專利名稱：為單載波信號提供頻域同步的系統(tǒng)和方法
技術領域：
本發(fā)明一般而言涉及接收單載波信號，具體而言涉及為單載波信號如殘留邊帶信號提供頻域同步的系統(tǒng)和方法。
高級電視系統(tǒng)委員會(ATSC)標準為數(shù)字高清晰度電視(HDTV)的發(fā)射使用了一種信號，它被調(diào)制為具有10.76MHz頻率的8級殘留邊帶(VBS)符號流。該信號稱為ATSC8-VBS。此ATSC標準規(guī)定一個數(shù)據(jù)段有832個符號的數(shù)據(jù)長度。每個數(shù)據(jù)段以包括四個符號“1001”的固定模式開始。該“1001”的固定模式表明新數(shù)據(jù)段的開始。該“1001”符號是此數(shù)據(jù)段中832個符號的開頭四個符號。
在解調(diào)過程中，此固定模式“1001”被接收機用于確定該數(shù)據(jù)段的位置調(diào)準。定位(或“恢復”)該數(shù)據(jù)段的位置調(diào)準對數(shù)據(jù)幀同步和促進符號定時恢復是必要的。因此，可靠的和健全的重現(xiàn)四個符號“1001”模式的測定，對任何根據(jù)ATSC標準接收廣播信號的接收機的運行都是必要的。
為能在存在噪音、散射、和多路反射時進行健全的數(shù)據(jù)接收，將一種導頻載波(也稱作“音調(diào)”)加到發(fā)射的信號上。該導頻載波精確地定位在頻譜的定向耦合(DC)上。在接收機中該導頻載波用于精確地估算接收譜的位置。在接收機中該導頻載波也用于使接收機中的本機振蕩器同發(fā)射機振蕩器的相位和頻率同步。該同步功能通常是在稱作“載波恢復單元”的電路中完成的。
同步算法在三個方面用于使接收機與發(fā)射機同步。接收機在采樣時刻和采樣速率方面同發(fā)射機同步。接收機也在數(shù)據(jù)幀邊界調(diào)準方面同發(fā)射機同步。接收機也在頻率和相位方面同發(fā)射機同步，接收的信號是應以此頻率和相位解調(diào)。
一種典型的載波恢復單元使用頻率鎖相回路(FFLP)恢復導頻載波。使用此技術的主要困難之一是它使用非線性電路。非線性電路有難于分析的非線性轉(zhuǎn)移函數(shù)。另外，在頻率鎖相回路中為了獲得良好的跟蹤性能，搜索回路的帶寬必須變窄。
因此在本工藝中對具有線性轉(zhuǎn)移函數(shù)的單載波信號要求有導頻載波恢復電路。
為獲得較大的搜索波段，在本工藝中對有與跟蹤帶寬無關的搜索帶寬的單載波信號也要求有導頻載波恢復電路。
本發(fā)明一般地包括一種改進的系統(tǒng)和方法，它們?yōu)閱屋d波信號如殘留邊帶信號提供頻域同步。
在本發(fā)明的一種優(yōu)選實施方案中，本發(fā)明的改進的系統(tǒng)包括同步電路，該電路能獲取單載波信號的近似頻率估算和精確頻率估算。該系統(tǒng)也包括從三個獨立得到的頻率估算中獲取精確頻率估算的三態(tài)機。該系統(tǒng)也包括DC估值器電路，此電路能提供時域DC估算。該系統(tǒng)為有線性轉(zhuǎn)移函數(shù)的單載波信號提供導頻載波恢復電路。
本發(fā)明的主要目的是提供一種改進的系統(tǒng)和方法，它們?yōu)閱屋d波信號如殘留邊帶信號提供頻域同步。
本發(fā)明的另一目的是提供單載波信號的近似的頻率估算和精確頻率估算。
本發(fā)明還有一個目的是提供從三個獨立的頻率估算中獲得精確頻率估算的三態(tài)機。
本發(fā)明的另一目的是提供DC估值器電路，此電路能提供時域DC估算。
前面已經(jīng)相當廣泛地概述了本發(fā)明的特性和優(yōu)點，以致那些本領域的技術人員可以更好地了解隨之而來的本發(fā)明的詳細描述。下文將描述本發(fā)明的更多的特性和優(yōu)點，它們構成本發(fā)明的權利要求的主題。那些本領域的技術人員應該意識到，他們可以輕易地使用此構思和此特別實施方案，它們是為實現(xiàn)本發(fā)明的同樣目的作為修改或設計其他結(jié)構的基礎而公開的。那些本領域的技術人員也應該認識到，就其最廣泛的形式而論，這樣的等效結(jié)構都未超出本發(fā)明的構思和范圍。
在著手本發(fā)明的詳細描述之前，以下約定在此整個專利文件中使用的某些單詞和短語的解釋可能是有益的術語“包含”和“包括”和由此導出，意思是包含而沒有限制；術語“或”是包括在內(nèi)的，意含和/或；短語“與...有關”和“與此有關”以及由此導出，可以意指包含、包含在內(nèi)、與...相連、含有、包含在里面、連接到或與...連接，耦合到或與...耦合、可與...聯(lián)系的、與...合作、交錯、并置、最接近于、理應或與...有關、有、有...的性質(zhì)，或諸如此類；以及術語“控制器”、“處理器”或“裝置”意思是任何設備、系統(tǒng)或至少控制其運行的其中一部分，這樣的設備可以在硬件、固件或軟件、或至少兩個同樣硬、固、軟件的某種結(jié)合中實現(xiàn)。應該注意可以集中或分配與任何特定的控制器有關的功能性，無論是當?shù)氐幕蚴沁h程的。在此整個專利文件中提供了某些單詞和短語的解釋，那些本領域的普通技術人員也應該了解在許多，即使不是大多數(shù)情況下，這些解釋適用于這樣定義的單詞和短語在以前，以及未來的運用。
為更完全地了解本發(fā)明，及其優(yōu)點，現(xiàn)在連同附圖一起參看下面的描述，其中相同的數(shù)字表示相同的對象，以及其中

圖1是一種方框圖，它說明編碼的正交頻分多路系統(tǒng)先前的工藝同步閉回路；圖2是一種方框圖，它說明本發(fā)明的一種優(yōu)選實施方案，此方案為單載波信號如殘留邊帶信號提供頻域同步；圖3是一種流程圖，它說明本發(fā)明的改進系統(tǒng)的優(yōu)選運行方法的第一部分；圖4是本發(fā)明的另一種優(yōu)選實施方案的方框圖，它為單載波信號如殘留邊帶信號提供頻域載波和定時恢復；以及圖5是一種流程圖，它說明本發(fā)明的改進系統(tǒng)的優(yōu)選運行方法的第二部分。
下面討論的圖1到圖5，以及在此專利文件中以后選定的描述本發(fā)明的改進系統(tǒng)和方法的原理的各種實施方案，目的只是在于說明并且無論如何不應認為是對發(fā)明范圍的限制。將描述本發(fā)明的改進系統(tǒng)和方法，它們用于殘留邊帶信號，一種特定類型的單載波信號。將描述用于高清晰度電視系統(tǒng)ATSC8-VSB信號中的本發(fā)明的改進系統(tǒng)和方法，它為單載波信號提供頻域同步。那些本領域的技術人員將容易了解本發(fā)明的原理也可成功地用于其他相似的設備，以為其他類型的單載波信號提供頻域同步。
為更好地了解本發(fā)明的改進系統(tǒng)和方法，首先考慮某些用在編碼的正交頻分多路(COFDM)系統(tǒng)中的同步技術將是有益的。圖1是一種方框圖，它說明編碼的正交頻分多路(COFDM)系統(tǒng)先前的工藝同步閉回路100。同步閉回路100的眾所周知的運行原理的描述可能是以叫做“數(shù)字電視廣播，幀結(jié)構，數(shù)字地球電視的通道編碼和調(diào)制”的歐洲電信標準文件ETS300744，1997年3月的文件作基礎的。由于COFDM同步閉回路100的運行在本技術領域是眾所周知的，這里將只簡單地描述該電路。
乘法器110接收來自數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器(未示出)的輸入信號。乘法器110也接收來自公共相位誤差(CPE)探測器的頻率控制器120的輸入信號。乘法器110的輸出耦合到采樣速率轉(zhuǎn)換器130。采樣速率轉(zhuǎn)換器130的第一輸出耦合到采樣速率探測器的控制器140。采樣速率轉(zhuǎn)換器130的第二輸出耦合到保護頻帶清除裝置150。
保護頻帶清除裝置150的輸出耦合到基帶快速傅里葉(Fourier)變換器160?；鶐Э焖俑道锶~變換器160的輸出耦合到退旋器(derotator)170和頻道脈沖響應(CIR)探測器和窗控制器180。頻道脈沖響應(CIR)探測器和窗控制器180的輸出耦合到退旋器170并也耦合到保護頻帶清除裝置150。
退旋器170的輸出是解調(diào)的信號輸出。退旋器170的解調(diào)的信號輸出也耦合到導頻波提取器190。導頻波提取器190的輸出耦合到公共相位誤差(CPE)探測器的頻率控制器120。導頻波提取器190的輸出也耦合到采樣速率探測器的控制器140。
在COFDM系統(tǒng)中同步閉回路100使用的同步方法有若干有趣的特性。第一，頻道脈沖響應(CIR)探測器和窗控制器180使用相關方法確定接收譜的功率。此頻譜的估算用于校正頻道的作用。頻道脈沖響應(CIR)探測器和窗控制器180也使用最大化算法以確定保護頻帶的位置。此功能是必要的，因為要避免失去正交性必須在調(diào)準到發(fā)射數(shù)據(jù)的窗上進行快速傅里葉變換，此變換是由基帶快速傅里葉變換器160執(zhí)行的。頻道脈沖響應(CIR)探測器和窗控制器180執(zhí)行幀調(diào)準任務(即，COFDM符號調(diào)準)。
第二，正交的頻分多路在每個COFDM符號中發(fā)射若干導頻波。導頻波提取器190估算每個COFDM符號的這些導頻波的振幅和相位。在COFDM系統(tǒng)中所有更多的同步步驟都依賴于獲取此信息。
第三，在COFDM系統(tǒng)中，基帶信號的頻率誤差在解調(diào)后導致全部COFDM載波的公共相位誤差。假設導頻波的相位是另外的隨機過程，可從導頻波提取器190得到的導頻波相位的平均值應給出公共相位誤差(CPE)。頻率誤差能從公共相位誤差(CPE)中估算出來。然后頻率誤差用于校正調(diào)制頻率。
第四，基帶信號的脈沖調(diào)制頻率的誤差導致正比于載波頻率的載波相位。該采樣速率的誤差可以用對相鄰導頻波的相位估算的微分來估算。此估算的平均值反饋到采樣速率轉(zhuǎn)換器130以校正采樣速率。
上述的COFDM系統(tǒng)的同步方法的特性，說明實現(xiàn)同步問題的一種特定方法。在評價用于COFDM系統(tǒng)的同步技術中，請注意某些COFDM的同步技術大致相當于某些用在殘留邊帶(VSB)同步中的同步技術。特別地，在COFDM系統(tǒng)中導頻波的提取過程相當于估算調(diào)準到殘留邊帶(VSB)前沿的快速傅里葉變換(FFT)倉(bin)的振幅和相位的過程。盡管VSB信號有單一的載波，但COFDM信號有多種載波(2k或8k)。因此，COFDM信號有大量的多種載波。這意味著雖然選擇頻道能衰減COFDM導頻波的少量子波，但不會使它們?nèi)克p。
在殘留邊帶(VSB)系統(tǒng)中，如果衰減對應于導頻波的位置，那么導頻波的位置可能會發(fā)生無可挽回的丟失并且VSB邊緣導頻波提取器不能提供可靠的信息。在本發(fā)明的改進系統(tǒng)和方法中，假設在頻譜中是存在導頻波的。
在VSB系統(tǒng)中沒有保護帶。因此，不出現(xiàn)估算窗位置的COFDM問題。這意味著在VSB系統(tǒng)中無需頻道脈沖響應(CIR)估算。
在VSB系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)幀同步也完全不同于COFDM系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)幀同步。在VSB系統(tǒng)中的信息組同步模式是以每313段發(fā)送一次。四個符號(即，“1001”)的段同步模式表明新數(shù)據(jù)段的開始。在此數(shù)據(jù)段中該“1001”符號是832個符號中開頭的四個符號。該“1001”符號的四字節(jié)是快速傅里葉變換(FFT)大小(通常在1k字節(jié)量級)的很小部分。這意味著快速傅里葉變換(FFT)輸出不能用于數(shù)據(jù)幀同步。
為進一步研究VSB信號的頻域同步，VSB信號的一種數(shù)學模型分析是有用的?；鶐埩暨厧?VSB)信號是具有用作導頻波的小直流(DC)組份的調(diào)幅(AM)波。導頻波的振幅表示為Ap。為了研究同步問題的目的，發(fā)射的信號，xp，可以模擬為xp(n)＝Apexp(j2πfpt) (1)其中fp是導頻波的頻率并且t是時間。在接收機上由調(diào)諧器用頻率fp+Δfp，沖擊接收的信號，這里Δfp是頻率誤差，以將此信號傳回基帶來實行下轉(zhuǎn)換。實際上，值Δfp是隨機的并是時間的函數(shù)。然而，對于本分析，假設頻率誤差Δfp是常數(shù)。具有恒定的頻率誤差Δfp的基帶的接收信號表示為xpr(t)。
xpr(t)＝Apexp(j2π(fp)t)exp(-j2π(fp+Δfp)t)(2)xpr(t)＝Apexp(-j2π(Δfp)t)(3)數(shù)字化之后，就變成xpr(k)＝Apexp(-j2π(Δfp)k(Ts+ΔTs))(4)利用方程(4)的傅里葉變換和只注意在第m倉的導頻波的相位，該結(jié)果是Arg(Xpr(m))＝Arg[∑(A)(B)] (5)這里的求和是從k＝0到k＝N-1并且這里A＝Apexp(-j2π(Δfp)kTs(1+(ΔTs/Ts))) (6)和B＝exp(-j(2π/N)mk(1+(ΔTs/Ts)))(7)請注意用kTs取代t和fs/N取代頻率間隔，獨立的傅里葉變換是和連續(xù)的傅里葉變換有關的，它們僅對恒定的Ts相互抵消。在一定情況下，Ts同時發(fā)生變化。
方程(5)給出結(jié)果Arg(Xpr(m))＝Ф(Δfp(1+(ΔTs/Ts)))+Ф(m(1+(ΔTs/Ts))) (8)現(xiàn)在令接收的脈沖指數(shù)k＝qN+n。這代表用Xpr，q表示的在第q個獨立的傅里葉變換(DFT)幀中的第n.個脈沖，這就給出
Arg[Xpr，q(m)/Xpr，q+1(m)]＝Arg[(C)(D)] (9)這里C＝exp(j2π(Δfp)NTs(1+(ΔTs/Ts)))(10)和D＝exp(j(2π/N)m(1+(ΔTs/Ts))) (11)這就給出Arg[Xpr，q(m)/Xpr，q+1(m)]＝E+F (12)這里E＝2π(Δfp)NTs(1+(ΔTs/Ts)) (13)和F＝(2π/N)m(1+(ΔTs+Ts)) (14)考慮方程(12)、(13)和(14)，進行下面的觀察是可能的第一，在此頻域載波頻率和采樣速率誤差二者都表現(xiàn)為相位項。因此這兩個量的作用需要去耦。在所有的載波中載波頻率是公共的相位誤差，而采樣速率誤差引起相位誤差，此相位誤差正比于載波出現(xiàn)于其中的倉。在編碼的正交頻分多路(COFDM)中，有幾種載波。因此可以解方程(12)(及它的組成方程(13)和(14))求幾對m。這將消去第一項分離出第二項。請注意方程(12)關于m的平均斜率給出采樣速率誤差。然而，對殘留邊帶(VSB)情況來說，唯一的載波定位于任意的m。因此，編碼的正交頻分多路(COFDM)方法不能用于定時恢復。
第二，為得到這種關系有一個時間窗的快速傅里葉變換輸出乘上下一個時間窗的快速傅里葉變換輸出的復數(shù)部分。(由復數(shù)變量理論中記起復數(shù)部分可以用兩個實數(shù)部分來實現(xiàn))。該復數(shù)部分意味著平均頻率和定時漂移假設至少對兩個傅里葉變換窗是不變的。這在編碼的正交頻分多路(COFDM)前端中是一個普遍問題。此問題意味著需要較好的調(diào)諧器。請注意，因為我們只對相位感興趣，所以可以用項Xpr，q(m)和X*pr，q+1(m)的乘積來取代除法算子，這里X*表示X的復數(shù)共軛。
第三，如果假設在快速傅里葉變換之前實行定時恢復，那么ΔTs就比Ts小得多。這意味著第m倉的相位只含有由載波漂移引起的組分。一般來說，這是合理的假設，因為接收機首先導出定時，然后在采用補償器之前導出該載波的相位。
在COFDM系統(tǒng)中頻率的估算分成兩部分。第一部分是近似頻率估算，其中該估算是在里面加上或減去快速傅里葉變換(FFT)倉距的一半來確定的。第二部分是精確頻率估算，其中該估算是以小于一個赫茲(1Hz)的誤差來確定的。
近似頻率估算程序在微分解調(diào)之后對連續(xù)的導頻載波使用一種掩碼，以及然后在該掩碼的位置上使功率最大化。為了以發(fā)射機調(diào)準導頻波的位置，現(xiàn)在將輸入信號轉(zhuǎn)變成頻率?，F(xiàn)在可以假設頻率漂移小于倉距的一半。
然后在連續(xù)導頻波上對差分解調(diào)的信號求平均來估算精確頻率的誤差。更精確的估算也可以用散射的導頻波來獲取。
以上描述的COFDM頻率估算方法不能用于單載波系統(tǒng)，因為COFDM方法使用的信息是來自多種載波。
如將進行更完全的描述那樣，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法包括單載波系統(tǒng)中的頻率估算法。如前所述，盡管將描述有關殘留邊帶(VSB)系統(tǒng)的本發(fā)明的系統(tǒng)和方法，但它一般適用于單載波系統(tǒng)。
盡管在VSB系統(tǒng)中只有一個載波，但VSB譜可以解釋如下。該VSB導頻載波是一種每個符號都具有恒定相位提前的脈沖(在該頻域)。能夠認為完整的VSB譜是一組數(shù)據(jù)載波，此載波的每個符號都具有隨機的相位變化并有導頻載波重疊在它們之上。因此，平均功率譜將增強數(shù)據(jù)載波的導頻波。
這意味著在平均功率譜上通過選峰操作可以得到近似頻率估算。在導頻載波已在其中定位的倉后，可以用方程(12)來得到精確頻率估算。這種方法將稱作“第一頻率估算法”。
圖2是一種方塊圖，它說明本發(fā)明的一種優(yōu)選實施方案，它為單載波信號如殘留邊帶信號提供頻域載波和定時恢復。本發(fā)明的同步電路200的第一個單元是采樣速率轉(zhuǎn)換器210。采樣速率轉(zhuǎn)換器210接收數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器(未示出)的輸入。采樣速率轉(zhuǎn)換器210的輸出耦合到乘法器220。乘法器220也接收同步處理器載波恢復單元260的輸入信號。
乘法器220的輸出耦合到均方根上升余弦(SQRC)濾頻器230。在發(fā)射機(未示出)中該SQRC濾頻器用于匹配相似的濾頻器。SQRC濾頻器230的輸出耦合到快速傅里葉變換器240?？焖俑道锶~變換器240的輸出耦合到補償器(未示出)?？焖俑道锶~變換器240的輸出也耦合到同步處理器載波恢復單元260?？焖俑道锶~變換器240的輸出提供接收數(shù)據(jù)的頻譜估算。
均方根上升余弦(SQRC)濾頻器230的輸出也耦合到定時恢復單元250。定時恢復單元250的輸出耦合到采樣速率轉(zhuǎn)換器210。在定時恢復單元250中實施的定時恢復既可以是輔助的導頻波又可以是盲目的導頻波。定時恢復在時域中實施。
當上述的第一頻率估算法用于同步電路200時，提到了兩個問題。第一，當頻率漂移同由于漏失效應引起的半倉距相一致時，使用快速傅里葉變換(FFT)的頻率估算程序存在固有的問題。第二，如頻率漂移是負的，導頻載波遭到均方根上升余弦(SQRC)濾頻器的較大衰減，因為它現(xiàn)在處在濾頻器的阻止帶。這意味著對于弱時間常數(shù)數(shù)據(jù)載波的平均功率可能大于導頻載波的平均功率。這會引起錯誤的近似頻率估算。
第二個問題(即，負的頻率漂移)可以采用給輸入信號提供初始的正頻率漂移來解決。在頻率估算程序完成之后，然后清除初始的正頻率漂移。
第一個問題(即，頻率漂移同半倉距相一致)可以給態(tài)機提供三態(tài)來解決。在態(tài)機的第一態(tài)下，頻率估算用前述的方式獲取。在態(tài)機的第二態(tài)下，第二估算用正四分之一(+1/4)倉距的已知固定頻率估算來獲取。在狀態(tài)機的第三態(tài)下，第三估算用負四分之一(-1/4)倉距的已知固定頻率估算來獲取。
然后計算此三個估算的平衡差量以確定兩個最接近的估算。產(chǎn)生的頻率漂移是兩個最接近的估算的平均值加上四分之一倉距。這種方法將稱做“第二頻率估算法”。
圖3是說明第二頻率估算法運行方法的流程圖。該方法的步驟一般是用參考數(shù)字300來表示。首先是計算圍繞DC的平均功率譜(步驟310)。然后計算頻率估算1號(步驟315)。
然后用等于負四分之一(-0.25)乘FRES(頻率)的量轉(zhuǎn)變輸入譜來提供正四分之一(+1/4)倉距(步驟320)。FRES等于采樣速率除以快速傅里葉變換(FFT)倉的大小。然后計算圍繞DC的平均功率譜(步驟325)。然后計算頻率估算2號(步驟330)。
然后用等于正四分之一(+0.25)乘FRES(頻率)的量轉(zhuǎn)變輸入譜來提供負四分之一(-1/4)倉距(步驟335)。然后計算圍繞DC的平均功率譜(步驟340)。然后計算頻率估算3號(步驟345)。
下一步計算此三個估算的平衡差量以確定兩個最接近的估算(步驟350)。然后求兩個最接近的估算的平均值(步驟355)。最后，將等于正四分之一(+0.25)乘FRES(步驟360)的量加到兩個最接近的估算的平均值上來計算頻率漂移(步驟360)。
圖4說明本發(fā)明的另一種優(yōu)選實施方案的方塊圖，此方案為單載波信號提供頻域載波和定時恢復。該另一種優(yōu)選實施方案包括環(huán)形緩沖器410，它能接收來自采樣速率轉(zhuǎn)換器210(圖4中未示出)的輸入采樣。圖4所示的本發(fā)明的此優(yōu)選的實施方案相當于圖2的快速傅里葉變換器240和同步處理器載波恢復單元260。
環(huán)形緩沖器410耦合到快速傅里葉變換器(FFT)420?？焖俑道锶~變換器(FFT)420的輸出耦合到近似頻率估算電路430和開關470。如圖4所示當開關470處于“A”位置時，快速傅里葉變換器420的輸出提供給精確頻率估算和相位估算電路450。
近似頻率估算電路430提供頻率的近似估算并將此近似估算傳送給乘法器440。精確頻率估算和相位估算電路450提供精確頻率估算和相位估算并傳送這些估算給加法器440。加法器440合成這些估算并將它們傳送給正弦乘法器單元480。正弦乘法器單元480用正弦因子exp(-jθ)乘此合成的頻率估算。量θ等于ωt加φ之和，這里ω是角頻率，t是時間，以及φ是相位。然后正弦乘法器單元480的輸出傳送到乘法器220(圖2中所示)。
圖4也展示了本發(fā)明的另一種優(yōu)選實施方案，它包括DC估值器電路460。DC估值器電路460耦合到并接收環(huán)形緩沖器410的輸入。DC估值器電路460耦合到并接收采樣速率轉(zhuǎn)換器210(圖4中未示出)的輸入。DC估值器電路460也耦合到加法器440的輸出并接收加法器440的輸出的輸入。
示于圖4的本發(fā)明的另一種優(yōu)選實施方案，可以用于獲取時域DC估算取代用快速傅里葉變換器420提供的輸出來獲取精確頻率估算。在導頻載波已移到DC倉之后，新的時域DC估算可以從方程(15)來計算DC新＝FFT(0)-Input(N)+Input(0) (15)這里FFT(0)是處理過的DC估算，以及Input(N)是較早的N次時段接收的輸入采樣，并且Input(0)是現(xiàn)時的輸入采樣。
DC估值器電路460接收乘法器440的FFT(0)值。DC估值器電路460接收環(huán)形緩沖器410的Input(N)。DC估值器電路460接收采樣速率轉(zhuǎn)換器210(圖4中未示出)的Input(0)。DC估值器電路460利用方程(15)計算新的時域DC估算，DC新。新的時域DC估算的計算可以像每個脈沖一樣常常從環(huán)形緩沖器410中清除掉最老的脈沖而以新的輸入采樣代替之來進行。
當想要使用新的時域DC估算，將開關470置于開關470的位置“B”。然后精確頻率估算和相位估算電路450開始接收DC估值器電路460的新的時域DC估算并在其精確頻率估算過程中使用該新的時域DC估算。此技術在初始的相位搜索之后消除了快速傅里葉變換器420的等待時間。
圖5是說明第三種頻率估算法的運行方法的流程圖，此方法使用上述的第二種頻率估算算法。該方法的步驟一般是用參數(shù)500來表示。首先是獲取輸入采樣(步驟510)。然后確定輸入采樣是否來自新的頻道(判定步驟520)。如果輸入采樣是來自新的頻道那么使用第二種頻率估算法計算新的近似頻率估算(步驟530)和于是探控被傳遞到步驟540。如果輸入采樣不是來自新的頻道，那么就不計算新的近似頻率估算。然后操控繞過步驟530傳遞到步驟540。在步驟540中計算精確頻率估算并且于是操控被傳遞到步驟550。
在已計算了近似頻率估算之后(步驟530)，載波頻率被精確地調(diào)準到快速傅里葉變換器420的DC倉。為用具有m值等于零的方程(12)來計算精確頻率估算現(xiàn)在在步驟540中使用了此頻譜。m值等于零對應于DC倉。在方程(14)中當m值等于零，于是F就等于零。因此方程(12)變成Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]＝E (16)由方程(13)其中E＝2π(Δfp)NTs(1+(ΔTs/Ts))。因為量(ΔTs/Ts)比1小得多，于是方程(15)變成Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]＝2π(Δfp)NTs(17)因此算精確頻率估算，Δfp，是Δfp＝[1/(2πNTs)][Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)](18)當使用單載波的信息時，結(jié)果我們已經(jīng)解決了去耦載波頻率和采樣速率誤差問題。
在計算了近似頻率估算之后(步驟530)和在計算了精確頻率估算之后(步驟540)，然后兩個估算在加法器440中合成。然后合成的頻率估算傳送到正弦乘法器單元480(步驟560)。正弦乘法器單元480用正弦因子exp(-jθ)乘此合成的頻率估算。量θ等于ωt加φ之和，這里ω是角頻率，t是時間，以及φ是相位。然后正弦乘法器單元480的輸出傳送到乘法器220(圖2中所示)。然后得到下一個脈沖(步驟570)并且操控回到步驟520。
在此方式中，第三種頻率估算算法(包括近似頻率估算和精確頻率估算)提供了很好的頻率估算。在頻率估算中已經(jīng)發(fā)現(xiàn)開峰回路的頻率誤差是1赫茲(1Hz)量級。本發(fā)明的頻率估值器是線性的并且不需要使用非線性方法。
本發(fā)明說明對單載波信號使用頻域算法進行載波恢復、特別是頻率估算是可能的。然而要注意，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法假設在接收的信號中存在導頻載波。在選擇的頻道中載波頻率上可能存在零位。在其中不存在導頻載波的這類情況或任何情況下，那么本發(fā)明的系統(tǒng)和方法將不起作用。
盡管已經(jīng)詳細描述了本發(fā)明，但那些本領域的技術人員應了解，就其最廣泛的形式而論，在不超出該發(fā)明的構思和范圍情況下，在這里他們能夠進行各種改變、替代和更迭。
權利要求
1.一種為單載波信號提供頻域同步的系統(tǒng)(200)，包括同步電路(260)的上述系統(tǒng)(200)能夠接收上述單載波信號，和能夠獲取上述單載波信號的近似頻率估算，和能夠獲取上述單載波信號的精確頻率估算。
2.在權利要求1中要求的系統(tǒng)(200)，其中上述單載波信號是殘留邊帶信號。
3.在權利要求1中要求的系統(tǒng)(200)，其中上述的同步電路(260)能夠通過在上述單載波信號的平均功率譜上定位導頻載波信號，來獲取上述單載波信號的近似頻率估算。
4.在權利要求1中要求的系統(tǒng)(200)，其中上述的同步電路(260)能夠用頻率誤差Δfp來獲取上述單載波信號的精確頻率估算，這里Δfp由下面的方程給出Δfp＝[1/(2πNTs)][Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]]其中[1/(NTs)]是頻率間隔，以及Ts是采樣周期，以及Xpr(0)是在零倉中以恒定的頻率誤差發(fā)射的信號，以及Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]是零倉中導頻載波信號的相位。
5.在權利要求1中要求的系統(tǒng)(200)，其中上述的同步電路(260)進一步包括三態(tài)機(300)，它用來獲取上述單載波信號的最終頻率估算，上述的三態(tài)機(300)能夠獲取第一頻率估算(315)，和能夠以正四分之一倉距的已知固定頻率估算來獲取第二頻率估算(330)，和能夠以負四分之一倉距的已知固定頻率估算來獲取第三頻率估算(345)。
6.在權利要求5中要求的系統(tǒng)(200)，其中上述的三態(tài)機(300)能夠確定三個頻率估算中量值最接近的兩個(350)，和能獲取此兩個最接近的頻率估算的平均值(355)，和通過將四分之一倉距加到上述的兩個最接近的頻率估算的平均值上能計算上述單載波信號的上述最終頻率估算(360)。
7.在權利要求5中要求的系統(tǒng)(200)，其中上述的三態(tài)機(300)能夠獲取單載波信號的上述的第一(315)、第二(330)、和第三(345)頻率估算，那是通過在上述單載波信號的平均功率譜上定位導頻載波信號來獲取上述單載波信號的近似頻率估算，和通過使用由下面的方程給出的頻率誤差Δfp來獲取上述單載波信號的精確頻率估算，Δfp＝[1/(2πNTs)][Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]]其中[1/(NTs)]是頻率間隔，以及Ts是采樣周期，以及Xpr(0)是在零倉中以恒定的頻率誤差發(fā)射的信號，以及Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]是零倉中導頻載波信號的相位。
8.權利要求7中要求的系統(tǒng)(200)，其中同步電路(260)有線性轉(zhuǎn)移函數(shù)。
9.為單載波信號提供頻域同步的系統(tǒng)(200)，上述系統(tǒng)(200)包括-包括快速傅里葉變換器(420)的同步電路(260)，耦合到上述的快速傅里葉變換器(420)輸出的近似頻率估算電路(430)，和耦合到上述的快速傅里葉變換器(420)輸出的精確頻率估算和相位估算電路(450)，以及-能耦合到上述的精確頻率估算和相位估算電路(450)的DC估值器電路(460)以取代上述的快速傅里葉變換器(420)，上述的DC估值器電路(460)能夠給上述的精確頻率估算和相位估算電路(450)提供時域DC估算。
10.權利要求9中要求的該系統(tǒng)(200)，其中DC估值器電路(460)計算上述的時域DC估算，DC新，來自方程DC新＝FFT(0)-Input(N)+Input(0)這里FFT(0)是處理過的DC估算，以及Input(N)是較早的N次時段接收的輸入采樣，并且Input(0)是現(xiàn)時的輸入采樣。
11.權利要求10中要求的系統(tǒng)(200)，其中DC估值器電路(460)接收來自環(huán)形輸入緩沖器(410)輸出的Input(N)的值用于上述的快速傅里葉變換器(420)，并且其中上述的DC估值器電路(460)接收采樣速率轉(zhuǎn)換器(210)輸出的Input(0)的值，以及其中上述的DC估值器電路(460)接收加法器(440)輸出的FFT(0)的值，此加法器將上述的近似頻率估算電路(430)和精確頻率估算和相位估算電路(450)的輸出相加。
12.為單載波信號提供頻域同步的方法，該方法包括的步驟是-在同步電路(260)中接收單載波信號；-在上述的同步電路(260)中獲取單載波信號的近似頻率估算；和-在上述的同步電路(260)中獲取單載波信號的精確頻率估算。
13.權利要求12中要求的方法，其中上述單載波信號是殘留邊帶信號。
14.權利要求12中要求的方法，其中在上述的同步電路(260)中獲取上述單載波信號近似頻率估算的上述步驟包括在上述單載波信號的平均功率譜上定位導頻載波信號的步驟。
15.權利要求12中要求的方法，其中在上述的同步電路(260)中獲取上述單載波信號精確頻率估算的上述步驟包括使用由下面的方程給出的頻率誤差Δfp來計算上述的精確頻率估算的步驟，Δfp＝[1/(2πNTs)][Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]]其中[1/(NTs)]是頻率間隔，以及Ts是采樣周期，以及Xpr(0)是在零倉中以恒定的頻率誤差發(fā)射的信號，以及Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]是零倉中導頻載波信號的相位。
16.權利要求12中要求的方法，該方法進一步包括步驟-在三態(tài)機(300)中獲取上述單載波信號的第一頻率估算(315)；-在三態(tài)機(300)中用正四分之一倉距的已知固定頻率估算獲取上述單載波信號的第二頻率估算(330)；-在三態(tài)機(300)中用負四分之一倉距的已知固定頻率估算獲取上述單載波信號的第三頻率估算(345)；
17.權利要求16中要求的方法，該方法進一步包括步驟-確定上述三個頻率估算中量值最接近的兩個(350)；-獲取最接近的兩個頻率估算的平均值(355)；和-用將四分之一倉距加到上述的最接近的兩個頻率估算的平均值上來計算上述單載波信號的最終頻率估算(360)。
18.權利要求16中要求的方法進一步包括步驟-獲取單載波信號的上述的第一(315)、第二(330)、和第三(345)頻率估算，那是通過-在上述單載波信號的平均功率譜上定位導頻載波信號來獲取上述單載波信號的近似頻率估算；和通過-由下面的方程給出的頻率誤差Δfp來獲取上述單載波信號的精確頻率估算，Δfp＝[1/(2πNTs)][Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]]其中[1/(NTs)]是頻率間隔，以及Ts是采樣周期，以及Xpr(0)是在零倉中以恒定的頻率誤差發(fā)射的信號，以及Arg[Xpr，q(0)/Xpr，q+1(0)]是零倉中導頻載波信號的相位。
19.權利要求18中要求的方法，其中上述的同步電路(260)有線性轉(zhuǎn)移函數(shù)。
20.為單載波信號提供頻域同步的方法，該方法包括步驟-在DC估值器電路(460)中產(chǎn)生時域DC估算；和-給精確頻率估算和相位估算電路(450)提供上述的時域DC估算。
21.權利要求20中要求的方法，其中通過將來自快速傅里葉變換器(420)輸出的上述精確頻率估算和相位估算電路(450)的輸入切換成上述的DC估值器電路(460)的輸出，將上述的時域DC估算提供給上述的精確頻率估算和相位估算電路(450)。
22.權利要求20中要求的方法，其中在DC估值器電路(460)中產(chǎn)生時域DC估算的步驟包括計算上述的時域DC估算的步驟，DC新，來自方程DC新＝FFT(0)-Input(N)+Input(0)這里FFT(0)是處理過的DC估算，以及Input(N)是較早的N次時段接收的輸入采樣，并且Input(0)是現(xiàn)時的輸入采樣。
23.權利要求22中要求的方法，該方法包括步驟-將來自環(huán)形輸入緩沖器(410)輸出的Input(N)值提供給上述的DC估值器電路(460)用于快速傅里葉變換器(420)；-將來自采樣速率轉(zhuǎn)換器(210)輸出的Input(0)值提供給上述的DC估值器電路(460)；和-提供來自加法器輸出的FFT(0)值，此加法器將近似頻率估算電路(430)和上述的精確頻率估算和相位估算電路(450)的輸出相加。
全文摘要
一種公開的為單載波信號如殘留邊帶信號提供頻域同步的系統(tǒng)和方法。該系統(tǒng)包括能獲取單載波信號的近似頻率估算和單載波信號的精確頻率估算的同步電路。該系統(tǒng)也包括從三個獨立獲取的頻率估算中獲取精確頻率估算的三態(tài)機。該系統(tǒng)也包括能提供時域DC估算的DC估值器電路。該系統(tǒng)具為有線性轉(zhuǎn)移函數(shù)的單載波信號提供導頻載波恢復電路。
文檔編號H04L27/00GK1419769SQ01806948
公開日2003年5月21日 申請日期2001年12月19日 優(yōu)先權日2001年1月22日
發(fā)明者K·韋德亞納坦 申請人:皇家菲利浦電子有限公司