專利名稱：移動通信系統(tǒng)中的近似mmse信道估計器的制作方法
背景本發(fā)明涉及到移動通信系統(tǒng)中的信道估計，并且更加特別涉及到能夠以較低計算強度來執(zhí)行這種信道估計的方法和裝置。
移動無線電話的特征尤其在于，基站(BS)與移動臺(MS)之間發(fā)射的無線信號是通過多條路徑進行傳播的。由于發(fā)射信號的不同射線在到達接收機天線之前有可能經(jīng)過不同的路徑，所以接收機接收到某些射線的時間要遲于其它的射線。這樣作為結(jié)果的信號中就包括發(fā)射信號的一個或者多個回波。當信號中被發(fā)送的信息包含數(shù)字符號時，這些回波就會被稱做符號間干擾(ISI)。ISI可以有害地影響接收機確定接收信號中的信息內(nèi)容的能力。
為了降低或者消除接收信號中的ISI，公知的方法是在接收機中使用均衡器?？梢詤⒖祭么a分多址接入(CDMA)技術(shù)區(qū)分與不同用戶關(guān)聯(lián)的信號的系統(tǒng)，對這種方法進行進一步的描述。然而應(yīng)該認識到，CDMA只是無線系統(tǒng)多種可行實例(例如時分多址接入，或“TDMA”就是另外一種實例)當中的一種，其中采用RAKE接收機或者均衡器去解決多徑傳播問題。
CDMA系統(tǒng)的基本思想就是通過唯一的擴展序列/碼來分離不同的用戶、基站以及服務(wù)。在一種CDMA系統(tǒng)中，要發(fā)送的信息數(shù)據(jù)流被加到更高速率的數(shù)據(jù)流(公知為簽名或者擴展序列)當中。典型地，這種簽名序列數(shù)據(jù)采用二進制，由此可以提供比特流。生成這種簽名序列的一種方法就是采用看上去具有隨機性，但又可以被授權(quán)接收機進行復制的偽噪聲(PN)過程。假設(shè)信息數(shù)據(jù)流和高比特速率簽名序列流的二進制數(shù)值分別由+1和-1來表示，則通過使這兩個比特流相乘，可以把這兩個比特流組合起來。這種更高比特速率信號與較低比特速率數(shù)據(jù)流的組合被稱做對該信息數(shù)據(jù)流信號的擴展。每個信息數(shù)據(jù)流或信道都被分配給一個唯一的簽名序列。
多個擴展信息信號去調(diào)制射頻載波(例如通過二進制相移鍵控BPSK)，然后做為組合信號被接收機聯(lián)合接收。各個擴展信號都與其它所有的擴展信號，以及噪聲相關(guān)信號在頻域和時域內(nèi)相互重疊。如果接收機被授權(quán)，則組合信號與其中一個唯一的簽名序列進行相關(guān)，并且可以分離并且解擴相應(yīng)的信息信號。如果采用正交相移鍵控(QPSK)調(diào)制，則簽名序列可以由復數(shù)(包括實部和虛部)構(gòu)成，其中實部和虛部被用于去調(diào)制處于相同頻率、但是相互之間的相位相差90°的兩個載波中相應(yīng)的一個。
傳統(tǒng)意義上說，一個簽名序列被用于代表信息的一個比特。接收該被發(fā)送序列或其補序列表示該信息比特是+1還是-1，有時也用“0”或“1”來表示。簽名序列通常包括N個比特，而且簽名序列的每個比特都被稱做“碼片”。整個N碼片長的序列(或者其補序列)被稱做一個被發(fā)送符號。常規(guī)接收機(例如RAKE接收機)使接收信號和已知簽名序列的復共軛進行相關(guān)，生成相關(guān)值。當?shù)玫捷^大的正相關(guān)值時，檢測到“0”；當?shù)玫捷^大的負相關(guān)值時，檢測到“1”。
那么可以理解到，擴展碼的速率(通常指碼片速率)要高于信息符號速率。碼速率除以信息符號速率被稱做擴展因子(Sf)。在利用不同擴展碼對若干用戶傳輸進行分離的系統(tǒng)中，用于分離這些用戶的擴展碼被稱做是長碼。在接收機中，通過對組合信號和所用擴展碼當中一個擴展碼的復共軛進行相關(guān)，就可以重新產(chǎn)生相應(yīng)的用戶信息，而其它用戶的相關(guān)信號可以被認為是噪聲。
為了克服移動無線信道中的多徑特性，RAKE接收機和射線搜索器是寬帶碼分多址接入(WCDMA)技術(shù)(在IMT2000的名義下進行標準化，參見例如IMT-2000研究委員會空中接口WG，SWG2，“Volume 3 Specifications of Air-interface for 3Gmobile System(第三卷3G移動系統(tǒng)的空中接口標準)”，版本0-3.1，1997年12月)中的兩個必需單元。

圖1中給出了示范RAKE接收機的實例。簡單來說，RAKE接收機的基本思想就是使輸入到一個相對簡單的接收機的無線信號的各個相關(guān)多徑分量之間實現(xiàn)同步。(參見例如1983年，McGraw-Hill出版的，J.G.Proakis的《Digital Communications(數(shù)字通信)》一書)。該簡單接收機通常被稱做一個RAKE分支設(shè)備。圖1的示范接收機中描述了六個RAKE分支101。不同的多徑分量被合理地假設(shè)為不相關(guān)。當假設(shè)成立并且使用足夠多的分支數(shù)量時，對分支進行最大比合并可以得到一種相當簡單但性能良好的接收機技術(shù)。
信道估計概述圖2中描述了示范W-CDMA方案內(nèi)的物理信道中所使用的整體幀結(jié)構(gòu)。被發(fā)送的基帶信號si，j，k可以由下式給出si，j，k＝ci，j，k·uj，k(1)其中ci，j，k是復擴展序列，以及uj，k表示時隙k當中的第j個復數(shù)符號。以上的符號給出了所關(guān)心的時隙k內(nèi)第j個符號當中的碼片i信號，其中i＝0，1，...Si-1以及j＝0，1，...，Ns-1。擴展因子由Sf給定，而且Ns是每時隙內(nèi)的符號個數(shù)。對于W-CDMA系統(tǒng)來說，碼片速率是每秒4.096e6個碼片(cbps)，以及Ns=2560Sf.----(2)]]>長碼在每一幀內(nèi)被循環(huán)重復。為了實現(xiàn)相干接收機，需要估計時隙k-nB內(nèi)每個符號j的(幅值和相位的)信道訛誤 。由于多徑分量的到達時間不同，所以對于每個多徑分量來說，其信道訛誤也相應(yīng)不相同。為了執(zhí)行最大比合并(MRC)，需要為每個與RAKE分支101同步的多徑分量估計信道訛誤。信道估計的第一步就是獲得每個時隙的基本信道估計值 。然后在m個連續(xù)基本信道估計值的基礎(chǔ)上，再得到時隙k-nB內(nèi)每個符號j的信道估計值 (其中m≥nB)。參數(shù)nB表示被緩存的時隙個數(shù)。多徑分量的信道特征分布要取決于環(huán)境，而且例如可以服從瑞利分布。連續(xù)基本信道估計值的幅度和相位的變化一方面取決于瑞利分布，而另一方面取決于多普勒頻率。
圖3中描述了與RAKE接收機的其中一個示范分支101相關(guān)的主要模塊。就其總體操作來說，RAKE分支101執(zhí)行擴展碼相關(guān)、符號積分、以及利用先驗已知導頻符號進行信道估計。然后利用信道估計值對于信道失真進行補償?，F(xiàn)在更加詳細地描述RAKE分支101的操作過程。
W-CDMA系統(tǒng)中的接收信號為
ri，j，k＝si，j，k·hi，j，k+ni，j，k(3)其中ni，j，k是調(diào)制作為方差為N0的復值加性白高斯噪聲(AWGN)的干擾。則經(jīng)過解擴的接收信號為rj,k=1Sf·Σi=0Sf-1c*i,j,k·(ci,j,k·uj,k·hi,j,k+ni,j,k)----(4)]]>rj，k＝uj，k·hj，k+nj，k在每個RAKE分支101中，與相應(yīng)路徑時延對齊的接收信號通過與復共軛碼ci，j，k*相乘進行解擴。在圖3的示范實施例當中，這一操作由第一乘法器401來完成。然后第一積分設(shè)備403執(zhí)行對一個符號的隨后的積分操作，以生成接收符號rj，k其中 也被認為是方差為N0/Sf的白高斯噪聲。與ni，j，k相比，該噪聲也相應(yīng)地被抑制Sf倍。對于W-CDMA系統(tǒng)來說，每個時隙當中最前面的Np個符號是先驗已知導頻符號。這Np個符號通過例如開關(guān)405，被路由到第二乘法器407。第二乘法器407實現(xiàn)接收到的導頻符號與先驗已知導頻符號復共軛uj，k*的相乘。然后該乘法所得到的乘積被傳送到第二積分設(shè)備409，其中生成時隙k的基本信道估計值 。從數(shù)學角度講，可以被表示為h~k=1Np·Σj=0Np-1u*j,k·(uj,k·hj,k+n~j,k)----(5)]]>h~k=h‾k+n^k]]>出于與上述描述的公式(4)中噪聲相類似的原因， 也被認為是方差為N0/(Np·Sf)的白高斯噪聲。
考慮精確信道估計器411，其中通過如下的線性組合裝置，利用多個基本信道估計值去獲得時隙k-nB內(nèi)符號j的信道估計值 h^j,k-nB=Gj·H~----Np<j≤Ns,----(6)]]>其中nB表示緩存的時隙個數(shù)。向量Gj是m個濾波器系數(shù)向量，該系數(shù)與符號j的精細信道估計值相關(guān)Gj＝[gk-m，…，gk-1，gk].(7) 是m個時隙的基本信道估計值向量H~=[h~k-m,…,h~k-1,h~k]T,----(8)]]>濾波器系數(shù)Gj使得下述均方誤差最小E{(hj,k-nB-Gj·H~)*(hj,k-nB-Gj·H~)},----(9)]]>其中E{}是公知的期望函數(shù)。
這樣就可以使得 的最小均方誤差(MMSE)估計器滿足條件E{(hj,k-nB-Gj·H~)·H~H}=0,----(10)]]>其中 表示矩陣 的Hermetian轉(zhuǎn)置(參見1991年，Addison Wesley19038出版的，Louis L. Scharf的《Statistical signal Processing，Detection，Estimation，and Time Series Analysis(統(tǒng)計信號處理、檢測、估計、以及時間序列分析)》一書)。該條件可以重寫為Rhh~-Gj·Rh~h~=0,----(11)]]>其中 是時隙k-nB內(nèi)符號j的信道估計值與m個基本信道估計值之間的互協(xié)方差，以及 是所有m個基本信道估計值之間的互協(xié)方差。濾波器系數(shù)Gj由下式給出Gj=Rhh~·Rh~h~-1,----(12)]]>為了有助于進一步的解釋，定義如下的定位函數(shù)p(j，k)p(j，k)＝Ts·(j·Sf+k·Ns)j＝0，1，…Ns(13)其中Ts是時隙k內(nèi)符號j的持續(xù)時間。而且信道的時間相關(guān)ρ(Δt)可以確定信道波動的快慢。如果假設(shè)信道hj，k的功率譜密度可以由Jakes模型給定(參見1974年IEEE出版的，W.C.Jakes的《Microwave MobileCommunications(微波移動通信)》一書)，則p(Δt)＝J0(2πfdΔt)，(14)其中J0(2πfdΔt)是零階的第一類貝塞兒函數(shù)，而且其中fd是多普勒頻率。在相關(guān)函數(shù)中應(yīng)用定位函數(shù)，Rhh~=|h‾|2·[ρ(p(j,k-nB)-p(1,k-m)),…,ρ(p(j,k-nB)-p(1,k))].----(15)]]>而且， 由下式給出Rh~h~=|h‾|2·ρ(0)+N0|h‾|2·SfNp…ρ(p(1,k-m)-p(1,k))………ρ(p(1,k)-p(1,k-m))…ρ(0)+N0|h‾|2·SfNp----(16)]]>
其中 是信道的平均功率，而且N0表示干擾的平均方差。則每符號的平均信號干擾比(SIR)可以定義為SIR=|h‾|2Sf·N0----(17)]]>那么可以看到，為了使RAKE分支101能夠工作，需要精確信道估計器411去確定濾波器系數(shù)Gj。然而直接根據(jù)公式(12)去計算濾波器系數(shù)的直接方法，會給接收機加上繁重的計算負擔。這主要是由于以下需要所造成的即執(zhí)行公式(12)中所指示的求逆矩陣操作，以及在每個時隙中都需要更新公式(6)中所用的濾波器系數(shù)Gj。這樣就需要一種能夠以低計算強度方式來確定信道估計值的技術(shù)和設(shè)備。
概述因此，本發(fā)明的目的在于提供一種能夠確定信道估計的技術(shù)和設(shè)備，而又沒有常規(guī)技術(shù)所帶來的繁重的計算負擔。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，上述和其它目的都可以通過在接收機內(nèi)確定通信信道估計值的方法和設(shè)備中得到實現(xiàn)，其中利用多項式來確定一組近似的濾波器系數(shù)。然后該近似濾波器系數(shù)被用于去確定該通信信道的估計值。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可以向其中已存儲有至少一組多項式系數(shù)的多項式系數(shù)表提供地址，來確定多項式的多項式系數(shù)。然后多項式系數(shù)表輸出端所提供的多項式系數(shù)被當做該多項式的多項式系數(shù)。
可以至少部分地從接收信號的多普勒頻率值中得到地址。在某些實施例中，這要包括對多普勒頻率值進行量化；并且利用經(jīng)過量化的多普勒頻率值做為地址。
仍然根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可以通過利用第二多項式去確定一組近似的多項式系數(shù)，來確定該多項式的多項式系數(shù)。然后，這些近似的多項式系數(shù)可以被用做多項式的一部分，該多項式被用于確定一組近似的濾波器系數(shù)。
又根據(jù)本發(fā)明的一個其它方面，用于確定該組近似濾波器系數(shù)的多項式可以是接收信號的信號干擾比的函數(shù)，以及是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
附圖簡述通過閱讀隨后的詳細說明，以及附圖，可以理解本發(fā)明的目的和好處，附圖中包括圖1是示范RAKE接收機的框圖；圖2是描述示范W-CDMA方案內(nèi)物理信道中所用的整體幀結(jié)構(gòu)的圖；圖3是RAKE接收機內(nèi)的示范RAKE分支的框圖；圖4是在不同信號干擾比和速度值條件下，描述時隙k-nB中符號j的Gj中的濾波器系數(shù)[gk-m，…，gk-1，gk]的示意圖；圖5是根據(jù)本發(fā)明的一個方面，包括示范信道估計器在內(nèi)的RAKE分支的框圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明的一個方面，包括示范信道估計器在內(nèi)的RAKE分支另一實施例的框圖；圖7是根據(jù)本發(fā)明的一個方面，使用均衡器的非擴展MA系統(tǒng)中的近似MMSE信道估計器的又一可選實施例的框圖。
詳細描述現(xiàn)在參考附圖來描述本發(fā)明的各項特征，其中類似的部分由相同的參考符號來標識。
在隨后的描述中，要參考到各種設(shè)備、單元以及類似的元素。應(yīng)該可以理解到，任何以及所有的這種設(shè)備、單元以及類似元素都可以以任何多種公知的技術(shù)去實施，其中包括利用一組存儲在計算機可讀存儲介質(zhì)(例如各種磁和光存儲介質(zhì))內(nèi)的、用于控制通用處理器的適當程序指令的實施，以及通過特別設(shè)計的專用硬件元素的實施。任何以及所有這種實施例，及其組合都被打算包含在隨后附圖和討論的覆蓋范圍之中。
從公式(6)中可以看到，濾波器Gj的特征在于(m，nB)，其中m是所使用的基本信道估計的數(shù)量，以及nB是被緩存的時隙個數(shù)。希望能夠避免公式(12)中直接計算所要求的計算負擔(主要是矩陣求逆)。確定計算所要求負擔的一個問題就是需要為每個時隙去更新公式(6)中所用的濾波器系數(shù)Gj。反過來在每個時隙中，這又要基于需要使用RAKE接收機當中的那些SIR最高的路徑。對于時隙k-nB內(nèi)的符號j來說，在瑞利衰落信道中，針對不同的SIR和速度值(v)(以每小時公里來測量)，去確定相應(yīng)的濾波器系數(shù)Gj中的[gk-m，…，gk-1，gk]，其結(jié)果可以參見圖4中所給出的曲線。分析表明，單個濾波器系數(shù)取值隨fd變化而變化的速度要快于隨SIR變化而變化的速度。
因此根據(jù)本發(fā)明的一個方面，公式(6)中所用的濾波器系數(shù)可以由下式給出的 來近似表示g^x=α(x,fd)NSIRN+α(x,fd)N-1SIRN-1…+α(x,fd)0----(18)]]>其中k-m≤x≤k。多項式 是N次多項式，并且在最小平方的條件下滿足數(shù)據(jù) 。本領(lǐng)域內(nèi)的一般技術(shù)人員都可以容易地理解如何去確定這種多項式的近似。而且還要考慮性能的優(yōu)劣以及實施的難易程度，來選擇多項式的次數(shù)N。然而，基本信道估計值的個數(shù)m以及多項式的次數(shù)N也可以是多普勒頻率fd和SIR估計值的函數(shù)?？紤]到多普勒頻率fd可以取任何值，多項式系數(shù) (其中N≤η≤0)只對下式給定的有限數(shù)量的 有效 當fd(ν0)＜fd＜fd(ν1) 當fd(ν2q)≤fd＜fd(ν2q+1)其中0≤λ≤q，以及fd(νφ)(其中0≤φ≤2q+1)是對應(yīng)于速度νφ的多普勒頻率?？梢詮男阅艿膬?yōu)劣以及實施的難易程度出發(fā)，來選擇量化級別數(shù)量q，以及是采用均勻分布或者非均勻分布的量化間隔。
圖5中給出根據(jù)本發(fā)明的一個方面，包括示范信道估計器在內(nèi)的RAKE分支的框圖。第一乘法器401、第一積分設(shè)備403、開關(guān)405、第二乘法器407以及第二積分設(shè)備409都可以按照圖3中所描述過程進行操作，所以在此不需要對這些元素進行重復討論。為了生成信道估計值，需要提供一個多普勒估計器601，其中在接收信號rj，k和/或基本信道估計值hk的基礎(chǔ)上，利用已知技術(shù)去確定多普勒頻率。然后多普勒頻率fd被送到量化設(shè)備603，其操作過程可以參見公式(19)中的描述。然后經(jīng)過量化的多普勒頻率 被提供用做多項式系數(shù)表605的至少一部分地址，該表在其輸出端生成N+1個系數(shù) ，這些系數(shù)又被送到多項式近似單元607。除了從經(jīng)過量化的多普勒頻率 中所得到的部分地址之外，最好還可以通過如下方式得到地址，即從用于標識要生成哪一個近似濾波器系數(shù)的指示符得到地址，以及進一步從用于識別精確信道估計針對哪個符號的索引值j中得到地址。
SIR估計器609也被提供去基于接收信號rj，k和/或基本信道估計值 來生成SIR估計值。SIR估計器609可以根據(jù)公知技術(shù)進行操作，所以在此不必作詳細描述。估計到的SIR值被提供給多項式近似單元607。
該多項式近似單元607根據(jù)公式(18)進行操作，以生成近似的濾波器系數(shù) ，這些系數(shù)又被提供給精確信道估計濾波器611。該精確信道估計濾波器611還從第二積分設(shè)備409中接收基本信道估計值 ，并且根據(jù)公式(6)操作去生成信道估計值 ，在變?yōu)槠鋸凸曹?12后，用于與接收信號信息(已存儲在緩存區(qū)613內(nèi))相乘(例如通過乘法器615)，其目的在于在與來自其它RAKE分支經(jīng)過補償?shù)男盘栃畔⑦M行組合之前，對該信道訛誤進行補償。
做為對多普勒頻率fd進行量化以及隨后查找表操作的代替方法，多項式系數(shù)α(x，fd)η自身可以由第二多項式實現(xiàn)近似α^(x,fd)η=β(x,j)zfdz+β(x,j)z-1fdz-1…+β(x,j)0----(20)]]>其中 是z次多項式，并且在最小平方的意義上滿足數(shù)據(jù) 。本領(lǐng)域內(nèi)的一般技術(shù)人員可以容易地理解如何確定這種多項式的近似。應(yīng)該根據(jù)性能的優(yōu)劣和實施的難易程度來選擇多項式的次數(shù)z。
圖6中描述了這種可選實施例的框圖。第一乘法器401、第一積分設(shè)備403、開關(guān)405、第二乘法器407、第二積分設(shè)備409、多普勒估計器601、SIR估計器609、多項式近似單元607、精確信道估計濾波器611以及乘法器615都按照圖5中描述的來進行操作，所以在此不必重復討論?？蛇x實施例中利用多項式系數(shù)表701和系數(shù)生成器703來代替圖5中所描述的量化設(shè)備603和多項式系數(shù)表605。多項式系數(shù)表701中已存儲系數(shù)β(x，j)z，…β(x，j)0，這些系數(shù)被提供給系數(shù)生成器703。進入多項式系數(shù)表701的地址最好可以通過如下方法得到，即從用于標識要生成哪一個近似濾波器系數(shù)的指示符中得到地址，以及從用于識別精確信道估計針對哪個符號的索引值j中得到地址。
系數(shù)生成器703還從多普勒估計器601中接收所估計到的多普勒頻率fd，并且根據(jù)公式(20)進行操作，以生成估計系數(shù) ，這些系數(shù)被提供給多項式近似單元607。量化過程的其余部分都根據(jù)上述圖5中的描述來進行操作。
在本發(fā)明的另一實施例中，一種或多種上述描述的近似基于MMSE的信道估計也能夠被用于使用均衡器的非擴展頻譜多址接入(MA)系統(tǒng)。類似于公式(3)，非擴展頻譜MA系統(tǒng)中的接收信號可以被描述為rj,k=Σi=0L-1uj-τ1,k·hi,j,k+n~j,k,----(21)]]>(參見1983年McGraw-Hill出版的，J.G.Proakis著的《DigitalCommunications(數(shù)字通信)》一書)，其中hi，j，k是時隙k內(nèi)符號j針對不同時延τj，(0≤i≤L-1)的信道。符號uj，k是時隙k中的被發(fā)送符號j-τj。類似于公式(5)，需要為每個時隙做出L個基本信道估計值。相應(yīng)地在這種情況下，公式(6)中的 變?yōu)殚L度為L的向量 。類似地，Gj變?yōu)閗×L階的矩陣， 變?yōu)長×k階的矩陣，而且 變?yōu)殚L度為L的向量 。通過這種推廣，上述公式(3)到公式(27)所描述的計算對于公式(21)中所描述的非擴展頻譜系統(tǒng)模型來說也是有效的。
圖7中描述了使用均衡器的非擴展MA系統(tǒng)中的近似MMSE信道估計器的示范實施例。除了由非擴展MA系統(tǒng)所導致的基本信道估計器801和均衡器803中的必需差別之外，該實施例與圖6中所描述的實施例相類似，其中多項式不僅被用于去近似精確信道估計濾波器611所使用的濾波器系數(shù)[gk-m，…gk-1，gk]，而且該多項式近似的系數(shù)自身可以由系數(shù)生成器703中的多項式近似值來決定。當然在本發(fā)明的又一個實施例中，系數(shù)生成器703和多項式系數(shù)表701可以以圖5中描述的方式由量化設(shè)備603和多項式系數(shù)表605所代替。
以上參考特定的實施例對本發(fā)明進行了描述。然而很明顯對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可能呈現(xiàn)為特定形式，而不是上述的優(yōu)選實施例。但這在不脫離本發(fā)明的精神的情況下進行。無論如何，優(yōu)選實施例僅僅是出于說明的目的，并不應(yīng)該認為是限制本發(fā)明。本發(fā)明的覆蓋范圍在隨后的權(quán)利要求中給出，而不是上述的說明中，而且所有處于權(quán)利要求范圍之內(nèi)的變化和等效內(nèi)容都打算被包含于此。
權(quán)利要求
1.一種用于在接收機中確定通信信道估計值的方法，包括如下步驟利用多項式去確定一組近似的濾波器系數(shù)；以及利用近似的濾波器系數(shù)去確定該通信信道估計值。
2.權(quán)利要求1的方法，還包括如下步驟通過向已存儲至少一組多項式系數(shù)的多項式系數(shù)表提供地址，來確定該多項式的多項式系數(shù)；以及利用多項式系數(shù)表輸出端所提供的多項式系數(shù)做為該多項式的多項式系數(shù)。
3.權(quán)利要求2的方法，還包括至少部分地從接收信號的多普勒頻率值中得到地址的步驟。
4.權(quán)利要求3的方法，其中從接收信號的多普勒頻率值中得到地址的步驟中包括步驟對該多普勒頻率值進行量化；以及利用經(jīng)過量化的多普勒頻率值做為地址。
5.權(quán)利要求1的方法，還包括步驟通過利用第二多項式去確定一組近似的多項式系數(shù)，來確定該多項式的多項式系數(shù)；以及利用該近似的多項式系數(shù)做為多項式的一部分，該多項式被用于確定一組近似的濾波器系數(shù)。
6.權(quán)利要求1的方法，其中被用于確定該組近似濾波器系數(shù)的多項式是接收信號的信號干擾比的函數(shù)，以及是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
7.權(quán)利要求1的方法，其中多項式的次數(shù)是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
8.權(quán)利要求1的方法，其中多項式的次數(shù)是接收信號的信號干擾比估計值的函數(shù)。
9.權(quán)利要求1的方法，其中該組近似濾波器系數(shù)中包括多個(m個)近似濾波器系數(shù)，其中m是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
10.權(quán)利要求1的方法，其中該組近似濾波器系數(shù)中包括多個(m個)近似濾波器系數(shù)，其中m是接收信號的信號干擾比估計值的函數(shù)。
11.一種用于在接收機中確定通信信道估計值的設(shè)備，包括利用多項式去確定一組近似濾波器系數(shù)的裝置；以及利用近似的濾波器系數(shù)去確定該通信信道估計值的裝置。
12.權(quán)利要求11的設(shè)備，還包括用于確定多項式的多項式系數(shù)的裝置，該裝置中包括其中已存儲至少一組多項式系數(shù)的多項式系數(shù)表；用于向該多項式系數(shù)表提供地址的裝置；以及利用該多項式系數(shù)表輸出端所提供的多項式系數(shù)做為該多項式的多項式系數(shù)的裝置。
13.權(quán)利要求12的設(shè)備，還包括用于至少部分地從接收信號的多普勒頻率值中得到地址的裝置。
14.權(quán)利要求13的設(shè)備，其中用于從接收信號的多普勒頻率值中得到地址的裝置中包括用于對該多普勒頻率值進行量化的裝置；以及利用經(jīng)過量化的多普勒頻率值做為地址的裝置。
15.權(quán)利要求11的設(shè)備，還包括通過利用第二多項式去確定一組近似的多項式系數(shù)以確定該多項式的多項式系數(shù)的裝置；以及用于利用該近似的多項式系數(shù)做為該多項式的一部分的裝置，該多項式被用于確定該組近似的濾波器系數(shù)。
16.權(quán)利要求11的設(shè)備，其中被用于確定該組近似濾波器系數(shù)的多項式是接收信號的信號干擾比的函數(shù)，以及是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
17.權(quán)利要求11的設(shè)備，其中多項式的次數(shù)是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
18.權(quán)利要求11的設(shè)備，其中多項式的次數(shù)是接收信號的信號干擾比估計值的函數(shù)。
19.權(quán)利要求11的設(shè)備，其中該組近似的濾波器系數(shù)中包括多個(m個)近似濾波器系數(shù)，其中m是接收信號的多普勒頻率的函數(shù)。
20.權(quán)利要求11的設(shè)備，其中該組近似的濾波器系數(shù)中包括多個(m個)近似濾波器系數(shù)，其中m是接收信號的信號干擾比估計值的函數(shù)。
全文摘要
在移動通信系統(tǒng)中執(zhí)行信道估計。為了降低計算負擔,并且由此降低功率消耗,可以針對多普勒以及SIR的變化,利用多項式去近似基于最小均方誤差(MMSE)的信道估計器?？梢岳貌檎冶韥硖峁┒囗検降南禂?shù)。根據(jù)本發(fā)明的另一個方面,多項式的系數(shù)自身可以由第二多項式來近似得到。
文檔編號H04B3/04GK1346547SQ0080564
公開日2002年4月24日 申請日期2000年2月4日 優(yōu)先權(quán)日1999年2月9日
發(fā)明者B·林多夫, C·厄斯貝里 申請人:艾利森電話股份有限公司