發(fā)明內(nèi)容
因此本發(fā)明的目的是提供一種上行鏈路Rake接收機(jī)信道估計(jì)方法，它能夠精確地確定出平均信道估計(jì)值以適應(yīng)移動臺高速移動時(shí)的信道環(huán)境。
按照本發(fā)明的一種上行鏈路Rake接收機(jī)信道估計(jì)方法，所述Rake接收機(jī)對任一多徑位置上的包含專用物理控制信道和專用物理數(shù)據(jù)信道的接收信號執(zhí)行以下步驟(1)根據(jù)所述專用物理控制信道中每個(gè)時(shí)隙內(nèi)的導(dǎo)頻符號序列與本地已知的對應(yīng)導(dǎo)頻符號序列得到每個(gè)時(shí)隙的平均信道估計(jì)值；(2)利用以上述步驟(1)方式獲得的前一時(shí)隙的平均信道估計(jì)值和當(dāng)前時(shí)隙的平均信道估計(jì)值，通過線性插值生成所述專用物理控制信道中當(dāng)前時(shí)隙內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值；并且當(dāng)專用物理控制信道的擴(kuò)頻因子大于專用物理數(shù)據(jù)信道的擴(kuò)頻因子時(shí)，所述方法進(jìn)一步包括以下步驟(3a)將專用物理數(shù)據(jù)信道對應(yīng)時(shí)隙內(nèi)的數(shù)據(jù)符號均分為若干數(shù)據(jù)符號組組，每組包含的數(shù)據(jù)符號個(gè)數(shù)等于專用物理控制信道的擴(kuò)頻因子與專用物理數(shù)據(jù)信道的擴(kuò)頻因子之比，所述每組與專用物理控制信道相應(yīng)時(shí)隙內(nèi)相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號對應(yīng)，并且與當(dāng)前組對應(yīng)的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號中的后一個(gè)作為與下一組對應(yīng)的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號中的前一個(gè)；以及(3b)利用與每組對應(yīng)的專用物理控制信道相應(yīng)時(shí)隙內(nèi)相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值，通過線性插值生成該組內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值。
由上可見，本發(fā)明的方法采用二次線性插值處理為專用物理數(shù)據(jù)信道中時(shí)隙內(nèi)的每個(gè)數(shù)據(jù)符號提供精確的平均信道估計(jì)值，從而提供了信道估計(jì)精度。特別是，當(dāng)移動臺高速運(yùn)動或信道衰落率較高時(shí)，本發(fā)明的方法可以極大地提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。


通過以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的較佳實(shí)施例的詳細(xì)描述可以進(jìn)一步理解本發(fā)明的目標(biāo)、特征和優(yōu)點(diǎn)，其中圖1示出了WCDMA系統(tǒng)中Rake接收機(jī)的結(jié)構(gòu)框圖。
圖2為上行專用物理信道幀結(jié)構(gòu)的示意圖。
圖3為按照本發(fā)明的信道估計(jì)處理方法的流程圖。
圖4(a)～4(c)為采用按照本發(fā)明的信道估計(jì)算法的WCDMA系統(tǒng)的性能比較圖。
具體實(shí)施例方式
以下借助附圖描述本發(fā)明的較佳實(shí)施例。
圖3為按照本發(fā)明的信道估計(jì)處理方法的流程圖。如圖3所示，接收信號經(jīng)采樣后輸入相關(guān)器，在相關(guān)器內(nèi)，接收信號首先與擾碼和正交可變長度擴(kuò)頻碼作相關(guān)運(yùn)算并進(jìn)行求和運(yùn)算，由于擾碼和正交可變長度擴(kuò)頻碼中包含了擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中的用戶信息，因此可以利用上述相關(guān)累加運(yùn)算從采樣接收信號中提取與特定用戶相關(guān)的接收信號，該信號中包含僅受信道干擾的DPCCH數(shù)據(jù)，此處求和單元的數(shù)據(jù)累加長度為256，等于DPCCH信道的擴(kuò)頻碼長度。隨后，利用前述方程(1)對每一多徑位置上的DPCCH信道中各時(shí)隙內(nèi)導(dǎo)頻域包含的導(dǎo)頻序列與本地產(chǎn)生的相應(yīng)的導(dǎo)頻序列施行相關(guān)累加和平均運(yùn)算以得到各時(shí)隙的平均信道估計(jì)值。
如圖3所示，經(jīng)過相關(guān)運(yùn)算和累加運(yùn)算的接收信號一路被送至求模平方單元作求模平方運(yùn)算以得到用于多徑選取的相關(guān)能量值，而另一路接收信號被送至信道估計(jì)模塊完成按照本發(fā)明的基于二次線性插值的信道估計(jì)并提供給圖1中的解調(diào)模塊3以進(jìn)行解調(diào)。
以下以圖2中專用物理控制信道和專用物理數(shù)據(jù)信道某一幀第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)數(shù)據(jù)比特的信道估計(jì)過程為例描述本發(fā)明的基于二次線性插值的信道估計(jì)方法。
按照本發(fā)明的方法，首先利用前述方程式(1)，根據(jù)專用物理控制信道中上述某一幀的第(j-1)和第j個(gè)時(shí)隙前Npilot個(gè)比特和表1和2中所示相應(yīng)的已知導(dǎo)頻符號，計(jì)算得到專用物理控制信道中該時(shí)隙的平均信道估計(jì)值Cj-1和Cj。
接著利用上述步驟獲得的第(j-1)個(gè)(即前一時(shí)隙)和第j個(gè)(即當(dāng)前時(shí)隙)的平均信道估計(jì)值Cj-1和Cj生成專用物理控制信道該幀的第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)所有10個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，n(n＝1，2，……10)，為此采用線性內(nèi)插方式，即，使該10個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，n按照在第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)的先后順序，等間隔地分布在從平均信道估計(jì)值Cj-1至Cj之間。值得指出的是，平均信道估計(jì)值為復(fù)數(shù)，因此線性內(nèi)插的數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，n在復(fù)平面內(nèi)等間隔地分布在Cj-1與Cj之間的線段上，越靠近時(shí)隙開始位置的數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值就越靠近Cj-1。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，每個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值與前一時(shí)隙和當(dāng)前時(shí)隙平均信道估計(jì)值之間可用下列方程(2)表示Cj，n＝Cj-1+(n-1)×(Cj-Cj-1)/N (2)這里n＝1，2……，N，N為時(shí)隙內(nèi)數(shù)據(jù)比特的個(gè)數(shù)，在DPCCH信道內(nèi)取值為10。由方程(2)可見，第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)第1個(gè)數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值Cj，1取值第(j-1)個(gè)時(shí)隙的平均信道估計(jì)值，即位于線段的端點(diǎn)上。但是方程(2)所示的線性插值方式并不是唯一的，例如也可以利用下列方程(3)所示的方式進(jìn)行線性插值，此時(shí)最后一個(gè)數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值Cj，10取值為第j個(gè)時(shí)隙的平均信道估計(jì)值Cj，n＝Cj-1+n×(Cj-Cj-1)/N (3)這里n＝1，2……，N，N為時(shí)隙內(nèi)數(shù)據(jù)比特的個(gè)數(shù)，在DPCCH信道內(nèi)取值為10。此外，數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，n甚至不必一定非要位于線段的端點(diǎn)上，即可以不以Cj-1或Cj為取值，只要這些數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值Cj，n在復(fù)平面內(nèi)按照這些數(shù)據(jù)符號在時(shí)隙內(nèi)的先后順序分布于從Cj-1至Cj之間的線段上并且相互之間是等間隔的即可，因此本發(fā)明所稱的線性插值或線性內(nèi)插應(yīng)該以此理解。對于專用物理控制信道中的其它時(shí)隙，其每個(gè)符號的平均信道估計(jì)值也以上述這種方式獲得，依此類推。
根據(jù)DPCCH信道時(shí)隙內(nèi)的傳輸格式組合指示(Transport FormatCombination Indicator，簡稱TFCI)可獲取DPDCH信道的擴(kuò)頻因子SF_DPDCH，它可取值為256、128、64、32、16、8和4不等。對于DPCCH信道，其擴(kuò)頻因子SF_DPCCH始終為256。如圖2所示，如果DPDCH信道的擴(kuò)頻因子為256(即k＝0)，則DPDCH信道每個(gè)時(shí)隙內(nèi)的比特?cái)?shù)與DPCCH信道內(nèi)的相同，都為10個(gè)，此時(shí)DPDCH信道時(shí)隙與DPDDH信道時(shí)隙的每個(gè)數(shù)據(jù)符號一一對應(yīng)，因此可利用DPCCH信道時(shí)隙每個(gè)數(shù)據(jù)符號的以上述插值方式得到的平均信道估計(jì)值對DPDDH信道時(shí)隙的對應(yīng)數(shù)據(jù)符號進(jìn)行解調(diào)。
如果DPDCH信道的擴(kuò)頻因子SF_DPDCH小于DPCCH信道的擴(kuò)頻因子SF_DPCCH，則按照本發(fā)明的方法，在獲得專用物理控制信道時(shí)隙內(nèi)每個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值之后，采用線性插值方式進(jìn)一步生成專用物理數(shù)據(jù)信道內(nèi)對應(yīng)的第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)所有Ndata個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，m(m＝1，2，……，Ndata)。具體而言，首先將這Ndata個(gè)數(shù)據(jù)均分為10組數(shù)據(jù)，每組包含(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號，并且這每組數(shù)據(jù)符號都與專用物理控制信道的相鄰兩個(gè)數(shù)據(jù)符號對應(yīng)。具體而言，第1組數(shù)據(jù)(即第1～(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號)與第(j-1)個(gè)時(shí)隙內(nèi)第10個(gè)數(shù)據(jù)和第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)第1個(gè)數(shù)據(jù)對應(yīng)，第2組數(shù)據(jù)(即第((SF_DPCCH/SF_DPDCH)+1)～2×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號)與第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)第1個(gè)數(shù)據(jù)和第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)第2個(gè)數(shù)據(jù)對應(yīng)，依此類推，最后一組數(shù)據(jù)(即第(9×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)+1)～10×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號)與第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)第9個(gè)數(shù)據(jù)和第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)第10個(gè)數(shù)據(jù)對應(yīng)。然后按照上述線性插值方式，對每組內(nèi)的數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值Cj，m進(jìn)行線性插值。在這里的線性插值中，每組內(nèi)的(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值Cj，m按照在第j個(gè)時(shí)隙內(nèi)的先后順序，等間隔地分布在與每組對應(yīng)的相鄰兩個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值之間，例如第1～(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，m在復(fù)平面內(nèi)等間隔地分布在估計(jì)值Cj-1，10和Cj，1之間的線段上，并且越靠近時(shí)隙開始位置的數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值就越靠近Cj-1，10，依此類推，第(9×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)+1)～10×(SF_DPCCH/SF_DPDCH)個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值Cj，m在復(fù)平面內(nèi)等間隔地分布在估計(jì)值Cj，9和Cj，10之間的線段上，并且越靠近時(shí)隙開始位置的數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值就越靠近Cj，9。
與前述專用物理控制信道中每個(gè)數(shù)據(jù)符號的線性插值方式一樣，平均信道估計(jì)值Cj，m與相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值之間也可用方程(2)和(3)表示，而且甚至不必一定要以相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值為取值，只要這些數(shù)據(jù)符號的估計(jì)值Cj，m在復(fù)平面內(nèi)按照在時(shí)隙的先后順序分布在對應(yīng)的專用物理控制信道的兩個(gè)相鄰數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值之間的線段上并且相互之間是等間隔的即可。
為了驗(yàn)證本發(fā)明的信道估計(jì)方法的實(shí)施效果，通過實(shí)驗(yàn)，將本發(fā)明的方法與基于四時(shí)隙加權(quán)平均和基于一次線性插值算法在系統(tǒng)性能上作了比較。這些比較實(shí)驗(yàn)是在120km/h移動環(huán)境下進(jìn)行的，分別測量了各種方法下64kbps、144kbps和384kbps業(yè)務(wù)的誤碼率BER與信噪比Eb/N0之間的關(guān)系，結(jié)果示于圖4(a)～(c)，其中，圖4(a)對應(yīng)384kbps業(yè)務(wù)，圖4(b)對應(yīng)144kbps業(yè)務(wù)，而圖4(c)對應(yīng)64kbps業(yè)務(wù)，并且方法1代表基于4時(shí)隙加權(quán)平均的信道估計(jì)算法，方法2代表基于一次線性插值的信道估計(jì)算法，而方法3代表本發(fā)明提出的基于二次線性插值的信道估計(jì)算法。
圖4(a)～(c)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在移動臺作高速運(yùn)動的環(huán)境下，不管是何種速率下的業(yè)務(wù)，本發(fā)明的二次插值算法在相同的信噪比Eb/N0下都具有最低的誤碼率BER，因此性能要優(yōu)于另外兩種算法。特別是，本發(fā)明通過增加一次插值后的性能要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的只進(jìn)行一次插值處理的方法。
按照本發(fā)明的基于二次線性插值的信道估計(jì)方法可在現(xiàn)有硬件條件下實(shí)現(xiàn)而不會影響處理速度，因此提高了信號接收性能，保證了Rake接收機(jī)在移動臺高速運(yùn)動時(shí)仍然具有理想的誤碼率性能。
權(quán)利要求
1.一種上行鏈路瑞克接收機(jī)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述瑞克接收機(jī)對任一多徑位置上的包含專用物理控制信道和專用物理數(shù)據(jù)信道的接收信號執(zhí)行以下步驟(1)根據(jù)所述專用物理控制信道中每個(gè)時(shí)隙內(nèi)的導(dǎo)頻符號序列與本地已知的對應(yīng)導(dǎo)頻符號序列得到每個(gè)時(shí)隙的平均信道估計(jì)值；(2)利用以上述步驟(1)方式獲得的前一時(shí)隙的平均信道估計(jì)值和當(dāng)前時(shí)隙的平均信道估計(jì)值，通過線性插值生成所述專用物理控制信道中當(dāng)前時(shí)隙內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值；其特征在于，當(dāng)專用物理控制信道的擴(kuò)頻因子大于專用物理數(shù)據(jù)信道的擴(kuò)頻因子時(shí)，所述方法進(jìn)一步包括以下步驟(3a)將專用物理數(shù)據(jù)信道對應(yīng)時(shí)隙內(nèi)的數(shù)據(jù)符號均分為若干數(shù)據(jù)符號組組，每組包含的數(shù)據(jù)符號個(gè)數(shù)等于專用物理控制信道的擴(kuò)頻因子與專用物理數(shù)據(jù)信道的擴(kuò)頻因子之比，所述每組與專用物理控制信道相應(yīng)時(shí)隙內(nèi)相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號對應(yīng)，并且與當(dāng)前組對應(yīng)的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號中的后一個(gè)作為與下一組對應(yīng)的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號中的前一個(gè)；以及(3b)利用與每組對應(yīng)的專用物理控制信道相應(yīng)時(shí)隙內(nèi)相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值，通過線性插值生成該組內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值。
2.如權(quán)利要求1所述的上行鏈路瑞克接收機(jī)信道估計(jì)方法，其特征在于，在所述步驟(2)中，所述當(dāng)前時(shí)隙內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號中的第一個(gè)的平均信道估計(jì)值為前一時(shí)隙的平均信道估計(jì)值。
3.如權(quán)利要求1所述的上行鏈路瑞克接收機(jī)信道估計(jì)方法，其特征在于，在所述步驟(2)中，所述當(dāng)前時(shí)隙內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號中的最后一個(gè)的平均信道估計(jì)值為當(dāng)前時(shí)隙的平均信道估計(jì)值。
全文摘要
本發(fā)明提供一種上行鏈路瑞克接收機(jī)信道估計(jì)方法，它能夠精確地確定出平均信道估計(jì)值以適應(yīng)移動臺高速移動時(shí)的信道環(huán)境。按照本發(fā)明的信道估計(jì)方法在專用物理控制信道的擴(kuò)頻因子大于專用物理數(shù)據(jù)信道的擴(kuò)頻因子時(shí)，對專用物理數(shù)據(jù)信道對應(yīng)時(shí)隙內(nèi)的數(shù)據(jù)符號，利用與每組對應(yīng)的專用物理控制信道相應(yīng)時(shí)隙內(nèi)相鄰的兩個(gè)數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值，通過線性插值生成該組內(nèi)所有數(shù)據(jù)符號的平均信道估計(jì)值。由于采用二次線性插值處理，所以為專用物理數(shù)據(jù)信道中時(shí)隙內(nèi)的每個(gè)數(shù)據(jù)符號提供了精確的平均信道估計(jì)值，從而提供了信道估計(jì)精度。特別是，當(dāng)移動臺高速運(yùn)動或信道衰落率較高時(shí)，本發(fā)明的方法可以極大地提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。
文檔編號H04L1/00GK1464661SQ0211213
公開日2003年12月31日 申請日期2002年6月19日 優(yōu)先權(quán)日2002年6月19日
發(fā)明者蔡立羽, 程鵬, 曹鵬志 申請人:上海貝爾有限公司