專利名稱：正交多工正交振幅調(diào)變方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明系有關(guān)于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸?shù)恼{(diào)變方法，特別是有關(guān)于同調(diào)正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變(orthogonally-multiplexed orthogonal amplitude modulation)方法和裝置。
除了上述極端實(shí)例之外，另外也有根據(jù)2階正交多任務(wù)(亦即M＝2)的2N-D垂直頻率/相位調(diào)變(2N-D quadrature frequency/phase modulation，NQFPM)。NQFPM是由兩種等效調(diào)變格式組成。在多頻率格式下，NQFPM為兩個(gè)雙正交NFSK/2PSK信號(hào)(其中μ＝1)的垂直載波和。在多脈沖格式下，NQFPM則為兩個(gè)N-D雙正交成分信號(hào)的正交和，每一成分信號(hào)由N/2個(gè)脈沖和兩個(gè)垂直載波的成對(duì)正交積所組成。特別是多脈沖2QFPM信號(hào)可以特殊化到有功率效率的垂直-垂直相位移鍵(quadrature-quadrature phase shift keying，Q2PSK)信號(hào)。因?yàn)槭褂么罅空欢嗳蝿?wù)階數(shù)，NQFPM具有較佳頻譜效率，但是功率效率則比μ＝1的雙正交2NFSK/2PSK以及u＝1的雙正交NFSK/4PSK來得差。另一方面，NQFPM使用較少正交多任務(wù)階數(shù)，所以和2NOFDM/BPSK以及NOFDM/QPSK相比，其功率效率較好，其頻譜效率較差。
習(xí)知方法已經(jīng)提出正交多任務(wù)階數(shù)為1、2、N以及2N的調(diào)變方法，但是尚未提出使用任意正交多任務(wù)階數(shù)的2N-D調(diào)變族。
圖2a表示本發(fā)明之帶通匹配濾波器接收系統(tǒng)方塊圖；圖2b、2c表示圖2a之帶通匹配濾波器功能示意圖；圖3表示比次錯(cuò)誤機(jī)率漸近界限和仿真結(jié)果；圖4表示最佳OMOAM功率效率的性能趨勢圖表；圖5表示基底信號(hào)集合Ω4(N4)頻譜效率比較圖；圖6，7表示變化M固定N的OMBM頻譜趨勢圖；圖8，9表示Mc固定具有相同比次錯(cuò)誤機(jī)率的頻譜趨勢。
符號(hào)說明11、12、13成分信號(hào)調(diào)變方塊；20信號(hào)源；21-26等效帶通濾波器；31-34帶通匹配濾波器。
Ω=Δ{h0(t),h1(t),...,h2N-1(t)}]]>是一組2N維實(shí)數(shù)單位能量的基底信號(hào)，其集中在時(shí)間t＝0，所有基底信號(hào)滿足正交條件并且和所有時(shí)間位移(time-shift)的基底信號(hào)正交，也就是，∫-∞∞hm(t)hn(t-lT)dt=δm,nδl,0∀m,n,l-----(1)]]>其中δm，n是Kronecker delta function，也就是當(dāng)m＝n，δm，n＝1否則δm，n＝0。OMOAM信號(hào)可以由一正交多任務(wù)化M元正交脈沖振幅調(diào)變成分信號(hào)表示，首先，分割成M個(gè)分離子集合，第m個(gè)子集合定義成{hmNc+n(t)}n=0Nc-1,]]>第二，第m的超符號(hào)流{ψm，k，k}藉由{hmNc+n(t)}n=0Nc-1]]>正交脈沖振幅調(diào)變以形成成分信號(hào)，如下列表示sm=TMLΣkΣl=0L-1bm,k(l)·hmNc+lNc+am,k(t-kT)---m=0,1,...,M-1-----(2)]]>OMOAM信號(hào)是由多任務(wù)化正交脈沖振幅調(diào)變成分信號(hào)構(gòu)成，如下列表示s(t)=Σm=0M-1sm(t)-----(3)]]>為建構(gòu)第k信號(hào)時(shí)間的成分信號(hào)sm(t)，根據(jù)Nc/L元符號(hào)am，k(也就是正交群信號(hào))，由{hmNc+n(t)}n=0Nc-1]]>選擇一群L個(gè)基底信號(hào)，并且這L個(gè)基底信號(hào)個(gè)別藉由LK元振幅符號(hào)bm，k(l)｀s(也就是脈沖振幅信號(hào))脈沖振幅調(diào)變。因?yàn)镸個(gè)超符號(hào)流是互相獨(dú)立，所以M個(gè)成分信號(hào)sm(t)｀s也是互相獨(dú)立。因?yàn)椴煌某煞中盘?hào)是由不同的滿足(1)式條件的正交基底信號(hào)子集合構(gòu)成，所以零成分信號(hào)干擾(zero inter component signal interference)成立在任何傳送超符號(hào)流{ψm，k，k}和{ψn，k，k}，m≠n時(shí)，下列(4)式成立，∫-∞∞sm(t)sn(t-lT)dt=0,∀l-----(4)]]>而且，因?yàn)槊恳粋€(gè)sm(t)是由滿足(1)式，也就是滿足奈奎斯零超碼際干擾第一準(zhǔn)則(Nyquist’s I criterion of zero inter-supersymbol interference)，的{hmNc+n(t-kT),n=0,1,...,Nc-1,∀k}]]>線性組合而成，所以滿足(5)式，∫-∞∞sm(t)sn(t-lT)dt=0,∀l≠0,∀m-----(5)]]>

圖1a表示本發(fā)明正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變方法的功能方塊圖。如圖1a所示，11-12表示產(chǎn)生成分信號(hào)s0(t)，sm(t)，sM-1(t)的調(diào)變方塊。圖1b表示本發(fā)明成分信號(hào)的功能方塊圖。如圖1b所示，信號(hào)源20在時(shí)間t＝kT產(chǎn)生超符號(hào)流，基底信號(hào)以等效帶通濾波器取代。因?yàn)?N基底信號(hào)是用以調(diào)變M超符號(hào)流，所以硬件實(shí)行的復(fù)雜度和N成正比。
為方便起見，(3)式定義的正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變調(diào)變信號(hào)記為(N，M，L，K)OMOAM，2N表示s(t)信號(hào)空間的維度，M是正交多任務(wù)位準(zhǔn)的數(shù)目，L和K分別表示正交群信號(hào)位準(zhǔn)數(shù)目和脈沖振幅信號(hào)位準(zhǔn)數(shù)目。比數(shù)Nc＝2N/M表示成分信號(hào)空間維度，所有的參數(shù)N，M，L，K和Nc都是2的整數(shù)冪次。當(dāng)N給定時(shí)，下列條件是需要的，1≤M≤2N，1≤Nc≤2N，以及1≤L≤Nc。
當(dāng)L≥4或當(dāng)Nc/L＞1和K≥4，(2)式的成分信號(hào)定義出新的調(diào)變方法。成分信號(hào)可以產(chǎn)生很多種類的調(diào)變方式。
當(dāng)K＝2(也就是bm，k(l)是二元)并且L≤2，成分信號(hào)可以特別化成雙正交調(diào)變信號(hào)，當(dāng)L＝1，sm(t)可以簡化成(6)式sm(t)=TMΣkbm,k(0)·hmNc+am,k(t-kT)-----(6)]]>第k信號(hào)時(shí)間超符號(hào)是Ψm,k=[am,k,bm,k(0)],]]>其中am，k∈{0，1，…，Nc-1}選擇集中在信號(hào)時(shí)間kT基底信號(hào)(也就是正交信號(hào))，二元符號(hào) bm，k(0)∈{±1}決定基底信號(hào)的極性(也就是雙相或是反極性)，(6)式sm(t)是雙正交，因?yàn)閎m,k(0)·hmNc+am,k(t-kT)]]>是由正交信號(hào){hmNc+n(t-kT)}n=0Nc-1]]>和其負(fù)極性的正交信號(hào)。一典型實(shí)例是NcFSK/2PSK(μ＝1/2)，其中hn(t)=gr(t)cos(ω0t+n2ωdt),]]>n＝mNc，mNc+1，…，(m+1)Nc-1，ωd=Δ2π/T,]]>ω0是ωd的整數(shù)倍數(shù)，ω0＞＞ωd，gr(t)是矩形脈沖，gr(t)=2/T,]]>當(dāng)-T/2≤t≤T/2,]]>否則gr(t)＝0。
當(dāng)L＝2，sm(t)可以表示為sm(t)=T2MΣk[bm,k(0)·hmNc+am,k(t-kT)+bm,k(1)·hmNc+am,k+Nc/2(t-kT)---(7)]]>第k信號(hào)時(shí)間超符號(hào)是Ψm,k=[am,k,bm,k(0)],]]>其中am,k∈{0,1,...,12Nc-1}]]>選擇集中在信號(hào)時(shí)間kT成對(duì)基底信號(hào)(也就是正交信號(hào))，二元符號(hào)bm，k(0)bm，k(1)∈{±1}決定基底信號(hào)的極性(也就是雙相或是反極性)，(7)式sm(t)也是雙正交信號(hào)，因?yàn)檎恍盘?hào)集bm,k(0)·hmNc+am,k(t-kT)+bm,k(1)·hmNc+am,k+Nc/2(t-kT)]]>包含Nc正交信號(hào){hmNc+n(t-kT)+h(m+1/2)Nc+n(t-kT),hmNc+n(t-kT)-h(m+1/2)Nc+n(t-kT)}n=0Nc/2-1]]>和其負(fù)向正交信號(hào)，典型的實(shí)例是(Nc/2)FSK/4PSK(μ＝1)，其中基底信號(hào)hn(t)=gr(t)cos(ω0t+nωdt),hn+Nc/2(t)=gr(t)cos(ω0t+nωdt)]]>,n=mNc,mNc+1,...,(m+1/2)Nc-1.]]>下列四組基底信號(hào)集合hn(t)′s是嚴(yán)格時(shí)間限制，基底信號(hào)不為零的區(qū)間只有在-T/2≤t＜T/2。前兩組基底信號(hào)集合是2N矩形脈沖載波組成，如(8)、(9)所表示，Ω1=Δ{gr(t)cos(ω0t+12nωdt),n=0,1,...,2N-1}-----(8)]]>Ω2=Δ{gr(t)cos(ω0t+nωdt),gr(t)sin(ω0t+nωdt),n=0,1,...,N-1}-----(9)]]>其它兩組由2N弦波脈沖載波組成，如(10)、(11)所表示， (10)Ω4=Δ{gc,n(t)cos(ω0t+2mNpωdt),gc,n(t)sin(ω0t+2mNpωdt),m=0,1,...,N/Np-1;n=0,1,...,Np-1}---(11)]]>其中，gc，n(t)和gs，n(t)是弦波脈沖，當(dāng)-T/2≤t＜T/2，gc,n(t)=4/Tcos((n+12)ωdt),]]>其它區(qū)間，gc，n(t)＝0。當(dāng)-T/2≤t＜T/2，gs,n(t)=4/Tsin((n+12)ωdt),]]>其它區(qū)間，gs，n(t)＝0。Np表示脈沖頻率的數(shù)字，例如Np∈{1，2，…N/2}，Ω3(Np)，Np∈{1，2，…，N}，Ω4(Np)。
以下2N脈沖載波基底信號(hào)集合是頻率限制信號(hào)，Ω5=Δ{gb(t)cos(ω0t+2πnΔft),gb(t)sin(ω0t+2πnΔft)}n=0N-1----(12)]]>，其中Δf是相鄰載波的分隔頻率，Δf＜＜ω0，實(shí)數(shù)值脈沖gb(t)是頻率限制，所以其傅利葉轉(zhuǎn)換只有在f＝0附近有限長度區(qū)間是非零。為滿足(1)式，Gb(f)和Δf必須滿足下列準(zhǔn)則，∫-∞∞Gb(f-nΔf)Gb*(f-mΔf)exp{j2πlfT}df=2δn,mδl,0---∀l,m,n---(13)]]>如果加上鄰近載波頻率不重疊的條件，也就是Gb(f)＝0，|f|＞Δf/2，(13)可以簡化成奈奎斯零碼際干擾第一準(zhǔn)則，如(14)所表示，∫-∞∞Gb(f)Gb*(f)exp{j2πlfT}df=2δl,0---∀l---(14)]]>(14)式的具體實(shí)例是，方根升高余弦(root raised spectrum)頻譜，Gb(f)=2T,]]>當(dāng)|f|＜(1-a)/(2T)Gb(f)=2Tcos(π(|f|T-(1-α)/2)/(2α)),]]>當(dāng)(1-a)/(2T)≤|f|＜(1+a)/(2T)Gb(f)＝0，當(dāng)f其它值，0≤a≤1最小不重疊分隔頻率Δf＝(1+a)/T，當(dāng)a＝0時(shí)，Δf＝1/T，方根升高余弦簡化成理想奈奎斯頻譜Gb(f)=2T,]]>當(dāng)|f|＜1/2T，Gb(f)＝0，當(dāng)f為其它值。解調(diào)接收方法數(shù)據(jù)通訊的最終目標(biāo)之一就是在消耗最少平均比次能量的條件之下降低比次誤碼率(bit error rate)。(N，M，L，K)OMOAM信號(hào)的同調(diào)(coherent)解調(diào)是在可加性白色高斯雜音(additive white Gaussian noise AWGN)的信道，最佳同調(diào)接收機(jī)(optimum coherent receiver)完全對(duì)準(zhǔn)接收信號(hào)的時(shí)間、載波頻率、以及相位。接收信號(hào)是r(t)=Ps(t)+n(t)-----(15)]]>其中P是接收功率，n(t)是具有零平均值的可加性白色高斯雜音，其單邊功率能量密度(one-side power spectral density PSD)是N0。因?yàn)樗行盘?hào)s(t)都是相似地產(chǎn)生，最佳同調(diào)接收機(jī)減少偵測s(t)錯(cuò)誤機(jī)率，也就是最佳同調(diào)接收機(jī)是最大可能(maximum-likelihood ML)接收機(jī)。因?yàn)槌煞中盘?hào)sm(t)是互相獨(dú)立并且正交，所以最大可能接收機(jī)是基于成分處理而實(shí)現(xiàn)。而且，成分信號(hào)滿足奈奎斯零超碼際干擾第一準(zhǔn)則，最大可能接收機(jī)是建立在成分的一個(gè)接一個(gè)超符號(hào)處理。接下來的最佳決定規(guī)則(optimum decision rule)是相當(dāng)于選擇預(yù)測超符號(hào)流Ψ^=Δ[a^m,k,b^m,k(0),b^m,k(1),...,b^m,k(L-1)],]]>對(duì)于所有m，k都符合最小平方誤差，如(16)所表示，minΨm,k∫-∞∞[r(t)-PTMLΣl-0L-1bm,k(l)·hmNc+lNc/L+am,k(t-kT)]2dt-----(16)]]>(16)式可以簡化成(17)對(duì)所有m，k，選擇 符合maxΨm,kV1(Ψm,k)-----(17)]]>其中V1定義如下V1(Ψm,k)=ΔΣl=0L-1bm,k(l)RmNc+lNc/L+am,k,k-12PTMLΣl=0L-1(bm,k(l))2-----(18)]]>其中Rn，k是介于r(t)和hn(t-kT)的相關(guān)量測，其定義如下Rn,k=Δ∫-∞∞r(t)hn(t-kT)dt---∀n=0,1,2...,2N-1-----(19)]]>執(zhí)行(8)式的決定規(guī)則需要對(duì)V1(ψm，k)′s取最大值作KL(Nc/L)次，并且大約KLNc次實(shí)數(shù)乘法，(8)式可以等效地由(11)式推導(dǎo)出，如下表示，maxΨm,kV1(Ψm,k)=maxam,kΣl=0L-1max{bm,k(l)RmNc+lNc/L+am,k-12PTMLΣl=0L-1(bm,k(l))2}---(20)]]>(11)式對(duì)所有m，k，需要執(zhí)行KNc次取最大值，大約KNc次實(shí)數(shù)乘法，這是比較容易實(shí)行。
實(shí)行(17)式需要知道先前接收信號(hào)能量。當(dāng)K＝2時(shí)，(bm,kl)2=1,]]>(17)式可以更進(jìn)一步簡化成(21)、(22)，maxΨm,kV2(Ψm,k)-----(21)]]>V2(Ψm,k)=ΔΣl=0L-1bm,k(l)RmNc+lNc/L+am,k-----(22)]]>實(shí)行(21)式可以避免需要知道先前接收信號(hào)能量，所以比(17)式更容易。圖2a表示本發(fā)明之帶通匹配濾波器接收系統(tǒng)方塊圖。如圖2a所示，在信號(hào)時(shí)間t＝kT，接收信號(hào)經(jīng)由帶通匹配濾波器31-34產(chǎn)生相關(guān)量測。第2b、2c圖表示圖2a之帶通匹配濾波器功能示意圖。如圖2b所示，hn(t)＝g(t)cos(ωt)，當(dāng)ωT/π是一整數(shù)，則ζk＝1。當(dāng)kωT/π是一雙數(shù)，則ζk＝-1。如圖2c所示，hn(t)＝g(t)sin(ωt)，當(dāng)ωT/π是一整數(shù)，則ζk＝1。當(dāng)kωT/π是一雙數(shù)，則ζk＝-1。
因?yàn)閧Rn，k，n，k}是獨(dú)立量測，并且超符號(hào)ψm，k的來源是無記憶、獨(dú)立，對(duì)于m≠l，k≠i，根據(jù){RmNc+n,k}n=0nc-1]]>量測ψm，k的結(jié)果獨(dú)立于根據(jù){RlNc+n,i}n=0nc-1]]>量測的結(jié)果。結(jié)果，藉由(17)、(21)式最佳化偵測(N，M，L，K)OMOAM信號(hào)的錯(cuò)誤機(jī)率是等效于偵測單一超符號(hào)ψm，k的錯(cuò)誤機(jī)率。M元超符號(hào)流的獨(dú)立編碼是藉由相同碼映像比次到(KLNc/L)元超符號(hào)，OMOAM最佳化決定規(guī)則的比次錯(cuò)誤機(jī)率(bit errorprobability BEP)正是偵測ψm，k最佳化決定規(guī)則的BEP。不失一般性，由(8)式考慮決定ψ0，0，也就是m＝0，k＝0，Ψm,k,am,k,bm,k(l),Rn,k]]>的下標(biāo)都省略。
ψ＝[a，b]是傳送的超符號(hào)，Ψ^=[a^,b^]]]>是接收的超符號(hào)，其中b=Δ[b(0),b(1),...,b(L-1)]]]>和b^=Δ[b^(0),b^(1),...,b^(L-1)].]]>能夠傳送KL(Nc/L)超符號(hào)，超符號(hào)全部表示的比次是Llog2K+log2(Nc/L)。 標(biāo)示為ψ和 的漢明距離(Hamming distance)，Pr{V^1>V1,Ψ}]]>標(biāo)示超符號(hào)對(duì)錯(cuò)誤機(jī)率是在 大于V1(ψ)并且真的傳送ψ。最佳化OMOAM的BEP界限如下列表示，Pb≤ΣΨ1KL(Nc/L)ΣΨ≠Ψ^DH(Ψ,Ψ^)Llog2K+log2(Nc/N)Pr{V^1>V1,Ψ}-----(23)]]>其中超符號(hào)對(duì)錯(cuò)誤機(jī)率如下列表示，Pr{V^1>V1,Ψ}=Q(λγb|b^-b^|2)]]>當(dāng)a^≠a-----(24)]]>Pr{V^1>V1,Ψ}=Q(λγb(|b^|2+|b|2))]]>當(dāng)a^≠a-----(25)]]>其中Q(x)=Δ12π∫x∞exp{-y2}dy]]>位高斯誤差函數(shù)，λ=Δ[Llog2K+log2(Nc/L)/(2L)],]]>γb=ΔPTb/N0]]>為每比次接收信號(hào)能量對(duì)雜音能量頻譜密度比。顯然地，所有(N，M，L，K)OMOAM具有相同的Nc、L、K產(chǎn)生相同的BEP。(23)式對(duì)任意比次對(duì)超符號(hào)都是正確。如果符號(hào)a，b(0)，b(1)，…，b(L-1)是根據(jù)個(gè)別比次對(duì)符號(hào)映像的獨(dú)立編碼，(23)的界限可進(jìn)一步簡化，當(dāng)DH(Ψ^,Ψ)=DH(a,a^)+DH(b,b^)]]>Σa^ΣaDH(a,a^)=12(NC/L)2log2(NC/L)]]>BEP可以表示為，Pb≤W1+W2KL(NC/L)[Llog2K+log2(NC/L)]-----(26)]]>W1和W2分別表示當(dāng)a^=a,a^≠a]]>時(shí)，DH(Ψ,Ψ^)Pr{V^1>V1,Ψ}]]>W1=ΔNCLΣbΣb^≠bDH(b,b^)Q(λγb|b^-b|2)-----(27)]]>W2=ΔΣbΣb^[12(NCL)2log2(NCL)+((NCL)2-NCL)DH(b,b^)]·Q(λγb(|b^|2+|b|2))-----(28)]]>當(dāng)K＝2時(shí)，W1和W2可以表示為，W1=NcLΣI=1L2LI(LI)Q(4Iλγb)-----(29)]]>W2=22L-1[(NcL)2log2(NcL)+(Nc2L-Nc)]Q(2Lλγb)-----(30)]]>當(dāng)K＞2時(shí)，并且葛雷碼映像用以表示b(1)，BEP界限的漸近表示為下列W1≅Nc(2K-2)Q(4β2λγb)---L=1-----(31)]]>W2≅2[Nc2log2Nc+(Nc2-Nc)]Q(2β2λγb)]]>W1≅NcLΣI=12ILI(2K-2)IKL-1Q(4β2Iλγb)]]>W2≅22L-1[(NcL)2log2(NcL)+(Nc2L-Nc)]Q(2β2λγb)---L=2,4-----(32)]]>W1≅NcLΣI=12ILI(2K-2)IKL-1Q(4β2Iλγb)]]>W2≌0 L＝8，16，… (33)
(31)、(32)、(33)可應(yīng)用在任意a的編碼映像，圖3表示比次錯(cuò)誤機(jī)率漸近界限和仿真結(jié)果，當(dāng)BEP低于10-3，漸近界線可以提供BEP的精確估計(jì)。
a，b(0)，b(1)，…，b(L-1)的編碼映像都是獨(dú)立，b(l)的編碼是葛雷碼，當(dāng)L、K、Nc變化，圖4表示最佳OMOAM功率效率的性能趨勢圖表，功率效率的定義是BEP在10-5的γb。如圖4所示，粗體字表示(N，M1，4)OMOAM和(N，M，4，2)OMOAM頻譜等效，斜體字表示(N，M，1，8)OMOAM和(N，M，2，4)頻譜等效。(L，K)＝(1，2)和(L，K)＝(2，2)的對(duì)應(yīng)列，γb必須滿足BEP在10-5。當(dāng)L、K固定，OMOAM的功率效率隨Nc增加(Nc≥2)。當(dāng)Nc、L固定，OMOAM的功率效率隨K減少而改善。頻譜特性因?yàn)?N，M，L，K)OMOAM信號(hào)是由M獨(dú)立成分信號(hào)，其具有零平均值，功率頻譜密度(power spectral density PSD)由連續(xù)頻譜元素組成，成分信號(hào)的功率頻譜密度加總而成。而且，每一成分信號(hào)sm(t)正交于其時(shí)間位移sm(t-lT)，l≠0，超符號(hào)流{ψm，k，k}是無記憶，所以sm(t)的PSD可以由單一特定ψm，k求出。當(dāng)k＝0，不失一般性，(N，M，L，K)OMOAM的功率頻譜密度如下表示S(f)=Σm=0M-11KL(Nc/L)TΣam,0Σ{bm,0(l)}l=0L-1|TMLΣl=0L-1bm,0(l)HmNc+lNc/L+am,0(f)|2-----(34A)]]>=12NΣn=02N-1|Hn(f)|2------(34B)]]>其中Hn(f)是hn(t)的傅利葉轉(zhuǎn)換。(34B)是適用的，因?yàn)榻o定am，0隨機(jī)數(shù)值bm,0(l)HmNc+lNc/L+am,0(f),]]>l(xiāng)是條件獨(dú)立于零平均值。對(duì)于所有M，L，K，根據(jù)相同信號(hào)集合構(gòu)成的(N，M，L，K)OMOAM信號(hào)具有相同的功率頻譜密度PSD。
因?yàn)榫匦蚊}沖2NFSK/2PSK(μ＝1/2)是(N，1，1，2)OMOAM的一具體化實(shí)例，所有使用Ω1集合的OMOAM信號(hào)具有和2NFSK/2PSK(μ＝1/2)相同的功率頻譜PSD，而且，因?yàn)槎囝l率NQFPM是(N，2，1，2)OMOAM使用Ω2的具體化實(shí)例，所有使用Ω2集合的OMOAM信號(hào)具有和NQFPM相同的功率頻譜PSD，以下是使用Ω1和Ω2OMOAM信號(hào)的等效低通功率頻譜密度，SLP(f)=T2NΣn=02N-1sinc2(fT+2N-14-n2),Ω1-----(35)]]>SLP(f)=TNΣn=0N-1sinc2(fT+N-12-n),Ω2-----(36)]]>其中sinc(x)=Δsin(πx)/(πx),]]>OMOAM使用Ω3和Ω4的功率頻譜密度，SLP=TNΣm=0NP-1Σm=0N/NP-1sinc2(fT-Np(2m-N2Np+1)-(n+12))+sinc2(fT-Np(2m-N2Np+1)+(n+12))-----(37)]]>=TNΣn=0N-1sinc2(fT+N-12-n),Ω3(Np)-----(38)]]>SLP=T2NΣn=0Np-1Σm=0N/Np-1sinc(fT-Np(2m-NNp+1)-(n+12))+sinc(fT-Np(2m-NNp+1)+(n+12)2]]>,Ω4(Np)-----(39)]]>使用Ω2集合OMOAM信號(hào)的功率頻譜密度和使用Ω3(Np)集合的OMOAM信號(hào)的功率頻譜密度相同。相同地，使用Ω5的OMOAM信號(hào)之等效低通功率頻譜密度，SLP=12NΣn=0N-1Gb2(f+12(N-1-2n)Δf),Ω5-----(40)]]>如果使用方根升高余弦(root raised spectrum)頻譜，并且Δf＝(1+a)/T，則OMOAM信號(hào)所捕捉功率的頻寬如下，B0=N1+αT=Nc(1+α)2(Llog2K+log2(Nc/L))Tb-----(41)]]>當(dāng)a＝0，就是OMOAM使用理想奈奎斯脈沖。頻譜性能趨勢由頻帶外功率分?jǐn)?shù)提供評(píng)估頻譜緊致性的，頻帶外功率分?jǐn)?shù)η如下表示，η=10log10(1-∫-B/2B/2SLP(f)df)-----(42)]]>(33)式表示不包含于頻帶[-B/2，B/2]全部功率的分?jǐn)?shù)，根據(jù)頻帶外功率分?jǐn)?shù)就可以比較具有相同比次率以及歸一化頻寬BTb信號(hào)的頻譜趨勢。
圖5表示基底信號(hào)集合Ω4(Np)頻譜效率比較圖。如圖5所示，當(dāng)頻帶外功率因子η比較大時(shí)，隨著Np變化，其頻譜效率幾乎是相同，當(dāng)頻帶外功率因子相當(dāng)小，具有較小Np的OMOAM，其頻譜效率較高。
圖6，7表示變化M固定N的OMBM頻譜趨勢圖。結(jié)合圖4得知，相同N增加M，OMBM具有比較高頻譜效率，但是比次錯(cuò)誤機(jī)率升高，這是因?yàn)槊恳恍盘?hào)周期T傳送的比次增加。由圖6得知，當(dāng)N很大，對(duì)任意Np，使用Ω1的OMBM頻譜效率幾乎相同于使用Ω2、Ω3的頻譜效率。當(dāng)頻帶外功率分?jǐn)?shù)很大時(shí)，OMBM的頻譜效率接近理想奈奎斯脈沖集合Ω5，其a＝0，Δf＝1/T。由圖7得知，(N，M，L)OMBM使用Ω4(1)，其頻譜效率接近使用Ω5，a＝1，Δf＝2/T之方根升高余弦脈沖(N，M，L)OMBM，即使頻帶外功率分?jǐn)?shù)很小亦符合。當(dāng)N、L、K固定，M變化，這些頻譜趨勢亦滿足。
圖8，9表示Nc固定具有相同比次錯(cuò)誤機(jī)率的頻譜趨勢。其基底信號(hào)集合包含2M基底信號(hào)，也就是N＝M，基底信號(hào)集合隨正交多任務(wù)階數(shù)增加。這兩張圖中，使用頻率限制集合Ω5OMBM全部功率頻寬B0Tb是用以參考相對(duì)緊致性。如圖8所示，使用Ω2、Ω3(Np)OMBM的頻譜效率隨M增加而改善。如圖9所示，當(dāng)頻帶外功率分?jǐn)?shù)比較小，使用Ω4(1)OMBM的頻譜效率隨M增加而改善。由圖8得知，當(dāng)M增加，使用Ω2、Ω3OMBM的頻譜效率接近使用理想奈奎斯脈沖集合Ω5，a＝0，Δf＝1/T，在頻帶外功率分?jǐn)?shù)在一大范圍之內(nèi)。由圖9得知，當(dāng)M比較大，使用Ω4(1)OMBM的頻譜效率接近使用Ω5，a＝1，Δf＝2/TOMBM的頻譜效率，并且，在頻帶外功率分?jǐn)?shù)很小，得到更高頻譜效率。比較圖8、9得知，當(dāng)頻帶外功率分?jǐn)?shù)比較大，使用Ω2或Ω3(Np)(M，M，L)OMBM比使用Ω4(1)更有頻譜效率，當(dāng)頻帶外功率分?jǐn)?shù)比較小，則有相反趨勢。使用Ω1和Ω2OMBM也有相同趨勢。當(dāng)Nc、L、K固定，N和M變化，所有(N，M，L，K)OMOAM都有相同趨勢。
由以上結(jié)果得知，本發(fā)明之正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變方法能夠在功率與頻譜效率之間提供多種符合要求的選擇，其比次錯(cuò)誤機(jī)率特性是由調(diào)變參數(shù)Nc、L以及K決定，與特定基底信號(hào)無關(guān)。功率頻譜只與基底信號(hào)有關(guān)，與調(diào)變參數(shù)無關(guān)。
頻譜效率和調(diào)變參數(shù)N、M、L以及K有關(guān)，這表示，設(shè)計(jì)OMOAM系統(tǒng)，基底信號(hào)集合與調(diào)變參數(shù)能夠分開調(diào)整頻譜和功率效率。調(diào)整基底信號(hào)的指定方法，可以得到許多等價(jià)調(diào)變格式。
雖然本發(fā)明已以一較佳實(shí)施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何熟習(xí)此技藝者，在不脫離本發(fā)明之精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可作些許之更動(dòng)與潤飾，因此本發(fā)明之保護(hù)范圍當(dāng)視后附之申請(qǐng)專利范圍所界定者為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種正交多工正交振幅調(diào)變方法，其至少包含產(chǎn)生2N維正交基底信號(hào)，其相互正交并且經(jīng)過時(shí)間位移仍然保持正交；分割上述2N維正交基底信號(hào)成M組正交基底信號(hào)子集合；在一單位時(shí)間產(chǎn)生M組超符號(hào)流，上述M組超符號(hào)流對(duì)應(yīng)到上述M組正交基底信號(hào)子集合，每一組上述超符號(hào)流具有L+1個(gè)符號(hào)，其中有1個(gè)正交符號(hào)，L個(gè)振幅符號(hào)，上述振幅符號(hào)的振幅位準(zhǔn)有K個(gè)振幅位準(zhǔn)；在上述單位時(shí)間，根據(jù)上述超符號(hào)流正交符號(hào)在上述超符號(hào)流所對(duì)應(yīng)的正交基底信號(hào)子集合中選出L個(gè)上述正交基底信號(hào)；L個(gè)上述正交基底信號(hào)與上述正交基底信號(hào)子集合對(duì)應(yīng)的超符號(hào)流調(diào)變產(chǎn)生M個(gè)成分信號(hào)中的一成分信號(hào)；以及多任務(wù)上述M個(gè)成分信號(hào)，產(chǎn)生一正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于每一上述成分信號(hào)的維度Nc＝2N/M。
3.如權(quán)利要求2所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于上述正交符號(hào)是Nc/L元正交符號(hào)。
4.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于上述振幅符號(hào)是L·K元振幅符號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于L≥4。
6.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于Nc/L＞1并且K≥4。
7.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于M、N、L、Nc、K都是2的整數(shù)冪次。
8.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于當(dāng)N給定，則M、N、L、Nc必須滿足1≤M≤2N，1≤Nc≤2N，1≤L≤Nc。
9.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于2N維正交基底信號(hào)可以是2N維矩形脈沖載波信號(hào)。
10.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于2N維正交基底信號(hào)可以是2N維弦波脈沖載波信號(hào)。
11.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于2N維正交基底信號(hào)的頻譜可以是方根升高余弦頻譜。
12.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于解調(diào)上述正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)的方法，包括在每一上述信號(hào)時(shí)間，產(chǎn)生預(yù)測超符號(hào)流；上述選出L個(gè)上述正交基底信號(hào)與上述信號(hào)時(shí)間的上述預(yù)測超符號(hào)流調(diào)變產(chǎn)生預(yù)測接收信號(hào)；以及選擇一組上述預(yù)測超符號(hào)流，使得實(shí)際接收信號(hào)與上述預(yù)測接收信號(hào)的平均平方誤差最小。
13.如權(quán)利要求1所述的正交多工正交振幅調(diào)變方法，其特征在于更包含解調(diào)上述正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)的方法，其至少包含在每一上述信號(hào)時(shí)間，產(chǎn)生預(yù)測超符號(hào)流；在每一上述信號(hào)時(shí)間，根據(jù)實(shí)際接收信號(hào)和上述2N維正交基底信號(hào)產(chǎn)生L個(gè)相關(guān)量測；以及在每一上述信號(hào)時(shí)間，選擇一組上述預(yù)測超符號(hào)流，使得上述振幅符號(hào)與上述L個(gè)相關(guān)量測的內(nèi)積與上述振幅符號(hào)自身內(nèi)積之差最大。
14.一種正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其至少包含M組正交基底信號(hào)源，產(chǎn)生2N維正交基底信號(hào)，分割成對(duì)應(yīng)于上述M組正交基底信號(hào)源之M組正交基底信號(hào)子集合，其相互正交并且經(jīng)過時(shí)間位移仍然保持正交；M組超符號(hào)流信號(hào)源，在一單位時(shí)間產(chǎn)生M組超符號(hào)流，上述M組超符號(hào)流對(duì)應(yīng)到上述M組正交基底信號(hào)子集合，每一組上述超符號(hào)流具有L+1個(gè)符號(hào)，其中有1個(gè)正交符號(hào)，L個(gè)振幅符號(hào)，上述振幅符號(hào)的振幅位準(zhǔn)有K個(gè)振幅位準(zhǔn)；M個(gè)調(diào)變器，其對(duì)應(yīng)上述M組正交基底信號(hào)子集合，在上述單位時(shí)間，根據(jù)上述M組超符號(hào)流的正交符號(hào)在上述超符號(hào)流所對(duì)應(yīng)的正交基底信號(hào)子集合中選出L個(gè)上述正交基底信號(hào)，L個(gè)上述正交基底信號(hào)子集合對(duì)應(yīng)的超符號(hào)流調(diào)變產(chǎn)生M個(gè)成分信號(hào)中的一成分信號(hào)；以及一多任務(wù)器，多任務(wù)上述M個(gè)成分信號(hào)，產(chǎn)生一正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)。
15.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于每一上述成分信號(hào)的維度Nc＝2N/M。
16.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于上述正交符號(hào)是Nc/L元正交符號(hào)。
17.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于上述振幅符號(hào)是L·K元振幅符號(hào)。
18.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于L≥4。
19.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于Nc/L＞1并且K≥4。
20.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于M、N、L、Nc、K都是2的整數(shù)冪次。
21.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于當(dāng)N給定，則M、N、L、Nc必須滿足1≤M≤2N，1≤Nc≤2N，1≤L≤Nc。
22.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于2N維正交基底信號(hào)可以是2N維矩形脈沖載波信號(hào)。
23.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于2N維正交基底信號(hào)可以是2N維弦波脈沖載波信號(hào)。
24.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于2N維正交基底信號(hào)的頻譜可以是方根升高余弦頻譜。
25.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于更包括解調(diào)上述正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)的裝置，其至少包含一預(yù)測裝置，在上述單位時(shí)間，產(chǎn)生預(yù)測超符號(hào)流；以及一合成裝置，根據(jù)上述選出L個(gè)上述正交基底信號(hào)與上述預(yù)測超符號(hào)流調(diào)變產(chǎn)生預(yù)測接收信號(hào)，并且選擇一組上述預(yù)測超符號(hào)流，使得實(shí)際接收信號(hào)與上述預(yù)測接收信號(hào)的平均平方誤差最小。
26.如權(quán)利要求14所述的正交多工正交振幅調(diào)變裝置，其特征在于更包括解調(diào)上述正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)的裝置，其至少包含一預(yù)測裝置，在上述單位時(shí)間，產(chǎn)生預(yù)測超符號(hào)流；一相關(guān)量測裝置，在上述單位時(shí)間，根據(jù)實(shí)際接收信號(hào)和上述2N維正交基底信號(hào)產(chǎn)生L個(gè)相關(guān)量測；以及一合成裝置，在上述單位時(shí)間，選擇一組上述預(yù)測超符號(hào)流，使得上述振幅符號(hào)與上述L個(gè)相關(guān)量測的內(nèi)積與上述振幅符號(hào)自身內(nèi)積之差最大。
全文摘要
一種正交多工(任務(wù))正交振幅調(diào)變方法，其包括產(chǎn)生2N維正交基底信號(hào)，其相互正交并且經(jīng)過時(shí)間位移仍然保持正交；分割2N維正交基底信號(hào)成M組正交基底信號(hào)子集合；在單位時(shí)間產(chǎn)生M組超符號(hào)流，M組超符號(hào)流對(duì)應(yīng)到M組正交基底信號(hào)子集合，每一組超符號(hào)流具有L+1個(gè)符號(hào)，其中有1個(gè)正交符號(hào)，L個(gè)振幅符號(hào)，振幅符號(hào)的振幅位準(zhǔn)有K個(gè)振幅位準(zhǔn)；在單位時(shí)間，根據(jù)正交符號(hào)在每一組正交基底信號(hào)子集合中選出L個(gè)正交基底信號(hào)；L個(gè)正交基底信號(hào)與正交基底信號(hào)子集合對(duì)應(yīng)的超符號(hào)流調(diào)變產(chǎn)生M個(gè)成分信號(hào)中的一成分信號(hào)；以及多任務(wù)上述M個(gè)成分信號(hào)，產(chǎn)生一正交多任務(wù)正交振幅調(diào)變信號(hào)。
文檔編號(hào)H04L27/34GK1452366SQ0210554
公開日2003年10月29日 申請(qǐng)日期2002年4月15日 優(yōu)先權(quán)日2002年4月15日
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