專利名稱：擴(kuò)展頻譜接收裝置及接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及擴(kuò)展頻譜接收裝置，特別涉及檢測適于瑞克(RAKE)合成的信號(hào)的瑞克合成信號(hào)的檢測。
在移動(dòng)通信的環(huán)境中，一部分發(fā)送信號(hào)因高樓大廈等建筑物或地形的反射、折射、散射而經(jīng)由不同的路線，在不同的時(shí)間到達(dá)接收側(cè)。例如，經(jīng)建筑物反射后到達(dá)接收側(cè)的反射波與從發(fā)送側(cè)直接到達(dá)接收側(cè)的直接波相比，因路線長故延遲到達(dá)。反射波等延遲到達(dá)的延遲波與直接波到達(dá)的時(shí)間差大概是幾十微秒左右。把從發(fā)送側(cè)到接收側(cè)的信號(hào)路線稱作路徑。把發(fā)送信號(hào)經(jīng)由多個(gè)路徑到來的通信環(huán)境稱作多路徑。在多路徑環(huán)境下，因同一擴(kuò)展頻譜接收信號(hào)到達(dá)時(shí)間不同，故接收側(cè)接收的是延遲時(shí)間不同的多個(gè)路徑的信號(hào)重疊在一起的復(fù)合波。在移動(dòng)體通信中，因發(fā)送側(cè)或接收側(cè)是移動(dòng)的，故相位合成的狀態(tài)經(jīng)常變化，發(fā)生復(fù)合波的振幅變化的衰落現(xiàn)象。
瑞克接受機(jī)對接收的復(fù)合波進(jìn)行逆擴(kuò)展，再利用合成器對從分離成規(guī)定的5個(gè)信號(hào)的多個(gè)瑞克指針輸出的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成(最大比合成)，進(jìn)行與接收信號(hào)電平對應(yīng)的加權(quán)。通過進(jìn)行瑞克接收，可以提高接收的多路徑信號(hào)對熱噪聲或干擾的信號(hào)功率比，可以實(shí)現(xiàn)分集接收。但是，為了從復(fù)合波中逆擴(kuò)展出各路徑信號(hào)再進(jìn)行瑞克合成，有必要選擇多個(gè)適合于瑞克合成的路徑的信號(hào)。
適合于瑞克合成的路徑的信號(hào)的選擇使用利用接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)和規(guī)定的參考擴(kuò)展碼計(jì)算的相關(guān)值和對每一個(gè)延遲時(shí)間采樣點(diǎn)示出的延遲曲線進(jìn)行。信息信號(hào)包含在延遲曲線的采樣點(diǎn)中的相關(guān)功率值大的信號(hào)中。因此，適合于瑞克合成的路徑的信號(hào)的選擇變成選擇相關(guān)功率值大的采樣點(diǎn)。例如，在具有3組逆擴(kuò)展的瑞克指針擴(kuò)展頻譜接收裝置的情況下，因能進(jìn)行瑞克合成的路徑數(shù)是3個(gè)路徑，故如

圖18所示，有通過按相關(guān)值大小的順序檢測3個(gè)采樣點(diǎn)來選擇路徑的信號(hào)的方法。
若與圖18所示的采樣點(diǎn)間的熱噪聲和干擾沒有時(shí)間相關(guān)性，則按相關(guān)值大小的順序檢測出采樣點(diǎn)，與檢測出的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間對應(yīng)分別對已逆擴(kuò)展的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，這樣，用瑞克合成后的干擾+熱噪聲規(guī)格化了信號(hào)功率Sc最大，可以用下式表示。Si表示第i個(gè)檢出路徑時(shí)間中的相關(guān)功率值。Sc=Σi=13Si]]>但是，因與實(shí)際的采樣點(diǎn)間的熱噪聲和干擾有時(shí)間相關(guān)性，若單純地對按相關(guān)值大小的順序檢測出的路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，則信號(hào)功率Sc會(huì)是較小的值。具體地說，如下式所示。只是，S＝(S1、S2、S3)T。此外，Si表示與時(shí)間對應(yīng)的相關(guān)值。Sc=(sTs)2sTRs]]>R=ρ1.1ρ1.2ρ1.3ρ2.1ρ2.2ρ2.3ρ3.1ρ3.2ρ3.3]]>ρij表示時(shí)間i、j間的噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)系數(shù)。即，檢測出的采樣點(diǎn)的間隔越窄，換言之，到達(dá)接收側(cè)的時(shí)刻越接近(延遲曲線上延遲時(shí)間接近時(shí))，信號(hào)間的熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)越大。為了排除采樣點(diǎn)間的熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)的影響，使利用干擾+熱噪聲規(guī)格化后的信號(hào)功率大，如圖19所示，有從延遲時(shí)間離開已檢出的采樣點(diǎn)足夠遠(yuǎn)的采樣點(diǎn)開始按順序檢測相關(guān)值大的采樣點(diǎn)的方法。
此外，特開平10-336072號(hào)公報(bào)公開的先有發(fā)明在圖20所示的延遲曲線上，選擇相關(guān)值大的采樣點(diǎn)來檢測第1路徑(圖20(a))。接著，把相對已檢測的采樣點(diǎn)位于±K個(gè)(K是自然數(shù))范圍之內(nèi)的采樣點(diǎn)排出在選擇對象之外，從±K個(gè)(K是自然數(shù))范圍之外的采樣點(diǎn)中選擇相關(guān)值最大的采樣點(diǎn)，從而檢測出第2路徑(圖20(b))。接著，從相對第2路徑的采樣點(diǎn)在±K個(gè)(K是自然數(shù))范圍之外的采樣點(diǎn)中選擇相關(guān)值最大的采樣點(diǎn)，從而檢測出第2路徑(圖20(c))。如以上說明的那樣，也有把選擇的采樣點(diǎn)的間隔設(shè)為K個(gè)樣品以上來選擇適合于瑞克合成的路徑的方法。
此外，特開平10-308688號(hào)公報(bào)公開的先有發(fā)明示出了一種方法，為了排除衰落變動(dòng)和收發(fā)載波頻率偏差的影響3而進(jìn)行平均，在進(jìn)行功率變換后進(jìn)行循環(huán)積分作成延遲曲線。接著求出理想的接收信號(hào)和參考代碼的逆擴(kuò)展結(jié)果的理論值，通過從延遲曲線中減去已利用偽相關(guān)除去部除去了相關(guān)值的最大振幅的部分，使延遲曲線成為脈沖狀，從而檢測出PAKE合成路徑。
如以上說明的那樣，在多路徑環(huán)境下發(fā)送的擴(kuò)展頻譜信號(hào)經(jīng)由多個(gè)路徑在不同時(shí)間到達(dá)，所以，接收側(cè)接收的是延遲時(shí)間不同的信號(hào)重疊后的復(fù)合波。因此，為了除去多路徑衰落的影響，有必要在計(jì)算規(guī)定的參考擴(kuò)展碼和接收的復(fù)合信號(hào)的相關(guān)值后作成的延遲曲線上選擇相當(dāng)于PAKE指針個(gè)數(shù)那么多的路徑信號(hào)，通過與已選擇的路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)對復(fù)合波進(jìn)行逆擴(kuò)展來分離路徑信號(hào)，通過對已分離的路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，來改善信號(hào)功率對干擾+熱噪聲的比。因此，為了使因瑞克合成而得到的信號(hào)功率比的改善效果最佳，如何選擇適合于瑞克合成的路徑信號(hào)相當(dāng)重要。
例如，當(dāng)選擇的路徑間的熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)非常大時(shí)，因瑞克合成而得到的信號(hào)功率比的改善效果差。此外，也有通過瑞克合成反而使信號(hào)功率特性變差的情況。這樣，因瑞克合成而得到的信號(hào)功率比的改善效果在很大程度上依賴于各路徑信號(hào)的熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)。此外，因?qū)?gòu)成瑞克合成解調(diào)器的PAKE指針個(gè)數(shù)有限制，所以，對熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)大的信號(hào)不進(jìn)行瑞克合成而對熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)小的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成比單純按相關(guān)值大小的順序進(jìn)行合成的效果大。
若按照特開平10-336072號(hào)公報(bào)公開的先有發(fā)明，因把相對作為第1路徑檢測的采樣點(diǎn)位于±K個(gè)范圍之內(nèi)的采樣點(diǎn)排出在第2路徑的選擇對象之外，故即使是通過瑞克合成可以改善特性的采樣點(diǎn)也存在不能作為第2路徑檢測出來的問題。進(jìn)而，若相關(guān)值大而不管熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)如何，就把相對作為第1路徑檢測的采樣點(diǎn)位于±K個(gè)范圍之外的采樣點(diǎn)作為第2路徑檢測出來，所以，有可能通過瑞克合成而使特性變差。即，因先有發(fā)明沒有考慮熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)就檢測出各路徑，故若與已檢測出的各路徑的信號(hào)延遲時(shí)間對應(yīng)對已逆擴(kuò)展的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，則有可能反而使信號(hào)特性變差。
此外，若按照特開平10-308688號(hào)公報(bào)公開的先有發(fā)明，對功率進(jìn)行變換后進(jìn)行循環(huán)積分來作成延遲曲線。但是，因該延遲曲線沒有考慮功率變換后的影響，故不能檢測出最適合于瑞克合成的路徑。此外，若按照特開平10-308688號(hào)公報(bào)公開的先有發(fā)明，將延遲曲線作成脈沖狀后再檢測出瑞克合成路徑。但是存在這樣的問題，即，即使是通過瑞克合成能夠改善特性的路徑也被舍掉，而只要功率大即使通過瑞克合成而特性變差的路徑也被檢測出來。此外，對電壓電平進(jìn)行循環(huán)相加，用電壓電平對延遲曲線進(jìn)行校正，但在電壓電平的延遲曲線的信號(hào)相對干擾的比值差的情況下，進(jìn)行校正很困難。
當(dāng)使用擴(kuò)展碼比符號(hào)周期長的長周期擴(kuò)展碼或已知的發(fā)送符號(hào)序列的長度長時(shí)，求接收信號(hào)和參考代碼的逆擴(kuò)展結(jié)果的理論值的計(jì)算量大，裝置規(guī)模變大。因此，由于在檢測瑞克合成路徑時(shí)間時(shí)進(jìn)行的龐大的運(yùn)算處理而使功耗增大。例如，若考慮在城市市區(qū)的蜂窩半徑為10km，芯片速度為4MHz左右，則有必要考慮使用256個(gè)芯片來進(jìn)行延遲擴(kuò)展，必需以4倍的過采樣來工作和需要對1024×1024左右的行列式進(jìn)行逆變換。這對于跟蹤高速移動(dòng)的移動(dòng)站的傳輸環(huán)境來檢測出適合于瑞克合成的路徑信號(hào)來說，計(jì)算量太大，而且不現(xiàn)實(shí)。此外，有時(shí)，還不能保證逆行列式的必定存在，逆行列式不存在就檢測不出瑞克合成路徑時(shí)間。
此外，若按照特開平10-308688號(hào)公報(bào)公開的先有發(fā)明，因校正延遲曲線的偽相關(guān)除去部和檢測瑞克合成路徑的同步檢測部分別單獨(dú)構(gòu)成，故存在硬件規(guī)模大功耗大的問題。
本發(fā)明是為了解決上述問題提出的，其目的在于提供一種擴(kuò)展頻譜接收裝置，在考慮熱噪聲和干擾的時(shí)間相關(guān)后再選擇適合于瑞克合成的路徑信號(hào)，同時(shí)，通過對已選擇的路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，來改善信號(hào)功率對熱噪聲的比。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置包括延遲曲線校正裝置，該延遲曲線校正裝置具有計(jì)算延遲曲線的相關(guān)功率值的平均值的平均值計(jì)算裝置，從上述延遲曲線中的最大相關(guān)功率值中減去由上述平均值計(jì)算裝置計(jì)算的平均值，再將其差值與校正系數(shù)相乘。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有將相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值進(jìn)行比較并判定相關(guān)功率值是否大于規(guī)定的閾值的閾值判定裝置，還具有延遲曲線作成裝置，根據(jù)比上述閾值大的相關(guān)功率值作成延遲曲線。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置包括延遲曲線作成裝置，該延遲曲線作成裝置具有相關(guān)功率值存儲(chǔ)裝置和延遲時(shí)間存儲(chǔ)裝置，相關(guān)功率值存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)利用閾值判定裝置判定比閾值大的相關(guān)功率值的信號(hào)的相關(guān)功率值，延遲時(shí)間存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)比上述閾值大的相關(guān)功率值的信號(hào)的延遲時(shí)間。
本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法是從利用接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)和參考擴(kuò)展碼的相關(guān)值作成的延遲曲線中檢測出多個(gè)相關(guān)值大的信號(hào)，使用與已檢測出的信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲了的逆擴(kuò)展碼對從上述接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)分離出來的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成的擴(kuò)展頻譜接收方法，包括利用已將上述相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值作成延遲曲線的延遲曲線作成工序；從在該延遲曲線作成工序中作成的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間的第1瑞克合成信號(hào)檢測工序；測定在該第1瑞克合成信號(hào)檢測工序中檢測出的延遲時(shí)間和上述延遲曲線的其它信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差，在利用干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)預(yù)先計(jì)算出來并按偏差存儲(chǔ)的校正系數(shù)中，使用與上述偏差對應(yīng)的校正系數(shù)和上述第1瑞克合成信號(hào)檢測工序檢測出的相關(guān)功率值，對上述延遲曲線進(jìn)行校正的延遲曲線校正工序；從在該延遲曲線校正工序中校正過的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間的第2瑞克合成信號(hào)檢測工序。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法包含延遲曲線校正工序，在計(jì)算延遲曲線的相關(guān)功率值的平均值的同時(shí)，使用計(jì)算的平均值去校正上述延遲曲線的相關(guān)功率值。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法包含延遲曲線作成工序，在將相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值比較的同時(shí)，根據(jù)相關(guān)功率值比上述閾值大的信號(hào)作成延遲曲線。
圖2是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)1的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器的構(gòu)成的方框圖。
圖3是表示相關(guān)值運(yùn)算結(jié)果的圖。
圖4是表示電壓循環(huán)積分的結(jié)果的圖。
圖5是表示已作成的延遲曲線的圖。
圖6是說明第1路徑檢測使用的延遲曲線和第1路徑檢測的說明圖。
圖7是說明第2路徑檢測使用的延遲曲線和第2路徑檢測的說明圖。
圖8是說明第3路徑檢測使用的延遲曲線和第3路徑檢測的說明圖。
圖9是表示瑞克合成解調(diào)器的構(gòu)成的方框圖。
圖10是說明本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法中的瑞克合成信號(hào)檢測方法的流程圖。
圖11是說明延遲曲線校正工序的內(nèi)容的流程圖。
圖12是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)2的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器的構(gòu)成的圖方框圖。
圖13是表示加上噪聲功率和干擾功率后的延遲曲線的圖。
圖14是說明延遲曲線校正工序的內(nèi)容的流程圖。
圖15是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)3的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器的構(gòu)成的圖方框圖。
圖16是表示延遲曲線的連續(xù)測定例的圖。
圖17是說明延遲曲線作成工序的流程圖。
圖18是表示一例先有的路徑檢測的說明圖。
圖19是表示一例先有的路徑檢測的說明圖。
圖20是表示一例先有的路徑檢測的說明圖。
圖1是表示本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置的構(gòu)成的圖方框圖。圖2是表示瑞克合成路徑時(shí)間檢測器的構(gòu)成的圖方框圖。在圖1中，1是天線，2是RF放大器，3A、3B是混頻器，4是本機(jī)振蕩器，5是90°移相器，6A、6B是低通濾波器，7A、7B是A/D變換器，8是瑞克合成路徑時(shí)間檢測器，9是瑞克合成解調(diào)器，10是數(shù)字處理電路。
其次，說明構(gòu)成和動(dòng)作。本機(jī)振蕩器4向混頻器3A、3B供給頻率與希望信號(hào)的頻率大致相等的本振信號(hào)。在混頻器3B和本機(jī)振蕩器4之間設(shè)有90°移相器5。該90°移相器5使從本機(jī)振蕩器4輸出的本振信號(hào)移相90度后輸出給混頻器3B。此外，在混頻器3A、3B中，除本振信號(hào)之外，還輸入經(jīng)天線1輸入并經(jīng)RF放大器2放大后分成2個(gè)波段的接收復(fù)合信號(hào)?；祛l器3A、混頻器3B、本機(jī)振蕩器、90°移相器5對接收的擴(kuò)展頻譜信號(hào)進(jìn)行正交檢波后輸出I波段基帶信號(hào)和Q波段基帶信號(hào)。
低通濾波器6A從混頻器3A輸入I波段基帶信號(hào)，低通濾波器6B從混頻器3B輸入Q波段基帶信號(hào)。低通濾波器6A和低通濾波器6B對I波段基帶信號(hào)和Q波段基帶信號(hào)進(jìn)行里濾波，然后取出希望信號(hào)。濾波后的I波段基帶信號(hào)和Q波段基帶信號(hào)輸出給A/D變換器7A、7B，將模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)。
A/D變換器7A和A/D變換器7B對作為模擬信號(hào)的I波段基帶信號(hào)和Q波段基帶信號(hào)進(jìn)行采樣等處理，再變換成數(shù)字信號(hào)，并將I波段數(shù)字信號(hào)和Q波段數(shù)字信號(hào)輸出給瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8和瑞克合成解調(diào)器9。
其次，說明瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8和瑞克合成解調(diào)器9。在多路徑環(huán)境下發(fā)送來的擴(kuò)展頻譜信號(hào)經(jīng)由多個(gè)路徑在不同的時(shí)間到達(dá)，所以，在接收側(cè)接收延遲時(shí)間不同的信號(hào)重疊后的復(fù)合波，對此已作了說明。因此，為了除去多路徑衰落的影響，有必要利用計(jì)算規(guī)定的參考擴(kuò)展碼和I波段、Q波段數(shù)字信號(hào)(這時(shí)是包含多個(gè)路徑的信號(hào)的復(fù)合信號(hào))的相關(guān)值后作成的延遲曲線，選擇相當(dāng)于瑞克指針個(gè)數(shù)那么多的適合于瑞克合成的路徑信號(hào)，通過與已選擇的路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)對復(fù)合波進(jìn)行逆擴(kuò)展來分離路徑的信號(hào)，并對已分離的路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成。
瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8作成延遲曲線并選擇適合于瑞克合成的路徑信號(hào)，同時(shí)，將選擇的信號(hào)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出。瑞克合成解調(diào)器9使用與瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8檢測出的路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲后的逆擴(kuò)展碼對復(fù)合波進(jìn)行逆擴(kuò)展來分離規(guī)定的路徑信號(hào)，并對已分離的路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，同時(shí)，進(jìn)行信息解調(diào)。瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8將檢測出的路徑信號(hào)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9，瑞克合成解調(diào)器9通過使用與瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8輸出的延遲控制信號(hào)對應(yīng)延遲后的逆擴(kuò)展碼，對復(fù)合波進(jìn)行逆擴(kuò)展并對已逆擴(kuò)展的各路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，可以改善信號(hào)功率對干擾+熱噪聲的比，使其成為最佳值。在瑞克合成解調(diào)器9中進(jìn)行逆擴(kuò)展和瑞克合成，在利用數(shù)字處理電路10對信息解調(diào)后的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行誤碼糾正等處理后，可以再現(xiàn)信息信號(hào)。
圖2是表示圖1所示的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8的構(gòu)成的方框圖。在圖2中，11是匹配濾波器，12是電壓循環(huán)積分器，13是功率變換器，14是切換裝置，15是加法器，16是功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器，17是地址生成裝置，18是最大值檢測器，19是偏差測定器，20是校正系數(shù)ROM，21是乘法器。圖2所示的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8一邊在計(jì)算規(guī)定的參考擴(kuò)展碼和I波段、Q波段數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的相關(guān)值并作成延遲曲線的延遲曲線作成模式和選擇相當(dāng)于瑞克指針個(gè)數(shù)那么多的適合于瑞克合成的路徑信號(hào)的瑞克合成路徑時(shí)間檢測模式中進(jìn)行切換，一邊工作。
其次，說明圖2所示的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8的構(gòu)成和動(dòng)作。作成延遲曲線時(shí)，切換裝置14在功率變換器13和加法器15之間進(jìn)行切換以便形成信號(hào)路徑。在延遲曲線作成模式中，從A/D變換器7A輸出的I波段數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)和從A/D變換器7B輸出的Q波段數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)輸入匹配濾波器11。匹配濾波器11進(jìn)行規(guī)定的參考擴(kuò)展碼和I波段、Q波段數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的相關(guān)運(yùn)算并在每一個(gè)采樣點(diǎn)上向電壓循環(huán)積分器12輸出相關(guān)值。匹配濾波器11是橫向?yàn)V波器，具有數(shù)據(jù)移位寄存器，作為橫向?yàn)V波器的加權(quán)系數(shù)輸入?yún)⒖紨U(kuò)展碼，在每一個(gè)采樣點(diǎn)上輸出相關(guān)值。
圖3是表示匹配濾波器11的輸出的圖。在圖3中，(a)、(b)、(c)、(d)分別是不同時(shí)間的匹配濾波器11的輸出。但是，在匹配濾波器11的輸出級熱噪聲和其它波段的干擾大，幾乎觀測不到信號(hào)成分。因此，電壓循環(huán)積分器12進(jìn)行循環(huán)積分，使圖3(a)～(d)所示的每一個(gè)采樣點(diǎn)從匹配濾波器輸出的相關(guān)值與每一個(gè)延遲時(shí)間匹配，使信號(hào)功率對干擾和熱噪聲的比得到改善。圖4是表示電壓循環(huán)積分器12的輸出的圖。電壓循環(huán)積分器12中的循環(huán)積分結(jié)果在圖4中出現(xiàn)比圖3更尖銳的尖峰，可以觀測到象是信號(hào)的電平。即，利用電壓循環(huán)積分可以改善信號(hào)功率對干擾和熱噪聲的比，盡管不是很理想。
為了改善電壓循環(huán)積分器12輸出的相關(guān)值的信號(hào)功率對干擾和熱噪聲的比，有必要進(jìn)一步進(jìn)行電壓循環(huán)積分。但是，由于衰落變動(dòng)和收發(fā)之間的載波頻率偏差的影響，即使再進(jìn)行電壓循環(huán)積分也不能同相相加。因此，功率計(jì)算器13對每一個(gè)延遲時(shí)間將相關(guān)值變換成功率，經(jīng)切換裝置14輸出給加法器15和功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16。而且，加法器15和功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16進(jìn)行功率循環(huán)積分，使從功率計(jì)算器13輸出的相關(guān)功率值與每一個(gè)延遲時(shí)間匹配，由此，可以進(jìn)一步使信號(hào)功率對干擾和熱噪聲的比得到改善。通過循環(huán)積分使信號(hào)功率對干擾和熱噪聲的比已得到改善的相關(guān)功率值寫入功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16。
此外，地址生成裝置17向功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16輸出地址號(hào)，作為用來識(shí)別分別具有規(guī)定的相關(guān)功率值的采樣點(diǎn)的地址。通過以上處理，分別具有規(guī)定的相關(guān)功率值的采樣點(diǎn)按每一個(gè)延遲時(shí)間進(jìn)行排列，作成記錄了分別帶有地址號(hào)的采樣點(diǎn)的延遲曲線。已作成的延遲曲線存儲(chǔ)在功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16中。圖5是表示延遲曲線的圖。從圖5所示的延遲曲線可知，在64個(gè)采樣點(diǎn)中，地址號(hào)為20～30的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率大。圖2所示的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8使用利用以上處理作成的延遲曲線選擇適合于瑞克合成的路徑的信號(hào)。
當(dāng)使用延遲曲線選擇適合于瑞克合成的路徑的信號(hào)并進(jìn)行檢測該延遲時(shí)間的瑞克合成路徑時(shí)間檢測時(shí)，切換裝置14在乘法器21和加法器15之間切換以形成信號(hào)路徑。以下，使用圖2和圖6～圖8說明瑞克合成路徑時(shí)間檢測。圖6是說明第1路徑檢測使用的延遲曲線和第1路徑檢測的說明圖。圖7是說明第2路徑檢測使用的延遲曲線和第2路徑檢測的說明圖。圖8是說明第3路徑檢測使用的延遲曲線和第3路徑檢測的說明圖。此外，表1示出說明瑞克合成路徑時(shí)間檢測的數(shù)值。
〔表1〕

表1的‘第1路徑檢測時(shí)的相關(guān)功率值’欄中所示的數(shù)值表示圖6所示的延遲曲線的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值。此外，表1的‘第2路徑檢測時(shí)的相關(guān)功率值’和‘第3路徑檢測時(shí)的相關(guān)功率值’分別表示圖7、圖8所示的延遲曲線的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值。
在瑞克合成路徑時(shí)間檢測模式中，最大值檢測器18從功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16讀出延遲曲線，與表1所示的各采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值比較。接著，如表1和圖6所示，選擇相關(guān)功率值為211的采樣點(diǎn)作為第1路徑，將該相關(guān)功率值(211)作為檢測相關(guān)值值輸出給乘法器21。此外，最大值檢測器18將作為第1路徑選擇的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9，此外，將地址號(hào)(24)作為圖2所示的y輸出給偏差測定器19。將延遲曲線的所有地址號(hào)(1～64)作為圖2所示的x，按順序從地址生成裝置輸入到偏差測定器19。
偏差測定器19計(jì)算作為x輸入的地址號(hào)(1～64)和作為y輸入的地址號(hào)(24)的偏差的絕對值(|x-y|)。例如，地址號(hào)1(x＝1)的采樣點(diǎn)和地址號(hào)24(y＝24)的采樣點(diǎn)的偏差的絕對值為|1-24|＝23。此外，地址號(hào)23、25(x＝23、x＝25)的信號(hào)兩者的偏差都是1。因到達(dá)時(shí)間很接近的信號(hào)、即偏差接近的信號(hào)之間相互容易干擾，故選擇延遲時(shí)間接近的信號(hào)作為瑞克合成的路徑是不合適的。即，偏差測定器19進(jìn)行的處理是測定其它采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間相對作為第1路徑選擇的地址號(hào)24的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間的偏差，用以區(qū)別第1路徑、適合于瑞克合成的路徑和不適合的路徑。偏差測定器19向校正系數(shù)ROM20輸出計(jì)算的偏差絕對值。校正系數(shù)ROM20存儲(chǔ)與偏差(0～10)對應(yīng)的校正系數(shù)。表2示出一例與偏差對應(yīng)的校正系數(shù)。
〔表2〕

校正系數(shù)ROM20存儲(chǔ)的校正系數(shù)可以從干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)中求出。首先，理想的時(shí)間相關(guān)可由下式表示。ρi(τ)=6π4sin{π(1+βτ)+2{2(2πτβ}4-12(2π2τβ)2+13π4}sin{π(1-β)τ}πτ{π2-(2.πτβ)2}{4π2-(2πτβ)2}(8-5β)]]>β收發(fā)濾波器的滾降率τ片(chip)此外，熱噪聲時(shí)間相關(guān)可由下式表示。ρn(τ)=cos(πβt)sin(πt)πt{1-(2βt)2}]]>接著，對于接收信號(hào)，假定干擾功率和熱噪聲的比率為a∶a-1(a＝0.8)，用下式計(jì)算校正系數(shù)。
a{ρi(τ)}2+(a-1){ρn(τ)}2進(jìn)而，考慮因用數(shù)字使時(shí)間變成離散系統(tǒng)而引起的定時(shí)抖動(dòng)，a{ρi(τ+1/16)2+ρi(τ-1/16)2}+(a-1){ρn(τ+1/16)2+ρn(τ-1/16)2}2]]>進(jìn)而，考慮因噪聲而使延遲曲線離散的情況，乘以系數(shù)k(k＝1.1)。此外，必要時(shí)，附加在已檢測出的信號(hào)的±1/2片以內(nèi)不進(jìn)行分配等條件后，用下式計(jì)算校正系數(shù)。a{ρi(τ+1/16)2+ρi(τ-1/16)2}+(a+1){ρn(τ+1/16)2+ρn(τ-1/16)2}2k]]>如以上說明的那樣，校正系數(shù)可從干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)求出。此外，當(dāng)時(shí)間差為2/4片時(shí)，不進(jìn)行分配，所以，當(dāng)時(shí)間差為0到2時(shí)，系數(shù)可以使用-1以下的任何值。校正系數(shù)ROM20與偏差測定器19輸出的偏差的絕對值對應(yīng)讀出校正系數(shù)再按順序輸出給乘法器21。例如，如表2所示，若從偏差測定器19輸入的偏差是0～2，則向乘法器21輸出-1，若偏差是3則輸出-0.1，若偏差是10則輸出-0.02。此外，當(dāng)偏差大于11時(shí)，則輸出0。因相關(guān)功率值最大的采樣點(diǎn)的地址號(hào)是24，故偏差在10之內(nèi)的采樣點(diǎn)就是地址號(hào)從14到34的采樣點(diǎn)。校正系數(shù)ROM20把用來校正地址號(hào)為14～34的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值的系數(shù)按地址號(hào)的順序輸出。
乘法器21使最大值檢測器18輸出的檢測相關(guān)值(211)和與校正系數(shù)ROM20輸出的地址號(hào)為14～34對應(yīng)的校正系數(shù)相乘，經(jīng)切換裝置14將相乘的結(jié)果輸出給加法器15。相乘的結(jié)果如表1的‘檢測相關(guān)值乘校正系數(shù)后的值’欄目所示。例如，若是偏差為10的地址號(hào)14，則將校正系數(shù)-0.02與檢測相關(guān)值211相乘，再將相乘的結(jié)果-4.2輸出給加法器15。對地址號(hào)15～34也一樣，使校正系數(shù)和檢測相關(guān)值相乘并輸出給加法器15。加法器15使從乘法器21輸出的相乘結(jié)果與對應(yīng)的地址號(hào)的相關(guān)功率值相加來校正延遲曲線的相關(guān)功率值。校正的結(jié)果如表1的‘第2路徑檢測時(shí)的相關(guān)功率值’的欄目所示。
例如，地址號(hào)為14的相關(guān)功率值用原來的相關(guān)功率值26.8和相乘的結(jié)果-4.2相加的結(jié)果22.6來校正。同樣，對地址號(hào)為15～34的相關(guān)功率值進(jìn)行校正。再有，相對檢測相關(guān)值的地址號(hào)24的偏差在2以內(nèi)的地址號(hào)22～26的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值都用0來校正。利用以上說明的處理校正過的、表1的‘第2路徑檢測時(shí)的相關(guān)功率值’的欄目所示的相關(guān)功率值輸出給功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16，作成圖7所示的第2檢測用的延遲曲線。
第2路徑的檢測和第1路徑的檢測的處理相同。即，最大值檢測器18從功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16讀出第2路徑檢測時(shí)的延遲曲線，與表1的‘第2路徑檢測時(shí)的相關(guān)功率值’所示的各采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值比較。接著，如圖7所示，選擇相關(guān)功率值為118的采樣點(diǎn)作為第2路徑，將該相關(guān)功率值(118)作為檢測相關(guān)值輸出給乘法器21。將該采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9。此外，最大值檢測器18將地址號(hào)(29)作為圖2所示的y輸出給偏差測定器19。偏差測定器19計(jì)算作為x輸入的地址號(hào)(1～64)和作為y輸入的地址號(hào)(29)的偏差的絕對值(|x-y|)。偏差的絕對值輸出給校正系數(shù)ROM20。校正系數(shù)ROM20與偏差測定器19輸出的偏差絕對值對應(yīng)讀出校正系數(shù)并輸出給乘法器21。
乘法器21使最大值檢測器18輸出的檢測相關(guān)值(118)與校正系數(shù)ROM20輸出的校正系數(shù)相乘，相乘結(jié)果經(jīng)切換裝置14輸出給加法器15。加法器15使從乘法器21輸出的相乘結(jié)果與表1所示的對應(yīng)地址號(hào)的相關(guān)功率值相加來校正延遲曲線的相關(guān)功率值并輸出給功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16。利用以上說明的處理校正圖7所示的第2路徑檢測使用的延遲曲線，作成圖8所示的第3檢測用的延遲曲線。
第3路徑檢測使用圖8所示延遲曲線進(jìn)行。即，最大值檢測器18從功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16讀出第3路徑檢測時(shí)的延遲曲線，選擇相關(guān)功率值最大(80.2地址號(hào)20)的采樣點(diǎn)作為第3路徑，將該采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9。因應(yīng)檢測的路徑數(shù)是3個(gè)，故不必進(jìn)行延遲曲線的校正，不向偏差測定器19和乘法器21輸出信號(hào)。如上所述，瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8把作為第1路徑選擇的地址號(hào)24的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間、作為第2路徑選擇的地址號(hào)29的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間和作為第3路徑選擇的地址號(hào)20的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9，由此，特定瑞克合成解調(diào)器進(jìn)行逆擴(kuò)展的路徑信號(hào)。
其次，說明瑞克合成解調(diào)器9。圖9是表示瑞克合成解調(diào)器9的構(gòu)成的方框圖。在圖9中，22是PN發(fā)生器，23是延遲電路，24、25、26是瑞克指針，27是比較器，28是解調(diào)部。圖2所示瑞克合成解調(diào)器9是與從瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8輸出的各路徑的延遲時(shí)間對應(yīng)，對從A/D變換器7A、7B輸入的I波段和Q波段的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行逆擴(kuò)展，并對逆擴(kuò)展的各路徑的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，同時(shí)進(jìn)行信息解調(diào)。
其次，說明圖9所示的瑞克合成解調(diào)器9的構(gòu)成和動(dòng)作。PN發(fā)生器22生成作為逆擴(kuò)展碼的PN序列并輸出給延遲電路23。瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8將延遲控制信號(hào)輸出給延遲電路23。延遲電路23利用從瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8輸入的延遲控制信號(hào)，與各路徑的延遲時(shí)間對應(yīng)使從PN發(fā)生器22輸入的PN序列延遲，把與第1路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲后的PN序列輸出給瑞克指針24，把與第2路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲后的PN序列輸出給瑞克指針25，把與第3路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲后的PN序列輸出給瑞克指針26。
瑞克指針24、25、26從A/D變換器7A、7B輸入I波段、Q波段的數(shù)字信號(hào)。瑞克指針24使用與第1路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲后的PN序列，對I波段、Q波段的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行逆擴(kuò)展，由此，可以從包含在I波段、Q波段的數(shù)字信號(hào)中的多個(gè)路徑信號(hào)中只分離出第1路徑信號(hào)。同樣，瑞克指針25、26使用與第2、第3路徑信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲后的PN序列，對I波段、Q波段的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行逆擴(kuò)展，由此，可以從包含在I波段、Q波段的數(shù)字信號(hào)中的多個(gè)路徑信號(hào)中分離出第2、第3路徑的信號(hào)。
瑞克指針24、25、26分別將逆擴(kuò)展得到的第1、第2、第3路徑信號(hào)輸出給比較器27。比較器27進(jìn)行瑞克合成，對從這瑞克指針24、25、26輸出的第1、第2、第3路徑信號(hào)進(jìn)行加權(quán)后再合成。使用信號(hào)的振幅電平作為加權(quán)的權(quán)重。比較器27將瑞克合成后的合成信號(hào)輸出給解調(diào)部28。解調(diào)部28對已進(jìn)行瑞克合成并改善了信號(hào)功率對干擾+噪聲的比的合成信號(hào)進(jìn)行信息解調(diào)，不將解調(diào)信號(hào)輸出給圖1所示的數(shù)字處理電路10。
對采用了以上說明的擴(kuò)展頻譜接收裝置的擴(kuò)展頻譜接收方法進(jìn)行說明。圖10是說明本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法的流程圖。在圖10中，步驟P1是計(jì)算接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)和參考擴(kuò)展碼的相關(guān)值的工序，步驟是將在步驟1中計(jì)算的已進(jìn)行電壓循環(huán)積分了的相關(guān)值變換成功率的工序，步驟3是根據(jù)已將相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值作成延遲曲線的工序。步驟4是從步驟作成的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)并將已檢測出的信號(hào)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9的第1瑞克合成信號(hào)檢測工序。步驟5是判定在直到步驟4的工序中瑞克合成信號(hào)的檢測是否結(jié)束的工序。瑞克合成信號(hào)的個(gè)數(shù)與設(shè)在瑞克合成解調(diào)器9中的瑞克指針24、25、26的個(gè)數(shù)相等，在以上說明的擴(kuò)展頻譜接收裝置的情況下，可進(jìn)行瑞克合成的信號(hào)的個(gè)數(shù)是3個(gè)。
在步驟5中，當(dāng)瑞克合成信號(hào)的檢測結(jié)束時(shí)，在步驟6中校正延遲曲線。步驟7是從步驟6已校正的延遲曲線檢測出第2瑞克合成信號(hào)的步驟。步驟6中的第2瑞克合成信號(hào)檢測工序與步驟4中的第1瑞克合成信號(hào)檢測工序的處理相同。當(dāng)步驟7結(jié)束時(shí)，再次執(zhí)行步驟5，判定瑞克合成信號(hào)的檢測是否結(jié)束。當(dāng)沒有檢測出可進(jìn)行瑞克合成、即相當(dāng)于瑞克指針的個(gè)數(shù)的信號(hào)時(shí)，在步驟6中對延遲曲線進(jìn)行校正，在步驟7中，從已校正的延遲曲線檢測出瑞克合成信號(hào)。在以上工序中，因可進(jìn)行瑞克合成的3個(gè)信號(hào)的檢測已結(jié)束，故步驟5將處理轉(zhuǎn)到步驟8，結(jié)束瑞克合成信號(hào)檢測工序。
如上所述，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法包括檢測出瑞克合成信號(hào)和校正延遲曲線。其次，說明作為延遲曲線校正工序的圖10的步驟6的內(nèi)容。圖11是說明延遲曲線校正工序的內(nèi)容的流程圖。在圖11中，步驟9是測定相關(guān)功率值最大的檢測信號(hào)的延遲時(shí)間和校正前的延遲曲線的信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差的偏差測定工序。步驟9是圖2所示的偏差測定器19執(zhí)行的步驟。步驟10是讀出與在步驟9的偏差測定工序中測定的偏差對應(yīng)的校正系數(shù)的工序。校正系數(shù)是預(yù)先根據(jù)干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)計(jì)算出來并存儲(chǔ)在校正系數(shù)ROM20中的數(shù)據(jù)。步驟11是使在步驟10中讀出的校正系數(shù)和檢測信號(hào)的相關(guān)功率值相乘并順次輸出乘積值的工序。步驟11由乘法器21執(zhí)行。
步驟12是使步驟11計(jì)算的乘積值和校正前的相關(guān)功率值相加并校正延遲曲線的信號(hào)的相關(guān)功率值的工序。步驟12由加法器15執(zhí)行。步驟13是根據(jù)步驟12輸出的相關(guān)功率值去校正延遲曲線同時(shí)存儲(chǔ)已校正的延遲曲線的工序。校正的延遲曲線存儲(chǔ)在功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16中。
如上所述，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8，利用功率變換器13將電壓循環(huán)積分器12的輸出變換成功率，并利用加法器15、功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16進(jìn)行功率循環(huán)積分，作成信號(hào)功率比高的延遲曲線，所以，可以作成高精度延遲曲線。因此，與先有例的相比，檢測出適合于瑞克合成的路徑的概率高，還可以提高檢測出的路徑的延遲時(shí)間的精度。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8，使用上面說明的信號(hào)功率比高的延遲曲線進(jìn)行路徑的檢測，每當(dāng)檢測出路徑便使用考慮了干擾和熱噪聲的校正系數(shù)去校正延遲曲線，所以，可以選擇適合于瑞克合成、即瑞克合成后的的信號(hào)功率比最大時(shí)的路徑信號(hào)。此外，因使用校正系數(shù)校正延遲信號(hào)的處理與進(jìn)行循環(huán)積分的處理一樣可以利用反饋進(jìn)行，故功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16和加法器15在延遲曲線作成模式或瑞克合成路徑時(shí)間檢測模式中都可以共用，所以，與單獨(dú)設(shè)置電路的情況相比，可以削減電路規(guī)模。
此外，如上所述，因校正系數(shù)10為10個(gè)左右，故校正系數(shù)ROM20的容量小，大約是10個(gè)字節(jié)，校正數(shù)據(jù)的個(gè)數(shù)與觀測的延遲曲線的長度無關(guān)1次校正是20個(gè)左右，所以，計(jì)算量和功耗都小。此外，因校正系數(shù)可以是固定值而與擴(kuò)展碼和傳輸環(huán)境無關(guān)，故即使擴(kuò)展碼改變也不必重新進(jìn)行計(jì)算，與先有例相比，電路規(guī)模和功耗都降低了。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8，在使用比擴(kuò)展周期長1個(gè)符號(hào)周期的長周期代碼作為參考擴(kuò)展碼時(shí)，進(jìn)行功率循環(huán)積分來達(dá)到充分平均，所以，參考代碼的自相關(guān)特性的偽相關(guān)得到充分平均，可以排除自相關(guān)的影響。因此，可以高精度地進(jìn)行路徑的檢測和延遲曲線的校正，能夠改善瑞克合成后的信號(hào)功率比。此外，延遲曲線的校正考慮到干擾和熱噪聲的互相關(guān)只在檢測時(shí)間附近進(jìn)行即可，所以，可以大幅度降低處理工作量和電路規(guī)模。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有瑞克合成解調(diào)器9，對瑞克合成路徑時(shí)間檢測器8檢測的瑞克合成后的信號(hào)功率比最大時(shí)的路徑信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，所以，可以利用瑞克合成大幅度改善信號(hào)功率對干擾+熱噪聲的比，可以得到高性能的擴(kuò)展頻譜接收裝置。
即，通過使用上述擴(kuò)展頻譜接收裝置作為便攜式電話，具有靈敏度高且通信不易中斷的效果。進(jìn)而，在采用了CDMA方式的通信系統(tǒng)中，通過使用上述靈敏度高擴(kuò)展頻譜接收裝置作為終端，因增加了1個(gè)蜂窩能容納的終端的個(gè)數(shù)，故能夠增大蜂窩的半徑。因此，可以減小本地電臺(tái)的個(gè)數(shù)和降低基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)的成本。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法根據(jù)已將相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值作成延遲曲線，所以，可以作成高精度的延遲曲線，通過使用該延遲曲線來檢測瑞克合成信號(hào)，可以高精度檢測出適合于瑞克合成的信號(hào)。此外，在使用從干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)求出的校正系數(shù)去校正延遲曲線的同時(shí)，檢測出第1瑞克合成信號(hào)之后的第2、第3瑞克合成信號(hào)，所以，可以高精度檢測出第2、第3瑞克合成信號(hào)，通過對這些瑞克合成信號(hào)進(jìn)行瑞克合成，可以大大地改善信號(hào)功率對干擾和熱噪聲的比。
圖12是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)2的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器的構(gòu)成的圖方框圖。在圖12中，81是瑞克合成路徑時(shí)間檢測器，29是平均值計(jì)算器，30是第2加法器。再有，在圖12中，與圖2所示的符號(hào)相同的符號(hào)表示同一或相當(dāng)?shù)牟糠郑适÷云湔f明。本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器81利用功率變換器13將電壓循環(huán)積分器12的輸出變換成功率，進(jìn)而，利用加法器15和功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器16進(jìn)行功率循環(huán)積分來改善信號(hào)功率比。但是，為了以更高的精度檢測出適合于瑞克合成的路徑，必須考慮利用功率變換器13將電壓循環(huán)積分器12的輸出變換成功率所帶來的影響。
即，若變換成功率，則波形會(huì)出現(xiàn)不存在0以下的波形等變形。此外，帶寬變成2倍，波峰變得尖銳。進(jìn)而，干擾和熱噪聲作為直流成分出現(xiàn)，在評估信號(hào)電平時(shí)必須減去干擾和熱噪聲電平。圖13是表示在反復(fù)進(jìn)行功率循環(huán)積分中加上干擾、熱噪聲功率后的延遲曲線的圖。在圖5所示的延遲曲線中可以觀測到干擾功率+噪聲功率+信號(hào)功率。若在該狀態(tài)下反復(fù)進(jìn)行功率循環(huán)積分，則不僅是信號(hào)功率，干擾功率和噪聲功率也家進(jìn)去了，如圖13所示，整個(gè)延遲曲線的采樣點(diǎn)向上方移動(dòng)。因此，為了正確地校正延遲曲線，必須從功率循環(huán)積分的結(jié)果中減去干擾功率和噪聲功率。
存在信號(hào)功率的時(shí)間只是整個(gè)延遲曲線中的一部分，即相關(guān)功率大的部分，所以，若計(jì)算延遲曲線的平均值，大概可以看做是干擾功率+噪聲功率。在圖12中，平均值計(jì)算器29計(jì)算延遲曲線的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值的平均值。而且，第2加法器30從最大值檢測器18檢測的檢測相關(guān)值中減去由平均值計(jì)算器29計(jì)算的平均值，并將相減后的檢測相關(guān)值輸出給乘法器21。如上所述，通過從檢測相關(guān)值減去平均值，可以在校正延遲曲線時(shí)除去干擾功率和噪聲功率。因此，可以作成高精度的延遲曲線。此外，通過使用該延遲曲線，可以正確地選擇適合于瑞克合成的路徑。進(jìn)而，可以正確地求出選擇的路徑的延遲時(shí)間，所以，能夠改善瑞克合成的精度。
圖14是說明延遲曲線校正工序的流程圖。在圖14中，步驟10之前的工序和步驟11之后的工序和圖10、圖11所示的工序相同，故省略其說明。步驟14是計(jì)算校正前的延遲曲線的信號(hào)的相關(guān)功率值的平均值的工序。該工序由圖12所示的平均值計(jì)算器29執(zhí)行。步驟15是通過從步驟檢測出的相關(guān)功率值中減去步驟14計(jì)算的平均值來校正檢測相關(guān)功率值的工序。該工序由第2加法器30執(zhí)行。經(jīng)過上述步驟14、步驟15的工序去執(zhí)行步驟11～步驟13的工序，由此，可以校正延遲曲線，使其不包含干擾功率+噪聲功率的成分。
圖15是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)3的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器的構(gòu)成的圖方框圖。在圖15中，82是瑞克合成路徑時(shí)間檢測器，31是第1加法器，32是功率循環(huán)積分器，33是閾值判定器，34是切換裝置，35是相關(guān)值存儲(chǔ)器，36是地址生成裝置1，37是地址生成裝置2，38是時(shí)間存儲(chǔ)器，39是最大值檢測器，40是第2加法器，41是平均值計(jì)算器，42是偏差測定裝置，43是校正系數(shù)ROM，44是乘法器，45是第3加法器。再有，在圖15中，與圖2和圖12所示的符號(hào)相同的符號(hào)表示同一或相當(dāng)?shù)牟糠?，故省略其說明。圖16是表示延遲曲線的連續(xù)測定例的圖。
圖16所示的延遲曲線與圖5所示的延遲曲線相比，測定時(shí)間長，延遲曲線包含的采樣點(diǎn)的個(gè)數(shù)也多。在從這樣的測定時(shí)間長的延遲曲線中檢測出適合于瑞克合成的路徑時(shí)，有必要使相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值比較，通過將相關(guān)功率值低于閾值的采樣點(diǎn)除外，使作為路徑檢測對象的采樣點(diǎn)的個(gè)數(shù)減少。
以下，說明實(shí)施形態(tài)3的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器82的構(gòu)成和動(dòng)作。在作成延遲曲線時(shí)，切換裝置34在閾值判定器33和相關(guān)值存儲(chǔ)器之間進(jìn)行切換以形成信號(hào)路徑。在延遲曲線作成模式中，瑞克合成路徑時(shí)間檢測器82利用功率變換器13將電壓循環(huán)積分器12的輸出變換成功率，進(jìn)而，利用第1加法器31和功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32進(jìn)行功率循環(huán)積分來改善信號(hào)功率比。地址生成裝置(1)36向功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32輸出地址號(hào)。功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32向平均值計(jì)算器41輸出相關(guān)功率值。
閾值判定器使從功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32輸入的相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值進(jìn)行比較，將相關(guān)功率值比閾值大的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值輸出給相關(guān)值存儲(chǔ)器34。相關(guān)值存儲(chǔ)器34存儲(chǔ)比閾值大的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值。地址生成裝置(1)36、地址生成裝置(2)37生成識(shí)別采樣點(diǎn)的地址號(hào)，地址生成裝置(1)36向功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32和時(shí)間存儲(chǔ)器38輸出地址號(hào)，地址生成裝置(2)37向相關(guān)值存儲(chǔ)器35和時(shí)間存儲(chǔ)器38輸出地址號(hào)。時(shí)間存儲(chǔ)器38存儲(chǔ)相關(guān)功率值比閾值大的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間。根據(jù)以上處理作成延遲曲線，并特定相關(guān)功率值比閾值大的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值和延遲時(shí)間。
經(jīng)過以上處理，進(jìn)行路徑時(shí)間檢測，選擇適合于瑞克合成的路徑。在路徑時(shí)間檢測模式中，切換裝置34在第3加法器45和相關(guān)值存儲(chǔ)器35之間進(jìn)行切換，以形成信號(hào)路徑。最大值檢測器39從相關(guān)值存儲(chǔ)器35讀出延遲曲線，與各采樣點(diǎn)的相關(guān)功率比較，檢測出相關(guān)功率值最大的采樣點(diǎn)及其相關(guān)功率值。而且，將相關(guān)功率值最大的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器9的延遲電路22。根據(jù)以上處理特定瑞克合成的第1路徑信號(hào)。此外，將最大值檢測器39檢測出的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值作為檢測相關(guān)值輸出給第2加法器40。第2加法器40從最大值檢測器39輸出的檢測相關(guān)值減去根據(jù)平均值計(jì)算器41計(jì)算的延遲曲線的相關(guān)功率值計(jì)算的平均值(干擾功率+噪聲功率)再輸出給乘法器44。
此外，最大值檢測器39將在與從時(shí)間存儲(chǔ)器38輸入的各采樣點(diǎn)對應(yīng)的地址號(hào)中相關(guān)功率值最大的采樣點(diǎn)的地址號(hào)y輸出給偏差測定器42。偏差測定器42從時(shí)間存儲(chǔ)器38輸入各采樣點(diǎn)的地址號(hào)x。偏差測定器42計(jì)算相關(guān)功率值最大的采樣點(diǎn)的地址號(hào)和其它采樣點(diǎn)的地址號(hào)的偏差的絕對值，再將偏差輸出給校正系數(shù)ROM43。校正系數(shù)ROM43將與從偏差測定器42輸出的偏差對應(yīng)的系數(shù)輸出給乘法器44。乘法器44使在第2加法器40已減去平均值的檢測相關(guān)值與校正系數(shù)相乘，再輸出給第3加法器45。
第3加法器45將從相關(guān)值存儲(chǔ)器35輸出的延遲曲線的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值與從乘法器44輸入的值相加，再校正偏差在10以內(nèi)的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值。校正的相關(guān)功率值經(jīng)切換裝置34寫入相關(guān)值存儲(chǔ)器35。通過以上處理，可以校正第1路徑檢測使用的延遲曲線，作成第2路徑檢測使用的延遲曲線。第2、第3路徑也利用和上述第1路徑的檢測同樣的處理檢測。作為第2、第3路徑檢測的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間作為延遲控制信號(hào)輸出給瑞克合成解調(diào)器的延遲電路22。
圖17是說明延遲曲線作成工序的流程圖。在圖17中，步驟2之前的工序和步驟5之后的工序和圖10、圖11所示的工序相同，故省略其說明。步驟16是使已變換成功率的信號(hào)的相關(guān)功率值與閾值比較的工序。步驟17是檢測相關(guān)功率值比閾值大的信號(hào)的功率。步驟16、步驟17的工序由圖15所示閾值判定器33執(zhí)行。步驟18是根據(jù)步驟17檢測出的信號(hào)的相關(guān)功率值和延遲時(shí)間作成延遲曲線的工序。經(jīng)步驟16～步驟18的工序作成的延遲曲線存儲(chǔ)在相關(guān)值存儲(chǔ)器35和時(shí)間存儲(chǔ)器38中。通過使用這樣作成延遲曲線檢測出瑞克合成信號(hào)，可以利用長時(shí)間連續(xù)測定的延遲曲線有效地檢測出瑞克合成信號(hào)。
以上說明的擴(kuò)展頻譜接收裝置和實(shí)施形態(tài)1、實(shí)施形態(tài)2中說明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有同樣的效果。此外，因包括具有將功率循環(huán)積分后的相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值比較的閾值判定器33的瑞克合成路徑時(shí)間檢測器，所以，可以削減作為路徑檢測對象的采樣點(diǎn)的個(gè)數(shù)，可以削減路徑檢測處理所要的處理工作量。
此外，因包括存儲(chǔ)相關(guān)功率值比閾值大的采樣點(diǎn)的相關(guān)功率值的相關(guān)值存儲(chǔ)器35和存儲(chǔ)相關(guān)功率值比閾值大的采樣點(diǎn)的延遲時(shí)間的時(shí)間存儲(chǔ)器38，所以，不必在校正延遲曲線時(shí)寫入存儲(chǔ)延遲曲線的功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32的內(nèi)容。因此，可以進(jìn)行帶忘卻系數(shù)的循環(huán)積分，帶忘卻系數(shù)的循環(huán)積分因與積分時(shí)間無關(guān)可以以任意間隔輸出數(shù)據(jù)，所以，與定期進(jìn)行使存儲(chǔ)器的內(nèi)容為0的放電操作的防止存儲(chǔ)器溢出的積分放電方式相比，具有工作自由度大的效果。
此外，相關(guān)值存儲(chǔ)器35和時(shí)間存儲(chǔ)器38只要具有能容納閾值判定后的數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)器容量即可，與功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器32相比，可以以足夠小的存儲(chǔ)器容量實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置包括瑞克合成裝置和瑞克合成信號(hào)檢測裝置，上述瑞克合成裝置具有通過使用延遲了規(guī)定時(shí)間的逆擴(kuò)展碼對擴(kuò)展調(diào)制后發(fā)送的擴(kuò)展頻譜信號(hào)進(jìn)行逆擴(kuò)展并利用上述擴(kuò)展頻譜信號(hào)去分離規(guī)定的延遲時(shí)間的信號(hào)的多個(gè)逆擴(kuò)展裝置；對這些逆擴(kuò)展裝置逆擴(kuò)展的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成的合成裝置；與從外部輸入的延遲控制信號(hào)對應(yīng)使上述逆擴(kuò)展裝置供給的逆擴(kuò)展碼延遲的延遲裝置，
上述瑞克合成信號(hào)檢測裝置具有利用已將上述擴(kuò)展頻譜信號(hào)和參考擴(kuò)展碼的相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值及其延遲時(shí)間作成延遲曲線的延遲曲線作成裝置；將利用干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)計(jì)算的校正系數(shù)按每一個(gè)延遲時(shí)間的偏差存儲(chǔ)起來的校正系數(shù)存儲(chǔ)裝置；測定相關(guān)功率值最大時(shí)的信號(hào)延遲時(shí)間和上述延遲曲線的信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差，并與測定的偏差對應(yīng)，使用從上述校正系數(shù)存儲(chǔ)裝置讀出的校正系數(shù)和上述延遲曲線中最大相關(guān)功率值相乘的乘積值，對上述延遲曲線的相關(guān)功率值進(jìn)行校正的延遲曲線校正裝置；在上述延遲曲線作成裝置作成的延遲曲線中檢測相關(guān)功率值最大的信號(hào)，將已檢測的信號(hào)的延遲時(shí)間作為第1延遲控制信號(hào)，將在上述延遲曲線校正裝置校正過的延遲曲線中相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間作為的第2控制信號(hào)，向上述延遲裝置輸出的信號(hào)檢測裝置。所以，能夠使用高精度延遲曲線，根據(jù)改善了信號(hào)功率比的相關(guān)功率值進(jìn)行延遲時(shí)間的檢測和延遲曲線的校正，并選擇適合于瑞克合成、即瑞克合成后的信號(hào)功率比最大的路徑的信號(hào)。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置包括延遲曲線校正裝置，該延遲曲線校正裝置具有計(jì)算延遲曲線的相關(guān)功率值的平均值的平均值計(jì)算裝置，從上述延遲曲線中的最大相關(guān)功率值中減去由上述平均值計(jì)算裝置計(jì)算的平均值，再將其差值與校正系數(shù)相乘。所以，考慮變換成功率的影響，在校正延遲曲線時(shí)除去干擾功率+噪聲功率。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置具有將相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值進(jìn)行比較并判定相關(guān)功率值是否大于規(guī)定的閾值的閾值判定裝置，還具有延遲曲線作成裝置，根據(jù)比上述閾值大的相關(guān)功率值作成延遲曲線。所以，可以削減作為路徑檢測對象的采樣點(diǎn)的個(gè)數(shù)，可以削減路徑檢測處理所要的處理工作量。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置包括延遲曲線作成裝置，該延遲曲線作成裝置具有相關(guān)功率值存儲(chǔ)裝置和延遲時(shí)間存儲(chǔ)裝置，相關(guān)功率值存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)利用閾值判定裝置判定比閾值大的相關(guān)功率值的信號(hào)的相關(guān)功率值，延遲時(shí)間存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)比上述閾值大的相關(guān)功率值的信號(hào)的延遲時(shí)間。所以，與功率循環(huán)積分存儲(chǔ)器相比，可以以足夠小的存儲(chǔ)器容量實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法是從利用接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)和參考擴(kuò)展碼的相關(guān)值作成的延遲曲線中檢測出多個(gè)相關(guān)值大的信號(hào)，使用與已檢測出的信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲了的逆擴(kuò)展碼對從上述接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)分離出來的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成的擴(kuò)展頻譜接收方法，包括利用已將上述相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值作成延遲曲線的延遲曲線作成工序；從在該延遲曲線作成工序作成的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間的第1瑞克合成信號(hào)檢測工序；測定在該第1瑞克合成信號(hào)檢測工序中檢測出的上述延遲時(shí)間和上述延遲曲線的其它信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差，在利用干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)預(yù)先計(jì)算出來并按偏差存儲(chǔ)的校正系數(shù)中，使用與上述偏差對應(yīng)的校正系數(shù)和上述第1瑞克合成信號(hào)檢測工序檢測出的相關(guān)功率值，對上述延遲曲線進(jìn)行校正的延遲曲線校正工序；從該延遲曲線校正工序校正過的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間的第2瑞克合成信號(hào)檢測工序。所以，第1瑞克合成信號(hào)以外的瑞克合成信號(hào)可以從使用考慮了干擾和熱噪聲的校正系數(shù)校正過的延遲曲線中檢出，而且可以高精度檢測第2、第3瑞克合成信號(hào)。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法包含延遲曲線校正工序，在計(jì)算延遲曲線的相關(guān)功率值的平均值的同時(shí)，使用計(jì)算的平均值去校正上述延遲曲線的相關(guān)功率值。所以，可以校正延遲曲線，使其不含干擾功率+噪聲功率的成分。
此外，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收方法包含延遲曲線作成工序，在將相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值比較的同時(shí)，根據(jù)相關(guān)功率值比上述閾值大的信號(hào)作成延遲曲線。所以，即使是長時(shí)間連續(xù)測定的延遲曲線，也能夠有效地檢測出瑞克合成信號(hào)。
工業(yè)上利用的可能性如上所述，本發(fā)明的擴(kuò)展頻譜接收裝置和擴(kuò)展頻譜接收方法對使用DS-CDMA方式的通信很有用，特別適用于在容易受反射、折射、散射等影響的移動(dòng)通信環(huán)境下使用的移動(dòng)體通信終端。
權(quán)利要求
1.一種擴(kuò)展頻譜接收裝置，其特征在于包括瑞克合成裝置和瑞克合成信號(hào)檢測裝置，上述瑞克合成裝置具有通過使用延遲了規(guī)定時(shí)間的逆擴(kuò)展碼對擴(kuò)展調(diào)制后發(fā)送的擴(kuò)展頻譜信號(hào)進(jìn)行逆擴(kuò)展并利用上述擴(kuò)展頻譜信號(hào)去分離規(guī)定的延遲時(shí)間的信號(hào)的多個(gè)逆擴(kuò)展裝置；對這些逆擴(kuò)展裝置逆擴(kuò)展的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成的合成裝置；與從外部輸入的延遲控制信號(hào)對應(yīng)使上述逆擴(kuò)展裝置供給的逆擴(kuò)展碼延遲的延遲裝置，上述瑞克合成信號(hào)檢測裝置具有利用已將上述擴(kuò)展頻譜信號(hào)和參考擴(kuò)展碼的相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值及其延遲時(shí)間作成延遲曲線的延遲曲線作成裝置；將利用干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)計(jì)算的校正系數(shù)按每一個(gè)延遲時(shí)間的偏差存儲(chǔ)起來的校正系數(shù)存儲(chǔ)裝置；測定相關(guān)功率值最大時(shí)的信號(hào)延遲時(shí)間和上述延遲曲線的信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差，并與測定的偏差對應(yīng)，使用從上述校正系數(shù)存儲(chǔ)裝置讀出的校正系數(shù)和上述延遲曲線中最大相關(guān)功率值相乘的乘積值，對上述延遲曲線的相關(guān)功率值進(jìn)行校正的延遲曲線校正裝置；在上述延遲曲線作成裝置作成的延遲曲線中檢測相關(guān)功率值最大的信號(hào)，將已檢測出的信號(hào)的延遲時(shí)間作為第1延遲控制信號(hào)，將在上述延遲曲線校正裝置校正過的延遲曲線中相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間作為的第2控制信號(hào)，向上述延遲裝置輸出的信號(hào)檢測裝置。
2.權(quán)利要求1記載的擴(kuò)展頻譜接收裝置，其特征在于延遲曲線校正裝置具有計(jì)算延遲曲線的相關(guān)功率值的平均值的平均值計(jì)算裝置，從上述延遲曲線中的最大相關(guān)功率值中減去由上述平均值計(jì)算裝置計(jì)算的平均值，再將其差值與校正系數(shù)相乘。
3.權(quán)利要求1記載的擴(kuò)展頻譜接收裝置，其特征在于延遲曲線作成裝置具有將相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值進(jìn)行比較并判定相關(guān)功率值是否大于規(guī)定的閾值的閾值判定裝置，根據(jù)比上述閾值大的相關(guān)功率值作成延遲曲線。
4.權(quán)利要求3記載的擴(kuò)展頻譜接收裝置，其特征在于延遲曲線作成裝置具有相關(guān)功率值存儲(chǔ)裝置和延遲時(shí)間存儲(chǔ)裝置，相關(guān)功率值存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)利用閾值判定裝置判定比閾值大的相關(guān)功率值的信號(hào)的相關(guān)功率值，延遲時(shí)間存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)比上述閾值大的相關(guān)功率值的信號(hào)的延遲時(shí)間。
5.一種擴(kuò)展頻譜接收方法，是從利用接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)和參考擴(kuò)展碼的相關(guān)值作成的延遲曲線中檢測出多個(gè)相關(guān)值大的信號(hào)，使用與已檢測出的信號(hào)的延遲時(shí)間對應(yīng)延遲了的逆擴(kuò)展碼對從上述接收擴(kuò)展頻譜信號(hào)分離出來的信號(hào)進(jìn)行瑞克合成的擴(kuò)展頻譜接收方法，包括利用已將上述相關(guān)值變換成功率的相關(guān)功率值作成延遲曲線的延遲曲線作成工序；從在該延遲曲線作成工序中作成的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間的第1瑞克合成信號(hào)檢測工序；測定在該第1瑞克合成信號(hào)檢測工序中檢測出的延遲時(shí)間和上述延遲曲線的其它信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差，在利用干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)預(yù)先計(jì)算出來并按偏差存儲(chǔ)的校正系數(shù)中，使用與上述偏差對應(yīng)的校正系數(shù)和上述第1瑞克合成信號(hào)檢測工序檢測出的相關(guān)功率值，對上述延遲曲線進(jìn)行校正的延遲曲線校正工序；從該延遲曲線校正工序校正過的延遲曲線中檢測出相關(guān)功率值最大的信號(hào)的延遲時(shí)間的第2瑞克合成信號(hào)檢測工序。
6.權(quán)利要求5記載的擴(kuò)展頻譜接收方法，其特征在于延遲曲線校正工序在計(jì)算延遲曲線的相關(guān)功率值的平均值的同時(shí)，使用計(jì)算的平均值去校正上述延遲曲線的相關(guān)功率值。
7.權(quán)利要求5記載的擴(kuò)展頻譜接收方法，其特征在于延遲曲線作成工序在將相關(guān)功率值與規(guī)定的閾值比較的同時(shí)，根據(jù)相關(guān)功率值比上述閾值大的信號(hào)作成延遲曲線。
全文摘要
一種擴(kuò)展頻譜接收裝置,具有瑞克合成路徑時(shí)間檢測器,通過進(jìn)行功率循環(huán)積分來改善信號(hào)功率比,根據(jù)改善了信號(hào)功率比的相關(guān)功率值作成延遲曲線,在使用該延遲曲線進(jìn)行第1路徑的檢測的同時(shí),與檢測出的第1路徑信號(hào)的延遲時(shí)間的偏差對應(yīng),從存儲(chǔ)考慮了干擾和熱噪聲的時(shí)間相關(guān)后預(yù)先計(jì)算出來的校正系數(shù)的校正系數(shù)存儲(chǔ)裝置中讀出校正系數(shù),使用該校正系數(shù)對延遲曲線的相關(guān)功率值進(jìn)行校正,從校正的延遲曲線中檢測出第2路徑。
文檔編號(hào)H04B1/10GK1344443SQ00805214
公開日2002年4月10日 申請日期2000年6月6日 優(yōu)先權(quán)日2000年1月19日
發(fā)明者石岡和明 申請人:三菱電機(jī)株式會(huì)社