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帶有西格馬-德爾塔模擬-數(shù)字變換器的接收機的制作方法

文檔序號:7534093閱讀:273來源:國知局
專利名稱:帶有西格馬-德爾塔模擬-數(shù)字變換器的接收機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明涉及通信。具體地說,本發(fā)明涉及包括西格馬-德爾塔(sigma-delta)模擬-數(shù)字變換器的新穎和經(jīng)改進接收機。
相關(guān)技術(shù)描述在多種現(xiàn)代通信系統(tǒng)中,利用數(shù)字發(fā)送,因為它具有經(jīng)提高的效率和檢測及校正傳輸誤差(transmission error)的能力。示例的數(shù)字傳輸格式包括二進制相移鍵控(BPSK)、四相移鍵控(QPSK)、交錯四相相移鍵控(OQPSK)、m-進制相移鍵控(m-PSK)和正交調(diào)幅(QAM)。利用數(shù)字傳輸?shù)氖纠ㄐ畔到y(tǒng)包括碼分多址(CDMA)通信系統(tǒng)和高清晰度電視(HDTV)系統(tǒng)。在美國專利第4,901,307號(發(fā)明名稱為“運用衛(wèi)星或地面中繼站的擴展頻譜多址聯(lián)接通信系統(tǒng)”)和美國專利第5,103,459號(發(fā)明名稱為“在CDMA蜂窩狀電話系統(tǒng)中產(chǎn)生波形的系統(tǒng)和方法”)中描述了將CDMA技術(shù)用于多址聯(lián)接通信系統(tǒng),其中上述兩項專利已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并作為參考資料在此引入。在美國專利第5,452,104號、美國專利第5,107,345號和美國專利第5,021,891號(三項專利都命名為“自適應(yīng)塊尺寸(adaptive block size)圖象壓縮方法和系統(tǒng)”)和美國第5,576,767號(發(fā)明名稱為“幀間視頻編碼和解碼系統(tǒng)”)中描述了示例HDTV系統(tǒng),其中上述四項專利已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人,并作為參考資料在此引入。
在CDMA系統(tǒng)中,基站與一個或多個遠程站進行通信?;疽话阍诠潭ㄎ恢蒙?。因此,在基站設(shè)計時功率消耗并不十分重要。遠程站一般是數(shù)量很多的用戶單元。因此,由于所產(chǎn)生的單元數(shù)量,所以在設(shè)計時成本和可靠性是重要考慮對象。此外,在諸如CDMA移動通信系統(tǒng)的一些應(yīng)用中,由于遠程站的便攜本質(zhì),所以功率消耗很關(guān)鍵。在設(shè)計遠程站的過程中,通常要在性能、成本和功率消耗之間進行權(quán)衡。
在數(shù)字傳輸中,將數(shù)字化數(shù)據(jù)用于運用上述一種格式來調(diào)制載波正弦。還處理(例如,經(jīng)濾波、放大和上變頻)經(jīng)調(diào)制波形,并將它發(fā)送到遠程站。在遠程站處,由接收機接收發(fā)送RF信號,并解調(diào)。


圖1示出用于QPSK、OQPSK和QAM信號正交解調(diào)的現(xiàn)有技術(shù)的示例超外差式接收機2100的方框圖??稍诨净蜻h程站運用接收機2100。在接收機2100內(nèi),由天線2112接收發(fā)送的RF信號,通過雙工器2114向前端2102提供。在前端2102中,放大器(AMP)2116放大信號,并向帶通濾波器2118提供該信號,它濾波該信號以除去不需要的信號。如在本說明書中用到的,不需要的信號包括噪聲、寄生信號、不需要圖象、干擾和人為干擾(jammer)。向混頻器2120提供經(jīng)濾波RF信號,其中上述混頻器2120用來自本機振蕩器(L01)2122的正弦將信號下變頻到固定中間頻率(IF)。由帶通濾波器2124濾波并由自動增益控制(AGC)放大器2126放大來自混頻器2120的IF信號,從而在模擬-數(shù)字變換器(ADC)2140的輸入端產(chǎn)生所需信號幅度。向解調(diào)器2104提供增益控制信號。在解調(diào)器2104中,兩個混頻器2128a和2128b用由分別本機振蕩器(L02)2134和移相器2136提供的正弦將信號下變頻到基帶I和Q信號。分別向低通濾波器2130a和2130b提供基帶I和Q信號,其中低通濾波器提供對基站信號的提供匹配濾波、鄰近信道抑制(rejection)和/或抗假頻濾波。向采樣信號以產(chǎn)生數(shù)字化基帶采樣的ADC2140a和2140b提供經(jīng)濾波信號。向基站處理器2150提供采樣以進一步處理(例如,檢錯、糾錯和解壓)來產(chǎn)生對發(fā)送數(shù)據(jù)的重建評估。
用混頻器2120的第一頻率下變頻允許接收機2100下變頻在各RF頻率下的信號至固定IF頻率,在該頻率下可執(zhí)行更多的信號處理。固定IF頻率允許執(zhí)行帶通濾波器2124作為固定帶通濾波器,諸如聲表面波(SAW)濾波器,以從IF信號中除去不需要的信號。除去不需要的信號是十分重要的,因為在第二頻率下變頻級中,這些信號可折疊成信號帶(例如,出現(xiàn)輸入信號的頻帶)。此外,不需要的信號可大量增加在各種有源元件(諸如放大器和混頻器)中的信號幅度,它可根據(jù)有源元件中的非線性產(chǎn)生更高級的互調(diào)產(chǎn)物。不需要的信號和互調(diào)產(chǎn)物可導致通信系統(tǒng)的性能惡化。
現(xiàn)有技術(shù)的正交解調(diào)器有幾個主要缺點。首先,由帶通濾波器2124和/或低通濾波器2130進行的所需濾波可能很復雜。這些濾波器將要求平的通帶、阻帶的高度衰減和過渡帶的銳滾降(sharp roll-off)。用模擬電路實施這些濾波器。模擬電路的元件容限(component tolerance)很難保持,而且導致這些濾波器的頻率響應(yīng)產(chǎn)生畸變。作為畸變的結(jié)果,接收機2100的性能會惡化。其次,由于在分相器2136、混頻器2128、低通濾波器2130和ADC2140中的元件容限,使得正交平衡很難在多個產(chǎn)生單元中保持。在兩個信號路徑中的任何誤匹配都導致正交不平衡以及接收機2100的性能惡化。路徑誤匹配導致I信號串音到Q信號,反之亦然。串音信號相當于在所需信號中的附加噪聲,并導致對所需信號檢測不良。第三,現(xiàn)有技術(shù)接收機結(jié)構(gòu)具有直流偏置,因為模擬濾波器是處于基帶。第四,由于下述原因,使得ADC2140可導致接收機2100的性能惡化。
在大多數(shù)解調(diào)器中,要求一個或多個ADC把時間連續(xù)的模擬波形轉(zhuǎn)換成以均勻隔開的時間間隔的離散采樣。ADC的一些重要性能參數(shù)包括動態(tài)范圍、線性和直流偏置。每個這樣的參數(shù)可影響通信系統(tǒng)的性能。動態(tài)范圍可影響接收機的誤碼率性能,因為來自ADC的噪聲惡化了ADC適當檢測輸入信號的能力。線性與在實際傳遞曲線(例如,數(shù)字輸出對模擬輸入)和理想傳遞曲線之差相關(guān)。當ADC中的比特數(shù)量增加時,更難獲得良好的線性。差的線性可能惡化檢錯/糾錯處理。而且直流偏置可惡化在接收機中的鎖相環(huán)以及糾錯解碼器(諸如,維特比解碼器)的性能。
在現(xiàn)有技術(shù)中,用快速(flash)ADC或逐次逼近ADC來采樣基帶信號。在快速ADC中,將用阻性梯形電路(resistive ladder)劃分輸入信號以產(chǎn)生L-1個比較信號,其中L=2m,和m是在ADC中的比特數(shù)量。由L-1個比較器將該比較信號與由第二阻性梯形電路產(chǎn)生的L-1個參考電壓相比較??焖貯DC是龐大的,而且消耗大量功率,因為需要L-1個比較器和2L個電阻器。如果在阻性梯形電路中的電阻器不匹配,那么快速ADC可能有很差的線性以及很差的直流偏置性能。然而,快速ADC很普遍,因為它們的工作速度很快。
逐次逼近ADC對于通信系統(tǒng)也很流行。這些ADC通過在兩或多級中對輸入信號執(zhí)行逐次逼近。然而,這些ADC也顯示差的線性和差的直流偏置特征,這與快速ADC的相類似。于是,快速ADC和逐次逼近ADC對于在多個通信應(yīng)用中使用而言不是理想的。
由于ΣΔADC的固有體系結(jié)構(gòu),使得西格馬德爾塔模擬-數(shù)字變換器(∑△ADC)具有優(yōu)于快速和逐次逼近ADC的性能。ΣΔADC通過在高于輸入信號的帶寬很多倍的采樣頻率下對輸入信號進行逐步一位逼近(successive one-bitapproximation),執(zhí)行模擬-數(shù)字變換。輸出的樣值中含有輸入信號和量化噪聲。然而,可以將ΣΔADC設(shè)計成把在信號帶(例如,出現(xiàn)信號的頻帶)中的量化噪聲推到(push to)更加容易執(zhí)行濾波的帶外頻率(或噪聲成形)。通常不附加考慮帶外量化噪聲,因為一般在通信裝置中提供濾波來除去不需要的信號,諸如人工干擾。
由于ΣΔADC的固有結(jié)構(gòu),使得ΣΔADC可提供高動態(tài)范圍、良好線性和低直流偏置。例如,通過選擇足夠的過采樣比(OSR)和適當?shù)脑肼暢尚螢V波器特性,可以獲得高動態(tài)范圍。對于帶通采樣,將過采樣比定義為采樣頻率除以輸入的兩側(cè)帶寬。此外,由于在ΣΔADC內(nèi)的單個一位量化器,使得可獲得良好線性。對于帶通采樣ΣΔADC,仍然出現(xiàn)直流偏置,但是偏離所需信號。
由于出于高性能需要高過采樣比,所以傳統(tǒng)上ΣΔADC限于其中輸入信號是低帶寬信號的應(yīng)用(諸如,音頻應(yīng)用)。然而,隨著高速模擬電路的提出,可實施ΣΔADC以在高速下工作。在待批美國專利申請第08/928,874號(發(fā)明名稱為“帶通西格馬-德爾塔模擬-數(shù)字變換器”,1997年9月12日申請,已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并作為參考資料在此引入)中詳細描述高速帶通和基帶ΣΔADC設(shè)計和實施。
發(fā)明概述本發(fā)明是一種新穎和經(jīng)改進接收機,它包括西格馬-德爾塔模擬-數(shù)字變換器(ΣΔADC)。本發(fā)明可用于四種結(jié)構(gòu)之一,如子采樣帶通接收機、子采樣基帶接收機、奈奎斯特采樣帶通接收機或奈奎斯特采樣基帶接收機。對于子采樣ΣΔ接收機,采樣頻率小于輸入到該ΣΔADC的中心頻率的兩倍。對于奈奎斯特采樣ΣΔ接收機,采樣頻率至少是到ΣΔADC的輸入信號的最高頻率的兩倍。對于基帶ΣΔ接收機,ΣΔADC的輸出信號的中心頻率近似為零或直流。對于帶通ΣΔ接收機,ΣΔADC的輸出信號的中心頻率大于零。較佳的是,對于帶通ΣΔ接收機,設(shè)置ΣΔADC的輸入信號的中心頻率,從而ΣΔADC的輸出信號的中心頻率大約為0.25·fs,其中fs是ΣΔADC的采樣頻率。這種0.25·fs中心頻率簡化同相和正交分離并提供在假頻(alias)之間的最大分離,但不是必須的。根據(jù)輸入信號的帶寬可進一步選擇這種采樣頻率,以簡化用于處理來自ΣΔADC的輸出采樣的數(shù)字電路的設(shè)計。此外,可根據(jù)輸入信號的采樣頻率和帶寬,選擇輸入信號的中心頻率。
本發(fā)明的一個目的是提供子采樣ΣΔ接收機以解調(diào)數(shù)字和模擬調(diào)制格式。運用在接收機內(nèi)的子采樣ΣΔADC提供多個有利之處,包括(1)消除通過子采樣輸入信號提供的模擬頻率下變頻級以及采樣的假頻性能,(2)通過在高過采樣比下對ΣΔADC進行計時和設(shè)計ΣΔADC具有附加分辨率位(additional bits ofresolution)可用來處理不需要信號,見效模擬濾波需要,(3)通過將數(shù)字解調(diào)用于ΣΔADC的輸出采樣,提高可靠性并增加靈活性,(4)通過設(shè)計數(shù)字電路具有必需的正交平衡,消除正交不平衡,(5)通過運用ΣΔADC,改善動態(tài)范圍、線性和直流偏置,和(6)減小功率消耗。
本發(fā)明的另一個目的在于,提供奈奎斯特采樣ΣΔ接收機用于解調(diào)數(shù)字和模擬調(diào)制格式。運用奈奎斯特采樣ΣΔADC提供多個有利之處,諸如改善的動態(tài)范圍、增加的線性、減小的直流偏置和最小功率損耗。
附圖簡述當結(jié)合附圖,從下面的詳細描述,本發(fā)明的特征、目的和優(yōu)點將顯而易見,其中相同標號作相應(yīng)表示圖1是現(xiàn)有技術(shù)的示例超外差式接收機的方框圖;圖2是本發(fā)明的示例子采樣ΣΔ接收機的方框圖;圖3是本發(fā)明的示例另一種子采樣ΣΔ接收機的方框圖;圖4是用于正交解調(diào)的本發(fā)明的示例數(shù)字信號處理器的方框圖;圖5A-5B分別是來自子采樣帶通ΣΔ接收機的ΣΔADC的IF輸入頻譜和輸出采樣頻譜的方框圖;和圖6是本發(fā)明的示例奈奎斯特采樣基帶ΣΔ接收機的方框圖。
轉(zhuǎn)佳實施例的詳細描述本發(fā)明利用高速西格馬-德爾塔模擬-數(shù)字變換器(ΣΔADC)的優(yōu)良性能來執(zhí)行對模擬波形的所需模擬-數(shù)字變換。示例應(yīng)用包括CDMA通信系統(tǒng)和HDTV信號。在本發(fā)明的子采樣ΣΔ接收機實施例中,輸入信號是以中頻(IF)為中心,而不是基帶。如在本說明書中用到的,子采樣表示ΣΔADC的采樣頻率小于到ΣΔADC的輸入信號的中心頻率的兩倍。采樣位于IF頻率下的信號考慮到消除在接收機中的下變頻級,于是簡化硬件設(shè)計和提高的可靠性??稍O(shè)計在ΣΔADC中的噪聲成形器(noise shaper),從而在信號帶周圍的量化噪聲被推到更容易執(zhí)行濾波的頻帶外(或噪聲成形)。對于子采樣ΣΔ接收機根據(jù)應(yīng)用和要求,ΣΔADC可以是帶通ΣΔADC或基帶ΣΔADC。如在本說明書中用到的那樣,基帶采樣(或基帶ΣΔADC)表示ΣΔADC的輸出信號以大于零或直流為中心,帶通采樣(或帶通ΣΔADC)表示ΣΔADC的輸出信號以大于直流為中心。運用ΣΔADC提供優(yōu)于如下所述的傳統(tǒng)(例如,快速和逐次逼近)ADC的優(yōu)點。在本發(fā)明的奈奎斯特采樣ΣΔ接收機實施例中,輸入信號可以是在基帶,或IF頻率,而且基帶或帶通ΣΔADC可分別用來采樣輸入信號。如在本說明書中用到的那樣,奈奎斯特采樣表示ΣΔADC的采樣頻率至少是輸入到ΣΔADC的信號的最高頻率的兩倍。
ΣΔADC采樣時間連續(xù)的模擬波形來提供以均勻隔開的間隔的離散采樣。ΣΔADC具有下列傳遞函數(shù)Y(z)=STF(z)·X(z)+NTF(z)·E(z) (1)其中,Y(z)是在z-變換域中ADC的輸出,X(z)是到ADC的輸入、STF(z)是從ADC的輸入到輸出的信號傳遞函數(shù)、E(z)是量化噪聲和NTF(z)是從量化器到ADC的輸出的噪聲傳遞函數(shù)。于是,ADC輸出Y(z)包括由信號傳遞函數(shù)STF(z)成形的輸入信號X(z)加上由噪聲傳遞函數(shù)NTF(z)成形的量化噪聲E(z)。為了避免輸入信號X(z)的畸變,一般將信號傳遞函數(shù)STF(z)設(shè)計成在理想程度的所需精度內(nèi),它在感興趣的頻帶內(nèi)是頻率獨立的。例如,STSF(z)可以是全通函數(shù),它包括固定增益(A1)和延遲成份(z-1),諸如A1·z-k??捎稍肼晜鬟f函數(shù)NTF(z)成形量化噪聲E(z),從而將在信號帶中的量化噪聲推到更加容易進行濾波的頻帶外。根據(jù)ADC的應(yīng)用,選擇噪聲函數(shù)NTF(z)的特性,并設(shè)計來提供所需性能。
Ⅰ.子采樣ΣΔ接收機圖2示出示例子采樣ΣΔ接收機的方框圖。接收機2200可用來解調(diào)BPSK、QPSK、OQPSK、QAM和其他數(shù)字和模擬調(diào)制格式。在接收機2200中,由天線2212接收發(fā)送信號、通過雙工器2214向前端2202提供。在前端2202中,放大器(AMP)2216放大信號并向帶通濾波器2218提供經(jīng)放大信號,其中上述帶通濾波器2218濾波信號以除去不需要的信號。在示例實施例中,帶通濾波器2218是聲表面波(SAW)濾波器,其實施方法在現(xiàn)有技術(shù)中已知。向混頻器2220提供濾波信號,其中上述混頻器2220用來自本機振蕩器(L01)2222的正弦下變頻信號。向進一步濾波該信號的帶通濾波器2224提供來自混頻器2220的IF信號。在示例實施例中,帶通濾波器2224是另一個SAW濾波器,它除去將混入感興趣的頻帶中的不需要的信號,并通過濾波人工干擾減小所需要的動態(tài)范圍。
在一些應(yīng)用中,諸如在個人通信系統(tǒng)(PCS)頻帶工作的CDMA通信系統(tǒng),向IF處理器2230提供來自帶通濾波器2224的經(jīng)濾波信號。在IF處理器2230中,由放大器2232放大經(jīng)濾波信號,而且由帶通濾波器2234濾波以進一步除去不需要的信號。包括帶通濾波器2234以提供進一步抗假頻濾波。向提供對信號的增益和/或緩沖的緩沖器(BUF)2236提供經(jīng)濾波信號。在其他應(yīng)用中,諸如在900MHz蜂窩狀頻帶工作的CDMA通信系統(tǒng),由IF處理器2230提供的增益和濾波不是必需的。在這種情況下,直接向緩沖器2236提供來自帶通濾波器2224的信號。向解調(diào)器2204提供緩沖信號。在解調(diào)器2204中,ΣΔADC2240在由CLK信號確定的高采樣頻率下采樣緩沖信號,而且向數(shù)字信號處理器(DSP)2250提供采樣。下面詳細描述數(shù)字信號處理器2250。
接收機2200包括由大多數(shù)接收機所需的基本功能。然而,可重新安排放大器2216和2232、帶通濾波器2218、2224和2234以及混頻器2220的布局,以最優(yōu)化接收機2200的性能用于特殊應(yīng)用。例如,可將帶通濾波器2218插在雙工器2214和放大器2216之間,來在第一放大器級之前濾去不需要的信號。用低噪聲放大器(LNA)或自動增益控制(AGC)放大器替換放大器2216,以提供所需增益和AGC控制。如需要,可在接收機2200內(nèi)添加附加下變頻級。可考慮這里所示的不同功能布局,而且在本發(fā)明的范圍內(nèi)。此外,還可考慮這里所示的其他功能布局結(jié)合在現(xiàn)有技術(shù)中已知的其他接收機功能,并在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
圖3示出本發(fā)明的另一種子采樣ΣΔ接收機的方框圖。接收機2300提供子采樣ΣΔ接收機2200的優(yōu)點,以及可編程線性接收機的優(yōu)點,如在待批美國專利申請序號08/928,874號中所述。在接收機2300中,由天線2312接收所發(fā)送的RF信號、通過雙工器2314向衰減器2316提供。衰減器2316衰減RF信號以提供所需幅度的信號,并向前端2302提供經(jīng)衰減信號。在前端2302中,向衰減器(pad)2322a和低噪聲放大器(LNA)2320a提供經(jīng)衰減信號。LNA2320a放大RF信號并向帶通濾波器2326提供放大信號。衰減器2322a提供預定程度的衰減并與開關(guān)2324a串聯(lián)。當不需要LNA2320a的增益時,開關(guān)2324a提供在LNA2320a周圍的旁通路徑(bypass path)。帶通濾波器2326濾波信號以除去可導致在后來信號處理級中產(chǎn)生互調(diào)產(chǎn)物的不需要信號。向衰減器2322b和低噪聲放大器(LNA)2320b提供經(jīng)濾波信號。LNA2320b放大經(jīng)濾波信號,而且向混頻器2330提供信號。衰減器2322b提供預定等級衰減并與開關(guān)2324b串聯(lián)。當不需要LNA2320b的增益時,開關(guān)2324b提供在LNA2320b周圍的旁通路徑。混頻器2330用來自本機振蕩器(L01)2328的正弦將信號下變頻到IF頻率。向濾去不需要信號和頻帶外下變頻產(chǎn)物的帶通濾波器2332提供IF信號。向放大信號的放大器(AMP)2334提供經(jīng)濾波IF信號。向根據(jù)在發(fā)射機處用到的調(diào)制格式解調(diào)信號的解調(diào)器2304提供經(jīng)放大的IF信號。解調(diào)器2304等同于解調(diào)器2204(參見圖2),如下所述。在該類似接收機設(shè)計中,由放大器2334提供一些增益控制,其中可實施上述放大器2334作為電壓控制放大器(VGA)、在解調(diào)器2304中的數(shù)字信號處理器(DSP)2350、在ΣΔADC中的參考電壓或上述組合。
對于其中需要正交解調(diào)的應(yīng)用,諸如QPSK、OQPSK和QAM,利用帶通ΣΔADC??梢砸栽诖绹鴮@暾?zhí)?8/928,874中所述的方法設(shè)計并實施帶通ΣΔADC。帶通ΣΔADC采樣來自放大器2334的IF信號,而且向數(shù)字信號處理器2250提供IF采樣。
圖4示出用于正交解調(diào)的數(shù)字信號處理器2250的示例方框圖。向濾波和抽選IF采樣的濾波器2252提供來自ΣΔADC2240的量化IF采樣。向乘法器2254a和2254b提供經(jīng)濾波采樣,其中上述乘法器分別用來自本機振蕩器(L02)2560的同相和正交正弦將經(jīng)濾波采樣下變頻到基帶I和Q采樣。移相器2258提供對于正交正弦的90°相移。分別向低通濾波器2256a和2256b提供基帶I和Q采樣,濾波器濾波采樣以提供I和Q數(shù)據(jù)。向執(zhí)行附加信號處理(諸如檢錯/糾錯和解壓)的基帶處理器2270提供I和Q數(shù)據(jù)。在示例實施例中,濾波器2252和/或低通濾波器2256還提供對采樣的定標從而允許數(shù)字信號處理器2250提供在不同幅度下的基帶數(shù)據(jù)??稍O(shè)計數(shù)字信號處理器2250的其他實施方法以執(zhí)行正交解調(diào),并落在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
對于其中不需要正交解調(diào)的應(yīng)用(諸如BPSK和FM),可采用基帶ΣΔADC??捎迷诖绹暾?zhí)?8/928,874中所述的方法設(shè)計和實施基帶ΣΔADC。對于子采樣基帶ΣΔ接收機,將IF信號設(shè)置在fIF=n·fs,其中n是大于1的整數(shù)。該IF頻率導致所需信號在直流的映象(image)。
子采樣ΣΔ接收機,諸如接收機2200和2300,具有優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)的超外差式接收機2100的優(yōu)點。首先,通過利用子采樣ΣΔ接收機,完全消除第二模擬頻率下變頻級(例如,在圖1中的混頻器2128)。第二,由于ΣΔADC的高過采樣比和高動態(tài)范圍,使得子采樣ΣΔ接收機需要不太嚴格的抗假頻模擬濾波。這些特性允許將大量濾波功能移到后面的數(shù)字濾波器。第三,可以所需精度并以高于現(xiàn)有技術(shù)的模擬處理的經(jīng)改進可靠性,執(zhí)行在ΣΔADC之后的數(shù)字信號濾波。第四,IF采樣的數(shù)字解調(diào)除去在現(xiàn)有技術(shù)的超外差接收機2100常見的正交不平衡。和第五,本發(fā)明的ΣΔADC可提供優(yōu)于在現(xiàn)有技術(shù)中傳統(tǒng)ADC的經(jīng)改進的動態(tài)范圍、線性和直流偏置。下面將詳細描述這些優(yōu)點。
本發(fā)明的子采樣ΣΔ接收機的第一個主要優(yōu)點在于消除模擬頻率下變頻級。在圖5A-5B中分別示出對于子采樣帶通ΣΔ接收機的ΣΔADC的IF輸入的頻譜和IF采樣的頻譜示圖。對于子采樣帶通ΣΔ接收機,把IF信號設(shè)置在fIF=0.25·(2n+1)·fs,其中n是對于1的整數(shù)和fs是ΣΔADC的采樣頻率。在示例實施例中,n等于3和到ΣΔADC的IF信號的頻率以fIF=1.75·fs為中心。通過改變在前端中的本機振蕩器(例如,在圖2中的本機振蕩器2222)的頻率,可以控制IF信號的中心頻率。當在下采樣頻率采樣IF信號,那么IF假頻和IF信號的映象出現(xiàn)在0.25·fs、0.75·fs、1.25·fs、1.75·fs,等等(參見圖5B)。下采樣表示采樣頻率小于IF信號的最高頻率的兩倍。運用采樣的假頻性能,在不使用模擬下變頻級的情況下,將在1.75·fs有效地下變頻IF信號到0.25·fs。后來,由數(shù)字信號處理器處理在0.25·fs的信號。
對于子采樣帶通ΣΔ接收機,ΣΔADC是帶通ΣΔADC,它以在待批美國專利申請?zhí)?8/928,874號中描述的方式成形量化噪聲。對于帶通ΣΔADC,將在0.25·fs周圍的量化噪聲推到直流和0.50·fs,在該處濾波量化噪聲更加容易執(zhí)行。在示例實施例中,選擇IF信號的中心頻率,從而映象出現(xiàn)在0.25·fs,這是量化噪聲最小的頻率。
對于如圖4所示的正交解調(diào)器2250,由乘法器2254a和2254b分別運用來自本機振蕩器2260和分相器2258的同相和正交正弦,將濾波器2252的采樣下變頻到基帶。通過適當?shù)剡x擇濾波器2252的采樣頻率,對于ΣΔADC,使頻率下變頻級無關(guān)緊要。向濾波器2252提供ΣΔADC的采樣,濾波器2252濾波IF信號并以N抽選產(chǎn)生在抽選頻率fd下的抽選采樣。如果選擇抽選頻率fd為四分之一的采樣頻率,或者fd=fs/4,可通過將濾波器2252的抽選采樣分別與序列(1,0,-1,0,1,0,-1,…)和(0,1,0,-1,0,1,1,…)相乘,執(zhí)行由乘法器2254a和2254b的正交下變頻。于是,可用簡單的數(shù)字電路實施乘法器2254a和2254b。
在示例實施例中,運用本發(fā)明的子采樣ΣΔ接收機以解調(diào)雙側(cè)帶寬為1.2288MHz的CDMA信號。在示例實施例中,對于易于實施正交下變頻級和后面的信號處理級,選擇抽選頻率fd是chipx8(9.83MHz),或者CDMA信號的雙側(cè)帶寬的8倍。在示例實施例中,選擇采樣頻率是66.6MHz,和到ΣΔADC的IF信號的中心頻率是116.5MHz或者fIF=1.75·fs。選擇這些頻率來使不需要信號和在信號帶中的互調(diào)產(chǎn)物為最小。還可使用其他采樣和IF頻率,并落在本發(fā)明的范圍內(nèi)。采樣頻率與抽選頻率之比是6.77(66.6MHz/9.83MHz)。它不是整數(shù)。在示例實施例中,運用數(shù)據(jù)速率變換器以重新采樣在fs下的IF頻率成在轉(zhuǎn)換頻率fc下的轉(zhuǎn)換采樣。選擇轉(zhuǎn)換頻率fc為抽選頻率的整數(shù)倍,或fc=M·fd??梢栽诂F(xiàn)有技術(shù)中已知的方法實施數(shù)據(jù)速率變換器,諸如線性插入器或二次插入器,如在08/928,874中詳細所述。在頻率計劃允許在抽選頻率fd的p倍的采樣頻率下采樣的一些應(yīng)用中,其中p是整數(shù),不需要數(shù)據(jù)速率變換器。
子采樣ΣΔ接收機的第二個主要優(yōu)點是對模擬濾波器的較低嚴格要求。子采樣ΣΔ接收機的前端中,只需要簡單的抗假頻濾波來在ΣΔADC采樣之前從第一混頻器(例如,混頻器2220)的輸出信號中去除不需要的信號。用在數(shù)字信號處理器中的數(shù)字濾波器實施在接收機2100中接收到的嚴格模擬匹配濾波器。
在接收機2100中還需要嚴格模擬濾波器來抑制不需要的信號。對于CDMA應(yīng)用,可將不需要的大幅度信號(例如,包括人工干擾)設(shè)置在十分靠近所需信號(例如,CDMA信號)的頻帶邊界附近。人工干擾的幅度可甚高于所需信號的幅度。在現(xiàn)有技術(shù)中,需要陡峭滾降特性的模擬濾波器來將人工干擾抑制在更小的幅度,從而不鉗位ADC,因為ADC的鉗位導致惡化所需信號的互調(diào)產(chǎn)物。用可用來量化人工干擾的附加分辨率位設(shè)計在本發(fā)明中的ΣΔADC而不鉗位∑△ADC。附加位允許ΣΔADC容忍更高幅度人工干擾,從而在ΣΔADC之前放松對模擬濾波器的要求。
子采樣ΣΔ接收機的第三個主要優(yōu)點在于,可以所需精度和優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)中的模擬正交解調(diào)的經(jīng)改進可靠性,實施對ΣΔADC的IF采樣的正交解調(diào)。參照圖4,可設(shè)計濾波器2252和低通濾波器2256a和2256b來提供對輸入信號的所需匹配濾波,這是解調(diào)器為了最優(yōu)化性能一般所需的。用數(shù)字濾波器(諸如,有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器、無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器或多相濾波器)實施的濾波器考慮高性能和增加可靠性。還可設(shè)計數(shù)字濾波器以獲得所需精度,同時使電路復雜度最小。數(shù)字濾波器還可提供經(jīng)改進性能,因為數(shù)字濾波器的頻率響應(yīng)對于所生產(chǎn)的所有單元都是相等的。對于大量生產(chǎn)的接收機而言,一致性是很重要的。
數(shù)字解調(diào)還提供大靈活性和低成本??稍O(shè)計數(shù)字濾波器來滿足所需的技術(shù)指標(例如,任何所需的頻率響應(yīng))。還可靈活地設(shè)計數(shù)字濾波器,從而根據(jù)應(yīng)用需要提供最優(yōu)化頻率響應(yīng)。例如,可用從控制器加載的濾波器抽頭(filtertap)系數(shù)設(shè)計FIR濾波器??梢圆煌ぷ髂J絼討B(tài)改變FIR濾波器的頻率響應(yīng)。此外,數(shù)字濾波器可設(shè)計成多級,而且當不需要時,可以旁路一些級,以使功率消耗最小。
可用集成在一個或少量集成電路(IC)中的數(shù)字電路實施數(shù)字正交解調(diào),以使元件數(shù)量最少、減小成本和提高可靠性。此外,在制造期間和/或工作期間,可以容易地測試數(shù)字電路。在現(xiàn)有技術(shù)中,用模擬電路實施正交解調(diào)。在模擬電路中的較差元件容限導致接收機不滿足所需性能指標。此外,模擬電路包括多個元件,他們可能降低接收機的可靠性并增加成本。此外,對于多個標準中的每個標準,需要重新設(shè)計現(xiàn)有技術(shù)中的模擬電路,例如滿足IS-95標準,韓國標準和日本標準。
子采樣ΣΔ接收機的第四個主要優(yōu)點在于消除正交誤匹配。在本發(fā)明中,由于信號處理在ΣΔADC實現(xiàn)數(shù)字化之后,所以消除了在模擬正交解調(diào)器中發(fā)現(xiàn)的正交不平衡。在示例實施例中,乘法器2254和低通濾波器2256設(shè)計為相同。此外,從根據(jù)與相同時鐘信號相關(guān)的不同值(例如,1,0或-1)產(chǎn)生分別來自本機振蕩器2260和移相器2258的同相和正交正弦,而且沒有相位誤差。對于數(shù)字正交解調(diào)器,匹配兩個信號路徑,并相互精確正交。
在現(xiàn)有技術(shù)中的模擬正交解調(diào)器中(參見圖1),用兩個信號路徑處理基帶I和Q信號。在兩個信號路徑中的任何誤匹配(例如,在分相器2136中的誤差和/或在混頻器2128、低通濾波器2130和ADC2140中的誤匹配)導致I信號串音到Q信號上,反之亦然。串音導致模擬正交解調(diào)器的BER性能惡化。
子采樣ΣΔ接收機的第五個主要優(yōu)點在于可將ΣΔADC設(shè)計成提供優(yōu)于在現(xiàn)有技術(shù)中的傳統(tǒng)(例如,快速和逐次逼近)ADC的經(jīng)改進動態(tài)范圍、線性和直流偏置。因為減小在信號帶中的量化噪聲量,所以由ΣΔADC對量化噪聲的噪聲成形提供優(yōu)于傳統(tǒng)ADC的經(jīng)改進動態(tài)范圍。對于傳統(tǒng)ADC,量化噪聲在從直流到采樣頻率的輸出頻譜內(nèi)是白噪聲。對于ΣΔADC,通過對適當設(shè)計在ΣΔADC內(nèi)的噪聲成形器,使信號帶內(nèi)的量化噪聲最小??稍O(shè)計噪聲成形器,從而匹配IF信號特性與性能要求。
由ΣΔADC提供的經(jīng)改進動態(tài)范圍還導致對輸入信號的高度過采樣。對于帶通ΣΔADC,定義過采樣比為采樣頻率除以輸入信號的兩側(cè)帶寬的兩倍或者OSR=fs/2fbw。根據(jù)是否使用單環(huán)結(jié)構(gòu)或MASH(多級噪聲成形器)結(jié)構(gòu)和是否采用單位或多位量化器,ΣΔADC的輸出可以是1比特或m比特。選擇采樣頻率大大高于信號帶寬。因此,量化噪聲在從直流到采樣頻率的更寬的頻譜內(nèi)擴展。后來對ΣΔADC的采樣的濾波和抽選除去頻帶外噪聲,同時保留所需信號,從而改進動態(tài)范圍。在待批美國申請08/928,874號中詳細描述提供12位動態(tài)范圍的示例ΣΔADC設(shè)計。
在示例實施例中,ΣΔADC可具有12或更多位的分辨率。通過適當選擇過采樣比、噪聲成形器和ΣΔADC的階數(shù),可以設(shè)計分辨率。到ΣΔADC的IF信號一般包括所需信號加上可能包括人工干擾的不需要信號。人工干擾的幅度可甚大于所需信號的幅度。為了避免鉗位ADC輸入,這可能產(chǎn)生頻帶內(nèi)互調(diào)產(chǎn)物,定標IF信號以固定在ADC的全部輸入內(nèi)。當人工干擾的幅度增加時,所需信號變成更少百分比的輸入IF信號。要求ADC多位分辨率,從而充分量化所需信號。
在現(xiàn)有技術(shù)的模擬正交解調(diào)器中,通過在由ADC采樣之前用復雜的濾波器濾波模擬信號,使人工干擾的幅度最小。由于將人工干擾設(shè)置在緊靠信號帶的位置(例如,離開CDMA信號的中心頻率900KHz),要求諸如SAW濾波器和高階橢圓濾波器(high order elliptical filter)等陡峭滾降率的濾波器使人工干擾的幅度最小。這些陡峭滾降濾波器可能設(shè)計很復雜、很難制造和成本很高。
由本發(fā)明的ΣΔADC提供的分辨率的附加比特數(shù)量與更高動態(tài)范圍相對應(yīng),并考慮在IF信號中的更大幅度的人工干擾,而沒有惡化所需信號。更高分辨率允許ΣΔADC適當量化所需信號,即使它只是一小部分輸入IF信號。在示例實施例中,只需4比特分辨率來適當解調(diào)所需信號。運用12比特ΣΔADC,可使用剩余8位來處理人工干擾和/或提供增益控制。
本發(fā)明的ΣΔADC還提供優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)的傳統(tǒng)ADC的經(jīng)改進的線性和直流偏置特性。對于現(xiàn)有技術(shù)的快速ADC,線性是依賴于在用來劃分輸入信號和參考電源的兩個阻性梯形電路中的電阻器的匹配,如上所述。在梯形電路中的電阻器的數(shù)量是2m,其中m是在ADC中的比特數(shù)。當m增加時,由于需要匹配的電阻器的數(shù)量,使得線性很難保持。相反,對于ΣΔADC,由于可使用單位量化器,更加容易地獲得線性。只要將在ΣΔADC中的高低反饋電壓保持在恒定電平,就能保持線性。
非線性可能惡化接收機的性能,諸如誤碼率(BER)或幀差錯率(FER)。非線性還可能惡化在接收機中的多個環(huán)路的性能,諸如載波跟蹤環(huán)路和比特定時環(huán)路(bit-timing loop)。載波跟蹤環(huán)路跟蹤輸入RF信號的頻率/相位,和比特定時環(huán)路跟蹤輸入信號的碼元率。非線性還可影響在自動增益控制(AGC)電路和用來提高輸入基準第三階互調(diào)產(chǎn)物(input-referred third orderintermodulation product)(IIP3)性能的偏壓控制電路中用到的信號電平的測量。
ΣΔADC還具有優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)的傳統(tǒng)ADC的經(jīng)改進的直流偏置特性。對于基帶ΣΔADC,由于在本發(fā)明中不再出現(xiàn)放大直流的現(xiàn)有技術(shù)的模擬濾波器,所以改進直流偏置。對于帶通ΣΔADC,不考慮直流偏置,因為該頻譜分量是在頻帶外。可以濾去任何直流偏置,而且對輸出采樣的影響很小。
直流偏置對于數(shù)字通信系統(tǒng)特別重要,因為該參數(shù)會惡化BER性能和在接收機內(nèi)的鎖相環(huán)的性能。直流偏置使ADC輸出采樣的量化不對稱(skew),而且可導致輸入信號的誤檢測。直流偏置還可惡化在數(shù)字通信系統(tǒng)中通常使用的維特比解碼處理的性能。此外,直流偏置影響載波跟蹤和比特定時環(huán)路的性能。直流偏置把直流偏壓引入環(huán)路,這惡化了環(huán)路的捕獲性能。直流偏壓還抑制環(huán)路,從而惡化環(huán)路的跟蹤性能。在多種通信系統(tǒng)中,直流偏置是通過一種測量或多種測量組合提出的重要設(shè)計和制造考慮。可將每個ADC的直流偏置仔細屏蔽到特定限制。此外,可設(shè)計特定補償環(huán)路來評估和跟蹤出每個ADC的直流偏置。
在待批美國專利申請08/928,874號中所述的ΣΔADC的設(shè)計提供當在本發(fā)明的接收機中使用時的附加有利之處。在工作期間,可重新構(gòu)成ΣΔADC,從而可以關(guān)閉ΣΔADC部分以當不需要高性能時保存功率。例如,可實施ΣΔADC作為兩個環(huán)路MASH結(jié)構(gòu),而且當不需要高動態(tài)范圍時可以關(guān)閉一個環(huán)路。
由ΣΔADC提供的另一個有利之處在于在ΣΔADC和接收機中的其他電路之間連接的容易性。ΣΔADC只在每個采樣時鐘循環(huán)輸出一個或幾個位,即使ΣΔADC可能具有多位分辨率。于是,ΣΔADC具有少量輸入/輸出(I/O)引腳。而且,子采樣ΣΔ接收機只需一個ΣΔADC。幾個ADC和I/O引腳簡化在ΣΔADC和接收機中的其他電路之間的路由選擇。對于傳統(tǒng)ADC,通常分辨率的每位需要一個I/O引腳。對于如圖1所示的正交解調(diào)器需要兩個傳統(tǒng)ADC。高數(shù)量的ADC和I/O引腳可能使得布線和路由選擇更難。
接收機2200和2300是兩個示例接收機結(jié)構(gòu),它們支持IF信號的子采樣ΣΔ模擬-數(shù)字變換。可以設(shè)計其他接收機根據(jù)使用接收機的應(yīng)用要求提供所需前端處理。此外,可設(shè)計其他數(shù)字信號處理器來實施IF采樣的解調(diào)。于是,包括子采樣ΣΔADC的不同接收機結(jié)構(gòu)落在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
Ⅱ.奈奎斯特采樣ΣΔ接收機在本發(fā)明的第一實施例中,接收機包括子采樣ΣΔADC。這個結(jié)構(gòu)提供如上所述的多個有利之處。在本發(fā)明的第二實施例中,接收機包括奈奎斯特采樣ΣΔADC。該結(jié)構(gòu)提供ΣΔADC的多個有利之處,具體地說高動態(tài)范圍、經(jīng)改進的線性、低直流偏置和最小功率消耗。對于奈奎斯特采樣ADC,采樣頻率至少是到ADC的輸入信號的最高頻率的兩倍,從而避免假頻,而不是利用它。
圖6示出用于正交解調(diào)的示例奈奎斯特采樣ΣΔ接收機的方框圖??捎媒邮諜C2400來解調(diào)BPSK、QPSK、OQPSK、QAM和數(shù)字和模擬調(diào)整格式。在接收機2400內(nèi),由天線2412接收發(fā)送的信號、通過雙工器2414向前端2402提供。在前端2402中,放大器(AMP)2416放大信號并向帶通濾波器2418提供經(jīng)放大信號,其中帶通濾波器濾波信號來去除不需要的信號。在示例實施例中,帶通濾波器2418是聲表面波(SAW)濾波器。向混頻器提供經(jīng)濾波信號,來用本機振蕩器(L01)2422的正弦下變頻信號。由帶通2424濾波并由自動增益控制(AGC)放大器2426放大混頻器2420的IF信號,從而在ΣΔADC2440的輸入產(chǎn)生所需信號幅度。在示例實施例中,帶通濾波器2424還是SAW濾波器。向解調(diào)器2404提供經(jīng)AGC的信號。
解調(diào)器2404利用奈奎斯特采樣基帶ΣΔADC提供正交解調(diào)。在解調(diào)器2404中,兩個混頻器2428a和2428b用分別由本機振蕩器(L02)2434和移相器2436提供的正弦將信號下變頻到基帶I和Q信號。分別向提供基帶信號的匹配濾波和/或抗假頻的低通濾波器2430a和2430b提供基帶I和Q信號。向ΣΔADC2440a和2440b提供經(jīng)濾波信號,它們采樣該信號以產(chǎn)生數(shù)字化基帶采樣。向基帶處理器2450提供采樣以進一步處理(例如,檢錯和/或糾錯,解壓)。
在示例實施例中,ΣΔADC2440是可以待批美國專利申請?zhí)?8/928,874中所述的方法實施的奈奎斯特采樣基帶ΣΔADC?;鶐Е拨DC把在直流周圍的量化噪聲推到更加容易執(zhí)行濾波的更高頻率。
可以設(shè)計奈奎斯特采樣ΣΔ接收機來執(zhí)行與子采樣ΣΔ接收機2200和2300相類似的數(shù)字正交解調(diào)。在該實施例中,設(shè)計子采樣ΣΔ接收機2200和2300,從而到帶通ΣΔADC的IF信號的中心頻率是在IF頻率。較佳的是,選擇IF頻率是0.25·fs。通過調(diào)節(jié)第一本機振蕩器(例如,L01 2222)的頻率或通過插入第一頻率下變頻級(例如,混頻器2200)和帶通ΣΔADC之間的第二頻率下變頻級,可以獲得該IF頻率。
向熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的人員提供較佳實施例的上述描述以制造或運用本發(fā)明。對于熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的人員而言,對于這些實施例的各種變化是顯而易見的,而且可將這里限定的一般原理用于其他實施例,而不必進行創(chuàng)造性勞動。于是,本發(fā)明并不局限于這里所示的實施例,而是根據(jù)與這里揭示的原理和新穎性相一致的最寬范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于解調(diào)RF信號的接收機,其特征在于,包括前端,用于接收所述RF信號和下變頻所述RF信號到中頻(IF)信號,所述IF信號具有中心頻率和兩側(cè)帶寬;與所述前端相連的ΣΔADC,用于接收所述IF信號和采樣所述IF信號,以產(chǎn)生IF采樣,在采樣頻率下對所述ΣΔADC進行計時;連到所述ΣΔADC的數(shù)字信號處理器,用于接收所述IF采樣,和根據(jù)用于產(chǎn)生所述RF信號的調(diào)制格式解調(diào)所述IF采樣。
2.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是子采樣帶通ΣΔADC。
3.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是子采樣基帶ΣΔADC。
4.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是奈奎斯特采樣帶通ΣΔADC。
5.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是奈奎斯特采樣基帶ΣΔADC。
6.如權(quán)利要求2所述的接收機,其特征在于,所述IF信號的所述中心頻率是所述采樣頻率的0.25·(2n+1)倍,其中n是大于1的整數(shù)。
7.如權(quán)利要求6所述的接收機,其特征在于,n等于2。
8.如權(quán)利要求2所述的接收機,其特征在于,所述IF信號的所述中心頻率是所述采樣頻率的0.25·(2n)倍,其中n是大于1的整數(shù)。
9.如權(quán)利要求8所述的接收機,其特征在于,n等于2。
10.如權(quán)利要求2所述的接收機,其特征在于,根據(jù)所述IF信號的所述雙側(cè)帶寬選擇所述采樣頻率。
11.如權(quán)利要求2所述的接收機,其特征在于,所述IF信號包括CDMA信號。
12.如權(quán)利要求11所述的接收機,其特征在于,所述IF信號的所述中心頻率是116.5MHz。
13.如權(quán)利要求12所述的接收機,其特征在于,所述采樣頻率是66.6MHz。
14.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述解調(diào)器包括數(shù)字濾波器,用于接收所述IF采樣并提供所述濾波采樣,所述數(shù)字濾波器通過頻率響應(yīng)濾波所述IF采樣并以抽選比抽選所述經(jīng)濾波采樣。
15.如權(quán)利要求14所述的接收機,其特征在于,可根據(jù)所述接收機的工作模式,調(diào)節(jié)所述數(shù)字濾波器的所述頻率響應(yīng)。
16.如權(quán)利要求14所述的接收機,其特征在于,根據(jù)所述數(shù)字濾波器的所述抽選比和所述IF信號的所述兩側(cè)帶寬,選擇所述采樣頻率。
17.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC提供四個或更多比特分辨率。
18.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC包括多個環(huán)路,可以根據(jù)具體要求打開或關(guān)閉每個環(huán)路。
19.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,以過采樣比16或更大,對所述ΣΔADC進行計時。
20.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是單環(huán)ΣΔADC。
21.如權(quán)利要求1所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是MASHΣΔADC。
22.如權(quán)利要求21所述的接收機,其特征在于,所述MASHΣΔADC是MASH4-4ΣΔADC。
23.一種用于解調(diào)RF信號的接收機,其特征在于,包括前端,用于接收所述RF信號和下變頻所述RF信號到中頻(IF)信號;連到所述前端的正交解調(diào)器,用于接收所述IF信號和把所述IF信號下變頻到基帶I和Q信號;連到所述正交調(diào)制器的兩個ΣΔADC,一個ΣΔADC接收所述基帶I信號和一個ΣΔADC接收所述基帶Q信號,所述ΣΔADC采樣所述基帶I和Q信號產(chǎn)生基帶采樣,在采樣頻率下對所述ΣΔADC進行計時。
24.如權(quán)利要求23所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是奈奎斯特采樣基帶ΣΔADC。
25.如權(quán)利要求24所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是MASHΣΔADC。
26.如權(quán)利要求25所述的接收機,其特征在于,所述ΣΔADC是MASH 4-4ΣΔADC。
全文摘要
一種接收機,它包括可以四種結(jié)構(gòu)之一的形式利用的西格馬-德爾塔模擬-數(shù)字變換器(∑△ADC),其中上述四種結(jié)構(gòu)如子采樣帶通接收機、于采樣基帶接收機、奈奎斯特采樣帶通接收機或奈奎斯特采樣基帶接收機。對于子采樣∑△接收機,采樣頻率小于輸入到該∑△ADC的中心頻率的兩倍。對于奈奎斯特采樣∑△接收機,采樣頻率至少是到∑△ADC的輸入信號的最高頻率的兩倍。對于基帶∑△接收機,∑△ADC的輸出信號的中心頻率近似為零或直流。對于帶通∑△接收機,∑△ADC的輸出信號的中心頻率大于零。根據(jù)輸入信號的帶寬選擇采樣頻率以簡化用于處理∑△ADC的輸出采樣的數(shù)字電路的設(shè)計。此外,可根據(jù)輸入信號的采樣頻率和帶寬,選擇輸入信號的中心頻率。在接收機內(nèi)的∑△ADC提供多種有利之處。
文檔編號H03M1/66GK1281597SQ98811991
公開日2001年1月24日 申請日期1998年12月8日 優(yōu)先權(quán)日1997年12月9日
發(fā)明者S·S·巴扎加尼, S·C·西卡雷利, S·G·尤尼斯, D·K·巴特菲爾德 申請人:夸爾柯姆股份有限公司
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