專利名稱：正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交頻分復(fù)用(OFDMOrthogonal Frequency DivisionMultiplex)傳輸信號(hào)的接收裝置，特別是涉及檢測用于天線調(diào)整等的接收品質(zhì)信號(hào)時(shí)的改良。
已有技術(shù)近年來，用OFDM傳輸信號(hào)的數(shù)字傳輸方式特別是在地上數(shù)字廣播領(lǐng)域中正在進(jìn)行實(shí)用化。在OFDM方式中，將數(shù)據(jù)分配給相互正交的多個(gè)載波并進(jìn)行調(diào)制和解調(diào)，在發(fā)射方進(jìn)行逆FFT(Fast Fourier Transfer快速傅氏變換)處理，在接收方進(jìn)行FFT處理。
對(duì)于用OFDM方式中傳輸?shù)母鱾€(gè)載波，能夠分別用任意的調(diào)制方式，可以采用用同步檢測的QAM(Quadrature Amplitude Modulation正交振幅調(diào)制)和用延遲檢波的傳輸?shù)?。在同步檢測中，周期地插入性質(zhì)已知的導(dǎo)頻·符號(hào)，在接收方求得與導(dǎo)頻·符號(hào)的誤差，進(jìn)行接收信號(hào)的振幅均衡和相位均衡。在延遲檢波中，在接收符號(hào)之間進(jìn)行差動(dòng)符號(hào)化，不再生載波地解調(diào)接收信號(hào)。
而且，在地上數(shù)字廣播中，因?yàn)樵O(shè)想存在多路妨害，來自已有的模擬廣播的妨害等各種接收條件，所以不限于用接收功率的大小來表示接收品質(zhì)。因此，當(dāng)調(diào)整天線等時(shí)，在接收裝置上快速并在廣大范圍內(nèi)檢測接收品質(zhì)信號(hào)成為一個(gè)大課題。
作為檢測接收品質(zhì)信號(hào)的方法，一般地有根據(jù)比特誤差率的方法和根據(jù)解調(diào)信號(hào)的S/N值(分散值)的方法等。本發(fā)明要解決的課題可是，在根據(jù)比特誤差率的情形中存在著因?yàn)楫?dāng)檢測良好的接收狀態(tài)時(shí)，接收信號(hào)的誤差變小，所以在比特誤差率檢測中檢測必要樣品數(shù)的檢測單位時(shí)間變長，為了檢測接收品質(zhì)信號(hào)要化費(fèi)很多時(shí)間那樣的問題。又，在用OFDM傳輸方式的地上數(shù)字廣播中，作為調(diào)制方式規(guī)定了QPSK(Quadrature Phase Shift Keying四相相移鍵控)，16QMA(正交調(diào)幅)和64QMA，在只用單一的解調(diào)數(shù)據(jù)的誤差率或S/N值檢測接收品質(zhì)信號(hào)的情形中，存在著由于調(diào)制方式限定檢測范圍那樣的問題。例如，在64QMA的情形中，因?yàn)榕cQPSK的情形比較鄰接的解調(diào)信號(hào)之間的間隔很窄，所以當(dāng)解調(diào)信號(hào)的分散大時(shí)很難進(jìn)行檢測。即，在解調(diào)方式為64QMA的情形中，與QPSK的情形比較接收品質(zhì)信號(hào)的檢測范圍變窄。
因此本發(fā)明的目的是鑒于上述諸問題，提供能夠用解調(diào)信號(hào)的S/N值快速并且在廣大范圍內(nèi)檢測出正確的接收品質(zhì)信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置。
用于解決課題的方法為了達(dá)到上述目的，與本發(fā)明有關(guān)的第1正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置具備接收包含傳輸映像和聲音等的信息數(shù)據(jù)的信息載波，比這個(gè)信息載波多值調(diào)制度低的用于傳輸附加信息的載波，和比上述信息載波多值調(diào)制度低的用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)，將上述信息載波，用于傳輸附加信息的載波，用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)的解調(diào)電路，根據(jù)從上述解調(diào)電路輸出的上述用于傳輸附加信息的載波或上述用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)中至少其中一個(gè)的輸出，在同一個(gè)頻域內(nèi)所定時(shí)刻間隔上表示的多個(gè)符號(hào)中，用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波的延遲檢波電路，和根據(jù)從上述延遲檢波電路輸出的檢波輸出信號(hào)，生成表示上述正交頻分多路傳輸信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的第一個(gè)S/N生成電路。
為了達(dá)到上述目的，與本發(fā)明有關(guān)的第2正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置具備接收包含傳輸映像和聲音等的信息數(shù)據(jù)的信息載波，和用于推定傳輸路徑應(yīng)答的導(dǎo)頻信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)，將上述信息載波，上述導(dǎo)頻信號(hào)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)的解調(diào)電路，根據(jù)從上述解調(diào)電路輸出的上述導(dǎo)頻信號(hào)，在同一個(gè)頻域內(nèi)所定時(shí)刻間隔中表示的多個(gè)符號(hào)中，用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波的延遲檢波電路，和根據(jù)從上述延遲檢波電路輸出的檢波輸出信號(hào)，生成表示上述正交頻分多路傳輸信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的第一個(gè)S/N生成電路。本發(fā)明的效果如果根據(jù)以上所述的本發(fā)明，可以提供能夠用解調(diào)信號(hào)的S/N值快速并且在廣大范圍內(nèi)檢測正確的接收品質(zhì)信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置(OFDM接收裝置)。
諸圖的簡單說明

圖1是表示用于本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)的OFDM信號(hào)的格式例的概略圖。
圖2是表示本發(fā)明的第1實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的構(gòu)成的方框圖。
圖3是表示本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的構(gòu)成的方框圖。
圖4是表示本發(fā)明的第3實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的構(gòu)成的方框圖。
圖5是表示本發(fā)明的第4實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的構(gòu)成的方框圖。
圖6是表示上述第4實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的其它構(gòu)成的方框圖。
圖7是表示上述第4實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的又一個(gè)其它構(gòu)成的方框圖。
圖8是表示本發(fā)明的第5實(shí)施形態(tài)的OFDM裝置的構(gòu)成的方框圖。
本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)下面，我們參照諸圖說明本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)。
首先，我們述說用于本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)的OFDM信號(hào)的格式例。
圖1是表示用于實(shí)施形態(tài)的OFDM信號(hào)的格式例的概略圖，橫軸是頻率，縱軸是時(shí)間。
在圖1中，信息符號(hào)1傳輸映像和聲音等的信息數(shù)據(jù)，例如用64QAM進(jìn)行調(diào)制。TMCC載波和AC載波2分別傳輸參數(shù)信息(例如調(diào)制方式，交錯(cuò))和附加信息，根據(jù)差動(dòng)BPSK(Binary Phase Shift Keying二相相移鍵控)用在特定的頻率上的載波(頻隙)進(jìn)行傳輸。
又，連續(xù)導(dǎo)頻(以下記為CP)信號(hào)3是用在特定的頻率上的載波進(jìn)行傳輸?shù)臒o調(diào)制信號(hào)，用于同步接收。散射導(dǎo)頻(以下記為SP)信號(hào)4是在頻率方向和時(shí)間方向上分散地被傳輸?shù)臒o調(diào)制信號(hào)，用于推定在接收機(jī)上的傳輸路徑特性和同步再生等。[第1實(shí)施形態(tài)]下面，我們說明本發(fā)明的第1實(shí)施形態(tài)的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置(以下記為OFDM接收裝置)。
圖2是表示第1實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置的構(gòu)成的方框圖。
在圖2中，將由天線11接收的OFDM信號(hào)輸入到調(diào)諧器12，通過這個(gè)調(diào)諧器12選擇所定信道的OFDM信號(hào)并將它變換到IF(中頻)頻帶。將調(diào)諧器12的輸出提供給模擬/數(shù)字變換器(以下記為A/D變換器)13，通過這個(gè)A/D變換器將它變換成數(shù)字信號(hào)。
將上述A/D變換器13的輸出提供給IQ解調(diào)電路14。這里，將正交檢波電路用作IQ解調(diào)電路14，通過這個(gè)正交檢波電路，對(duì)A/D變換器13的輸出進(jìn)行準(zhǔn)同步正交檢波，將它變換成復(fù)數(shù)基帶信號(hào)。將從IQ解調(diào)電路14輸出的復(fù)數(shù)基帶信號(hào)提供給FFT(Fast Fourier Transfer快速傅氏變換)電路15。FFT電路15通過FFT(快速傅氏變換)運(yùn)算將上述復(fù)數(shù)基帶信號(hào)從時(shí)間軸上的數(shù)據(jù)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)。因此，F(xiàn)FT電路15的輸出成為圖1所示的那種信號(hào)格式。
上述FFT電路15的輸出表示OFDM信號(hào)的各個(gè)載波的相位和振幅，將它提供給均衡電路16。這個(gè)均衡電路16用圖1所示的SP信號(hào)4，推定在全部時(shí)間和全部頻率上的傳輸路徑應(yīng)答，用與這個(gè)傳輸路徑應(yīng)答相應(yīng)的解調(diào)方法進(jìn)行信息符號(hào)1的振幅均衡和相位均衡。將均衡電路16的輸出提供給糾錯(cuò)電路17，通過這個(gè)糾錯(cuò)電路17進(jìn)行糾錯(cuò)處理，即糾正傳輸中生成的錯(cuò)誤后將它作為接收數(shù)據(jù)輸出。
又，將上述FFT電路15的輸出分路地提供給載波選擇電路18。載波選擇電路18選擇圖1所示的TMCC載波和AC載波2，CP載波3，提供給延遲檢波電路19。延遲檢波電路19對(duì)于選出的上述載波，將相同頻率的一個(gè)前面符號(hào)看作傳輸路徑應(yīng)答進(jìn)行檢波。即，延遲檢波電路19在同一個(gè)頻域內(nèi)所定時(shí)刻間隔上表示的多個(gè)符號(hào)中，用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波。延遲檢波是用前面的符號(hào)除現(xiàn)在的符號(hào)，即便不實(shí)施載波再生也可以進(jìn)行檢波的檢波方法。
將延遲檢波電路19的輸出提供給具有分散檢測電路20和平均電路21的S/N生成電路40。S/N生成電路40通過分散檢測電路20和平均電路21，根據(jù)從延遲檢波電路19輸出的檢波輸出信號(hào)，生成表示接收信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值。
下面我們說明上述分散檢測電路20和平均電路21的工作。分散檢測電路20，關(guān)于TMCC載波和AC載波，根據(jù)對(duì)檢波輸出的判定，在求得BPSK的基準(zhǔn)信號(hào)點(diǎn)后，求得檢波輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與檢波輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)。關(guān)于CP載波，求得檢波輸出I信號(hào)和已知的基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與檢測輸出Q信號(hào)和已知的基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)。
將上述分散檢測電路20的輸出(I分散值和Q分散值)提供給平均電路21。平均電路21對(duì)串行地供給的TMCC載波和AC載波，CP載波的各個(gè)I分散值和Q分散值在頻率方向(多個(gè)載波之間)和時(shí)間方向(多個(gè)符號(hào)之間)上進(jìn)行平均，并作為接收信號(hào)的S/N值(分散值)輸出。此外，在平均電路21中，也可以將I分散值的平均值和Q分散值的平均值合成起來作為S/N值，也可以只將I分散值的平均值或只將Q分散值的平均值作為S/N值。
又，將延遲檢波電路19的輸出分路地提供給TMCC檢測電路22。TMCC檢測電路22在從延遲檢波電路19輸出的延遲檢波輸出中，檢測TMCC載波并進(jìn)行解碼，作為TMCC數(shù)據(jù)輸出。將輸出的TMCC數(shù)據(jù)提供給接收機(jī)的各個(gè)部分，用于設(shè)定在接收機(jī)的各個(gè)部分的載波調(diào)制參數(shù)，糾錯(cuò)參數(shù)等。
在如上構(gòu)成的這個(gè)OFDM接收裝置中，用比信息符號(hào)1(64QAM)多值調(diào)制度低的數(shù)據(jù)，即TMCC載波和AC載波2，CP載波3(差動(dòng)BPSK)，進(jìn)行接收信號(hào)的S/N值(分散值)的檢測。因此，可以進(jìn)行廣大范圍的S/N值的檢測。又，因?yàn)榍蟮梅稚⒃趥鬏旑l帶內(nèi)的多個(gè)載波(TMCC和AC載波2，CP載波3)的分散的平均，所以能夠檢測與接收數(shù)據(jù)全體的接收品質(zhì)對(duì)應(yīng)的S/N值。
此外，在上述第1實(shí)施形態(tài)中，我們說明了用全部TMCC載波，AC載波，CP載波求S/N值的例子，但是也可以用這些載波中的一部分求S/N值。又，即便對(duì)于CP載波，也可以看作受到BPSK調(diào)制的，通過求BPSK的基準(zhǔn)信號(hào)點(diǎn)進(jìn)行分散檢測。
又，也可以用I分散和Q分散中的任何一方，檢測S/N值。此外，在用TMCC載波，AC載波，CP載波，傳輸功率不同的情形中，由平均電路21進(jìn)行平均處理前(延遲檢波電路19或分散檢測電路20)需要使信號(hào)電平歸一化。[第2實(shí)施形態(tài)]下面，我們說明本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置。
圖3是表示第2實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置的構(gòu)成的方框圖。這個(gè)第2實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置具有加入圖2所示的第1實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成中的，為了用SP信號(hào)4檢測接收信號(hào)的S/N值的SP選擇電路23，和延遲檢波電路24。與上述第1實(shí)施形態(tài)中的構(gòu)成相同的部分上加上相同的標(biāo)號(hào)并省略對(duì)它們的說明，下面，我們只說明不同的構(gòu)成部分。
如圖3所示，將上述FFT電路15的輸出分路地提供給SP選擇電路23。SP選擇電路23只選擇圖1所示的SP信號(hào)，并將它提供給延遲檢波電路24。延遲檢波電路24，對(duì)于選出的SP信號(hào)，將一個(gè)前面的SP信號(hào)(在圖1中在同一個(gè)載波上在時(shí)間方向上4個(gè)符號(hào)前的數(shù)據(jù))看作傳輸路徑應(yīng)答進(jìn)行檢波。即，延遲檢波電路24在同一個(gè)頻域內(nèi)所定時(shí)刻間隔上表示的多個(gè)符號(hào)中，用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波。延遲檢波是用前面的符號(hào)除現(xiàn)在的符號(hào)，即便不實(shí)施載波再生也可以進(jìn)行檢波的檢波方法。
將上述延遲檢波電路24的輸出提供給具有分散檢測電路20和平均電路21的S/N生成電路40。S/N生成電路40通過分散檢測電路20和平均電路21，根據(jù)從延遲檢波電路19，24輸出的檢波輸出，生成表示接收信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值。
上述分散檢測電路20，關(guān)于SP信號(hào)，求得檢波輸出I信號(hào)和已知的基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與檢測輸出Q信號(hào)和已知的基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)。
將從上述分散檢測電路20輸出的SP信號(hào)，TMCC載波和AC載波，CP載波的各個(gè)I分散值和Q分散值提供給平均電路21。平均電路21將對(duì)串行地供給的SP信號(hào)，TMCC載波和AC載波，CP載波的各個(gè)I分散值和Q分散值在頻率方向(多個(gè)載波之間)和時(shí)間方向(多個(gè)符號(hào)之間)上進(jìn)行平均，并作為接收信號(hào)的S/N(分散值)輸出。此外，在平均電路21中，也可以將I分散值的平均值Q分散值的平均值合成起來作為S/N值，也可以只將I分散值的平均值或只將Q分散值的平均值作為S/N值。
在以上構(gòu)成的這個(gè)OFDM接收裝置中，在上述第1實(shí)施形態(tài)的中加入用于檢測S/N值的TMCC載波和AC載波，CP載波，通過也將在3個(gè)載波的每一個(gè)上傳輸?shù)腟P信號(hào)用于S/N值的檢測，即便存在多路妨害等的頻率選擇性妨害時(shí)，也能夠檢測與接收數(shù)據(jù)全體的接收品質(zhì)對(duì)應(yīng)的S/N值。
此外，在這個(gè)第2實(shí)施形態(tài)的中，表示了將是圖1所示的分散的導(dǎo)頻信號(hào)的SP信號(hào)4用于S/N值的檢測時(shí)的例子，但是本發(fā)明不受導(dǎo)頻信號(hào)配置的限制，例如也能夠適用于在特定的時(shí)間傳輸全部載波的導(dǎo)頻信號(hào)的情形，這是顯而易見的。
又，在這個(gè)第2實(shí)施形態(tài)的中，和上述第1實(shí)施形態(tài)一起，表示了將為了用SP信號(hào)檢測接收信號(hào)的S/N值的SP選擇電路23和延遲檢波電路24組合起來的例子，即用SP信號(hào)，TMCC載波和AC載波，CP載波，檢測S/N值時(shí)的例子，但是也可以只用是分散導(dǎo)頻信號(hào)的SP信號(hào)檢測S/N值。[第3實(shí)施形態(tài)]下面，我們說明本發(fā)明的第3實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置。
圖4是表示第3實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置的構(gòu)成的方框圖。這個(gè)第3實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置具有加入圖2所示的第1實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成中的，為了用信息符號(hào)1檢測接收信號(hào)的S/N值的數(shù)據(jù)選擇電路25，分散檢測電路26，平均電路27，進(jìn)一步為了選擇用信息符號(hào)1檢測出的S/N值和用TMCC載波和AC載波2，CP載波3檢測出的S/N值中的一個(gè)的選擇電路28。與上述第1實(shí)施形態(tài)中的構(gòu)成相同的部分上加上相同的標(biāo)號(hào)并省略對(duì)它們的說明，下面，我們只說明不同的構(gòu)成部分。
如圖4所示，將上述均衡電路16的輸出分路地提供給數(shù)據(jù)選擇電路25。數(shù)據(jù)選擇電路26只選擇圖1所示的信息符號(hào)1，并將它提供給具有分散檢測電路26和平均電路27的S/N生成電路41。S/N生成電路41通過分散檢測電路26和平均電路27，根據(jù)從數(shù)據(jù)選擇電路25輸出的信號(hào)，生成表示接收信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值。
下面我們說明上述分散檢測電路26和平均電路27的工作。分散檢測電路26根據(jù)由TMCC數(shù)據(jù)供給的信息符號(hào)的調(diào)制方式，判定基準(zhǔn)信號(hào)點(diǎn)，求得均衡輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與均衡輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)。
將上述分散檢測電路26的輸出(I分散值和Q分散值)提供給平均電路27。平均電路27對(duì)信息符號(hào)的I分散值和Q分散值在頻率方向(多個(gè)載波之間)和時(shí)間方向(多個(gè)符號(hào)之間)上進(jìn)行平均，算出信息符號(hào)的S/N值。此外，在平均電路27中，也可以將I分散值的平均值和Q分散值的平均值合成起來作為S/N值，也可以只將I分散值的平均值或只將Q分散值的平均值作為S/N值。
將由上述平均電路27算出的信息符號(hào)的S/N值和由上述平均電路21算出的TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值提供給選擇電路28。
上述選擇電路28用信息符號(hào)調(diào)制方式與TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值，判定信息符號(hào)的S/N值有效還是無效。例如，當(dāng)TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值(分散值)比由調(diào)制方式?jīng)Q定的所定值大時(shí)，判定由信息符號(hào)得到的S/N值無效，并輸出TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值作為接收信號(hào)的S/N值。當(dāng)TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值比由調(diào)制方式?jīng)Q定的所定值小時(shí)，判定由信息符號(hào)得到的S/N值有效，輸出信息符號(hào)的S/N值作為接收信號(hào)的S/N值。
又，也可以置換上述選擇電路28配置合成電路，通過這個(gè)合成電路用載波數(shù)在信息符號(hào)的S/N值與TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值上加上權(quán)重進(jìn)行合成后輸出。
在以上構(gòu)成的這個(gè)OFDM接收裝置中，當(dāng)TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值比由信息符號(hào)的調(diào)制方式?jīng)Q定的所定值小時(shí)，換句話說當(dāng)能夠判斷接收條件良好時(shí)，也將信息符號(hào)用于S/N值的檢測，當(dāng)TMCC載波和AC載波，CP載波的S/N值比上述所定值大時(shí)，換句話說當(dāng)能夠判斷接收條件不好時(shí)，不將信息符號(hào)用于S/N值的檢測。因此，能夠檢測廣大范圍的S/N值。進(jìn)一步，當(dāng)能夠判斷接收條件良好時(shí)，能夠檢測出更正確的S/N值。
又，在這個(gè)第3實(shí)施形態(tài)的中，表示了將上述第1實(shí)施形態(tài)與數(shù)據(jù)選擇電路25，分散檢測電路26，平均電路27和選擇電路28組合起來的例子，但是也可以將上述第2實(shí)施形態(tài)與數(shù)據(jù)選擇電路25，分散檢測電路26，平均電路27和選擇電路28組合起來，即也可以用是分散導(dǎo)頻信號(hào)的SP信號(hào)，TMCC載波和AC載波，CP載波檢測出的S/N值和用信息符號(hào)檢測出的S/N值求得接收信號(hào)的S/N值。[第4實(shí)施形態(tài)]下面，我們說明本發(fā)明的第4實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置。
圖5是表示第4實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置的構(gòu)成的方框圖。這個(gè)第4實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置具有加入圖2所示的第1實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成中的，為了用載波的妨害檢測結(jié)果檢測接收信號(hào)的S/N值的數(shù)據(jù)選擇電路29，分散檢測電路30，載波妨害檢測電路31和校正電路32。與上述第1實(shí)施形態(tài)中的構(gòu)成相同的部分上加上相同的標(biāo)號(hào)并省略對(duì)它們的說明，下面，我們只說明不同的構(gòu)成部分。
如圖5所示，將上述均衡電路16的輸出分路地提供給數(shù)據(jù)選擇電路29。數(shù)據(jù)選擇電路29只選擇圖1所示的信息符號(hào)1，并將它提供給分散檢測電路30。分散檢測電路30根據(jù)由TMCC數(shù)據(jù)供給的信息符號(hào)1的調(diào)制方式，判定基準(zhǔn)信號(hào)點(diǎn)，求得均衡輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與均衡輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)。
將上述分散檢測電路30的輸出(I分散值和Q分散值)提供給載波妨害檢測電路31。載波妨害檢測電路31在各個(gè)特定頻率的載波(頻隙)上時(shí)間方向上對(duì)分散進(jìn)行平均，判定平均結(jié)果比所定值大的載波受到妨害。
將由上述上述載波妨害檢測電路31得出的載波妨害的判定結(jié)果提供給糾錯(cuò)電路17。這個(gè)糾錯(cuò)電路17根據(jù)上述載波妨害的判定結(jié)果，通過使判定存在妨害的載波信息符號(hào)消失等進(jìn)行糾錯(cuò)處理。
進(jìn)一步，載波妨害檢測電路31與受到妨害的載波數(shù)對(duì)應(yīng)地將用于校正S/N值的控制信號(hào)提供給校正電路32。校正電路32反映與來自載波妨害檢測電路31的控制信號(hào)對(duì)應(yīng)，由載波妨害在從平均電路21輸出的S/N值中產(chǎn)生的載波惡化并進(jìn)行校正，作為接收信號(hào)的S/N值輸出。
而且，接收信號(hào)的特定的載波受到妨害時(shí)，比特誤差率嚴(yán)重惡化，但是因?yàn)镾/N值平均了多個(gè)載波的分散，所以惡化很少。又，如上述第1實(shí)施形態(tài)那樣，使用一部分載波檢測S/N值時(shí)，不能使只有信息符號(hào)受到妨害時(shí)等的惡化在S/N值上反映出來。
在圖5所示的第4實(shí)施形態(tài)中，可以使接收信號(hào)中的特定載波受到妨害時(shí)的惡化在S/N值上反映出來，能夠更正確地檢測與接收數(shù)據(jù)全體的接收品質(zhì)對(duì)應(yīng)的S/N值。
又，在第4實(shí)施形態(tài)中，表示了將上述第1實(shí)施形態(tài)與數(shù)據(jù)選擇電路29，分散檢測電路30，載波妨害檢測電路31和校正電路32組合起來的例子，即根據(jù)用信息符號(hào)進(jìn)行載波妨害檢測的檢測結(jié)果，對(duì)從TMCC載波和AC載波，CP載波檢測出的S/N值進(jìn)行校正時(shí)的例子，但是如圖6所示，也可以將上述第2實(shí)施形態(tài)與上述數(shù)據(jù)選擇電路29，分散檢測電路30，載波妨害檢測電路31和校正電路32組合起來，又如圖7所示，也可以將上述第3實(shí)施形態(tài)與上述電路29，30，31和32組合起來。
圖6所示的OFDM接收裝置是根據(jù)用信息符號(hào)進(jìn)行載波妨害檢測的檢測結(jié)果，對(duì)從SP信號(hào)，TMCC載波和AC載波，CP載波檢測出的S/N值進(jìn)行校正時(shí)的例子。在這個(gè)例子中，先在平均電路21上進(jìn)行平均處理后，再在校正電路32上進(jìn)行校正處理，但是也可以交換這些電路的順序，先在校正電路32上進(jìn)行校正處理后，再在平均電路21上進(jìn)行平均處理。
圖7所示的OFDM接收裝置是根據(jù)用信息符號(hào)進(jìn)行載波妨害檢測的檢測結(jié)果，對(duì)從信息符號(hào)，TMCC載波和AC載波，CP載波檢測出的S/N值進(jìn)行校正時(shí)的例子。在這個(gè)例子中，先在選擇電路28上進(jìn)行選擇處理后，再在校正電路32上進(jìn)行校正處理，但是也可以交換這些電路的順序，先在校正電路32上進(jìn)行校正處理后，再在選擇電路28上進(jìn)行選擇處理。[第5實(shí)施形態(tài)]下面，我們說明本發(fā)明的第5實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置。
圖8是表示第5實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置的構(gòu)成的方框圖。這個(gè)第5實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置具有加入圖2所示的第1實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成中的，為了用傳輸路徑應(yīng)答的變動(dòng)檢測結(jié)果檢測接收信號(hào)的S/N值的傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33，和校正電路34。與上述第1實(shí)施形態(tài)中的構(gòu)成相同的部分上加上相同的標(biāo)號(hào)并省略對(duì)它們的說明，下面，我們只說明不同的構(gòu)成部分。
上述均衡電路16，根據(jù)從FFT電路15輸出的信號(hào)，對(duì)信息載波進(jìn)行解調(diào)均衡，同時(shí)推定在時(shí)間軸上和頻率軸上的傳輸路徑應(yīng)答。如圖8所示，將在上述均衡電路16上推定的傳輸路徑應(yīng)答提供給傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33。傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33檢測傳輸路徑應(yīng)答的頻率方向的變動(dòng)和時(shí)間方向的變動(dòng)，輸出與變動(dòng)周期和大小對(duì)應(yīng)的S/N校正信號(hào)。
將上述傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33的輸出提供給校正電路34。校正電路34對(duì)應(yīng)來自傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33的S/N校正信號(hào)，反映由上述傳輸路徑應(yīng)答的變動(dòng)在從平均電路21輸出的S/N值上產(chǎn)生的惡化并進(jìn)行校正，作為接收信號(hào)的S/N值輸出。
而且，在多路徑妨害等的情形中，傳輸路徑應(yīng)答在頻率方向上變動(dòng)，由于特定載波的接收功率下降，使比特誤差率嚴(yán)重惡化。又，在移動(dòng)接收時(shí)等，傳輸路徑應(yīng)答也在時(shí)間方向上變動(dòng)，使比特誤差率嚴(yán)重惡化。
因此，在圖8所示第5實(shí)施形態(tài)中，檢測傳輸路徑應(yīng)答的頻率方向和時(shí)間方向的變動(dòng)，通過與變動(dòng)電平對(duì)應(yīng)對(duì)S/N值進(jìn)行校正，可以使由于傳輸路徑應(yīng)答引起的比特誤差率惡化在S/N值上反應(yīng)出來，能夠更正確地檢測與接收數(shù)據(jù)全體的接收品質(zhì)對(duì)應(yīng)的S/N值。
又，在這個(gè)第5實(shí)施形態(tài)中，表示了將圖2所示的上述第1實(shí)施形態(tài)與傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33和校正電路34組合起來的例子，即根據(jù)傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)的檢測結(jié)果，對(duì)從TMCC載波和AC載波，CP載波檢測出的S/N值進(jìn)行校正時(shí)的例子，但是也可以將圖3所示的上述第2實(shí)施形態(tài)與上述傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33和校正電路34組合起來，又也可以將圖4所示的上述第3實(shí)施形態(tài)與上述傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33和校正電路34組合起來，進(jìn)一步也可以將圖5所示的上述第4實(shí)施形態(tài)與上述傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路33和校正電路34組合起來。
此外，我們已經(jīng)說明了在本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)的OFDM接收裝置中，接收由圖1所示的信號(hào)格式構(gòu)成的OFDM信號(hào)，但是適用于本發(fā)明的信號(hào)格式不限于圖1所示的信號(hào)格式。
權(quán)利要求
1.正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是它具備接收包含傳輸映像和聲音等的信息數(shù)據(jù)的信息載波，比這個(gè)信息載波多值調(diào)制度低的用于傳輸附加信息的載波，和比上述信息載波多值調(diào)制度低的用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)，并將上述信息載波，用于傳輸附加信息的載波，用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)的解調(diào)電路，根據(jù)從上述解調(diào)電路輸出的上述用于傳輸附加信息的載波或上述用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)中至少其中一個(gè)的輸出，在同一個(gè)頻域內(nèi)的所定時(shí)刻間隔上表示的多個(gè)符號(hào)中，用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波的延遲檢波電路，和根據(jù)從上述延遲檢波電路輸出的檢波輸出信號(hào)，生成表示上述正交頻分多路傳輸信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的第一個(gè)S/N生成電路。
2.正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是它具備接收包含傳輸映像和聲音等的信息數(shù)據(jù)的信息載波，和用于推定傳輸路徑應(yīng)答的導(dǎo)頻信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)，并將上述信息載波，上述導(dǎo)頻信號(hào)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)的解調(diào)電路，根據(jù)從上述解調(diào)電路輸出的上述導(dǎo)頻信號(hào)，在同一個(gè)頻域內(nèi)的所定時(shí)刻間隔上表示的多個(gè)符號(hào)中，用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波的延遲檢波電路，和根據(jù)從上述延遲檢波電路輸出的檢波輸出信號(hào)，生成表示上述正交頻分多路傳輸信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的第一個(gè)S/N生成電路。
3.權(quán)利要求項(xiàng)1或2中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是上述解調(diào)電路具有對(duì)上述正交頻分多路傳輸信號(hào)進(jìn)行正交檢波的正交檢波電路，和通過快速傅氏變換將從上述正交檢波電路輸出的信號(hào)從時(shí)間軸上的數(shù)據(jù)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)的快速傅氏變換電路。
4.權(quán)利要求項(xiàng)1或2中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是它進(jìn)一步具備對(duì)從上述解調(diào)電路輸出的上述信息載波進(jìn)行解調(diào)和均衡的均衡電路，根據(jù)從上述均衡電路輸出的均衡輸出信號(hào)，生成表示上述正交頻分多路傳輸信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的第二個(gè)S/N生成電路，和與上述從第二個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值對(duì)應(yīng)，從上述第一個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值，和從上述第二個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值中選擇一個(gè)進(jìn)行輸出的選擇電路。
5.權(quán)利要求項(xiàng)1或2中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是它進(jìn)一步具備對(duì)從上述解調(diào)電路輸出的上述信息載波進(jìn)行解調(diào)和均衡的均衡電路，根據(jù)從上述均衡電路輸出的均衡輸出，生成表示上述正交頻分多路傳輸信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的第二個(gè)S/N生成電路，和與從上述第二個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值對(duì)應(yīng)，合成從上述第一個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值，和從上述第二個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值并進(jìn)行輸出的合成電路。
6.權(quán)利要求項(xiàng)1或2中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是它進(jìn)一步具備對(duì)從上述解調(diào)電路輸出的上述信息載波進(jìn)行解調(diào)和均衡的均衡電路，根據(jù)從上述均衡電路輸出的均衡輸出信號(hào)，檢測在上述信息載波中有無載波妨害的載波妨害檢測電路，和反映與來自上述載波妨害檢測電路的輸出信號(hào)對(duì)應(yīng)，由載波妨害在上述第一個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值中產(chǎn)生的載波惡化并進(jìn)行校正的校正電路。
7.權(quán)利要求項(xiàng)1或2中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是它進(jìn)一步具備根據(jù)從上述解調(diào)電路輸出的信號(hào)，對(duì)上述信息載波進(jìn)行解調(diào)和均衡，同時(shí)推定在上述時(shí)間軸上和頻率軸上的傳輸路徑應(yīng)答的均衡電路，根據(jù)在上述均衡電路推定的傳輸路徑應(yīng)答，檢測這個(gè)傳輸路徑應(yīng)答的頻率方向和時(shí)間方向的變動(dòng)的傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路，和與由上述傳輸路徑應(yīng)答變動(dòng)檢測電路檢測出的傳輸路徑應(yīng)答的變動(dòng)對(duì)應(yīng)，反映在從上述第一個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值上由上述變動(dòng)產(chǎn)生的惡化并進(jìn)行校正的校正電路。
8.權(quán)利要求項(xiàng)1或2中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是上述第一個(gè)S/N生成電路具有求上述檢波輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與上述檢波輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)的檢測電路，和對(duì)上述I分散值和Q分散值在頻率方向和時(shí)間方向上進(jìn)行平均求平均值的平均電路。
9.權(quán)利要求項(xiàng)4中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是上述第一個(gè)S/N生成電路備有求上述檢波輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與上述檢波輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)的檢測電路，和對(duì)上述I分散值和Q分散值在頻率方向和時(shí)間方向上進(jìn)行平均求平均值的平均電路，上述第二個(gè)S/N生成電路具有求上述均衡輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與上述均衡輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)的檢測電路，和對(duì)上述I分散值和Q分散值在頻率方向和時(shí)間方向上進(jìn)行平均求平均值的平均電路。
10.權(quán)利要求項(xiàng)5中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是上述第一個(gè)S/N生成電路具有求上述檢波輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與上述檢波輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)的檢測電路，和對(duì)上述I分散值和Q分散值在頻率方向和時(shí)間方向上進(jìn)行平均求平均值的平均電路，上述第二個(gè)S/N生成電路備有求上述均衡輸出I信號(hào)和基準(zhǔn)I信號(hào)的差分的平方值(I分散值)與上述均衡輸出Q信號(hào)和基準(zhǔn)Q信號(hào)的差分的平方值(Q分散值)的檢測電路，和對(duì)上述I分散值和Q分散值在頻率方向和時(shí)間方向上進(jìn)行平均求平均值的平均電路。
11.權(quán)利要求項(xiàng)4中記載的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置，它的特征是上述選擇電路判定從上述第二個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值有效還是無效，當(dāng)有效時(shí)選擇從上述第二個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值，當(dāng)無效時(shí)選擇從上述第一個(gè)S/N生成電路輸出的S/N值。
全文摘要
本發(fā)明提供能夠用解調(diào)信號(hào)的S/N值快速并且在廣大范圍內(nèi)檢測正確的接收品質(zhì)信號(hào)的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置。本發(fā)明的正交頻分多路傳輸信號(hào)接收裝置具有對(duì)包含傳輸映像和聲音等的信息數(shù)據(jù)的信息載波,比信息載波多值調(diào)制度低的用于傳輸附加信息的載波,和用于同步接收的導(dǎo)頻信號(hào)的OFDM信號(hào)進(jìn)行正交檢波的IQ解調(diào)電路14,通過快速傅氏變換將電路14的輸出從時(shí)間軸上的數(shù)據(jù)變換成頻率軸上的數(shù)據(jù)的FTT電路15,根據(jù)來自用于傳輸附加信息的載波或用于同步的導(dǎo)頻信號(hào)的電路15的輸出,在同一個(gè)頻域內(nèi)所定時(shí)刻間隔上表示的多個(gè)符號(hào)中,用進(jìn)行檢波的符號(hào)和這個(gè)符號(hào)的所定時(shí)刻前的符號(hào)進(jìn)行檢波的延遲檢波電路19,和根據(jù)從這個(gè)電路19的輸出,生成表示OFDM信號(hào)的接收品質(zhì)的S/N值的S/N生成電路40。
文檔編號(hào)H04L1/20GK1354581SQ01137690
公開日2002年6月19日 申請(qǐng)日期2001年11月16日 優(yōu)先權(quán)日2000年11月17日
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