專利名稱：數字信號傳輸系統(tǒng)及其發(fā)送器和接收器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及以符號編碼并用正交調制在任意頻率位置從發(fā)送器傳輸到接收器的數字信號傳輸系統(tǒng)。本發(fā)明進一步涉及用于這種傳輸系統(tǒng)的發(fā)送器，接收器和濾波器組合。
用于數字信號的傳輸系統(tǒng)已經被認識很長時間了，并且由于其有利性也正在被越來越多地用于娛樂或信息系統(tǒng)中信號或數據的傳輸或儲存。這種系統(tǒng)的主要特點是待傳輸的信息以數字化或編碼的信號呈串行方式，且在其傳輸或儲存之前，這種信號一般要進行QPSK(四相相移鍵控)調制。即，作為一條規(guī)則，要為傳輸通道或射頻傳輸波段進行頻率轉換；但如果是儲存信號，這種轉換就不必要了。在接收器端，按相反的順序進行信號處理，從而恢復為初始的信號。接著要在接收器中進行進一步的信號處理，但這不是此處所關注的。通過傳輸通道被傳輸的信號是含有以某種作為調制的編碼形式的數字信息的連續(xù)模擬信號。在這種調制期間的一個基本要求是可靠的量化范圍的存在，從而可最大可能地免除噪聲。上述QPSK調制技術及其變形結合了高傳輸可靠性和高適應性。待傳輸的信號可以是從窄帶的測量或聲音信號到寬帶的視頻或高分辨率彩色電視信號。一些利用該技術的某些已知的地球的或基于衛(wèi)星的傳輸系統(tǒng)的例子包括DVB-數字視頻廣播，DAB-數字音頻廣播，ADR-Astra無線電，以及全球空間無線電(World Space Radio)。其他已知的正交調制方式包括BPSK-二進制相移鍵控，QAM-正交幅值調制，及VSB-殘留邊帶調制。
正交調制可被解釋為一個向量在一個由I坐標和與之垂直的Q坐標形成的假想平面上以載波頻率旋轉。沒有調制時旋轉頻率是恒定的，因而相角恒定地增加。這就確定了一個與待傳輸信號調制的參考相角。對于模擬信號的情況，任何相角值都是可能的。對于數字信號的情況，要進行量化，通過量化僅有特定的相角范圍例如四個象限是允許的，因而是可區(qū)分的。小于相應的量化極限的干擾不會產生影響。通過指明載波頻率，QPSK調制技術可適應于待傳輸的頻率范圍。在特定情況下，即在QAM技術中，向量長度也可改變，因而還可再傳輸另外的獨立信息。
在開發(fā)一個傳輸系統(tǒng)時，根據其傳輸特性和根據所用的發(fā)送器和接收器的成本及復雜性進行總體系統(tǒng)的優(yōu)化是必要的。與此相關的重要內容還有系統(tǒng)是雙向的還是象普通廣播系統(tǒng)那樣本質上僅有一個發(fā)送器但有多個接收器。在后面這種情況下，即使這樣可能會增加發(fā)送器的復雜性，但如果可因此而改進傳輸特性和/或簡化接收器的話，將系統(tǒng)設計為不對稱的也是可取的。
因而本發(fā)明的目的是提供一種數字信號的傳輸系統(tǒng)，與常規(guī)系統(tǒng)相比，利用該系統(tǒng)可以實現(xiàn)改善傳輸特性尤其是可減少接收器所需的回路數量。
另一目的是提供用于根據本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的發(fā)送器和接收器。
另一目的是提供用于根據本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的有利的濾波器組合。
本發(fā)明的主要目的是通過在正交合成之前以給定的時間間隔，具體說是四分之一個信號周期，在發(fā)送器中延時兩個正交信號分量中的一個而獲得的。這種一個正交信號分量相對另一個的延時對于在發(fā)送器中正交調制的幅值穩(wěn)定性和在接收器回路的復雜程度兩方面都有明顯的影響，如果采用數字電路接收器回路可大大被簡化。如下面表明的，發(fā)送器所需回路數保持基本不變或僅有微小增加。
接收器的簡化來自以下具有發(fā)明性的認識如果發(fā)送器中兩個正交信號中的一個被延時一給定時間，接收器中的脈沖整形濾波器可被簡單的有全通網絡的IIR結構取代，而不需要對兩個正交信號分量中任何一個進行任何額外的組延時均衡。
下面將參照附圖對本發(fā)明及其有利的特點進行更詳細的解釋。其中，

圖1是帶有相應的接收器的常規(guī)發(fā)送器的方框圖；圖2解釋在發(fā)送器中對數據進行向并行方式的轉換；圖3表示符號定義表；圖4表示QPSK向量圖；圖5表示一對正交信號和有利的采樣時鐘；圖6示意性地解釋接收器中的數字信號處理；圖7表示根據本發(fā)明的發(fā)送器和接收器；
圖8表示接收器濾波器的傳遞函數；圖9表示發(fā)送器濾波器的傳遞函數；圖10表示發(fā)送器和接收器濾波器的卷積傳遞函數；圖11表示接收器濾波器和相關的理想發(fā)送器濾波器的衰減特性；圖12表示實際發(fā)送器濾波器的衰減特性；圖13以示意眼狀圖表示接收器中解調后正交分量的極限曲線；圖14表示IIR濾波器結構；及圖15表示全通結構。
在圖1中，從源1向發(fā)送器T輸入作為數字信號sr的數字數據流。用來進行正交調制的主要部分包含在調制器2中，它包括將數字信號sr轉換為I信號和并行的Q信號的串-并轉換器3，二者均為數據流的形式。為了限定頻帶，每一數據流I，Q被輸入相應的脈沖整形濾波器FI1，F(xiàn)Q1。從兩濾波器出來后，兩數據流I和Q一般分別被稱為同相分量ki和正交分量kq，并利用正交合成器4調制正交載波tr。載波tr利用正弦/余弦發(fā)生器4.1形成，其余弦和正弦分量cos(tr)和sin(tr)被分別輸入第一合成器4.2和第二合成器4.3。載波tr以載波頻率ftr在向量圖上旋轉(見圖4)。兩合成器4.2，4.3的輸出被利用加法器4.4相加而形成調制后的信號s(t)，該信號利用單級或多級頻率轉換器5被帶至傳輸通道C的頻帶位置。在轉換器5中，表示出了發(fā)生器5.1，合成器5.2，和輸出端的帶通濾波器5.3。調制后信號s(t)是一個其上在傳輸路徑C上疊加有外部信號和噪聲信號的連續(xù)的模擬信號。如眾所周知的，如果發(fā)送器T和接收器R包括既滿足噪聲匹配判據又滿足奈奎斯特判據的脈沖整形濾波器，由干擾或噪聲引起的錯誤影響就可降至最小。
接收器R在功能上是發(fā)送器T的鏡象。利用包括發(fā)生器6.1，合成器6.2，和兩個帶通濾波器6.3，6.4的頻率轉換器6，接收到的射頻信號被又轉換為更低頻帶或基帶的模擬信號s(t)，在此它可在解調器7中利用模擬或數字回路解調或解碼。
在解調器7中，模擬信號s(t)首先利用正交合成器8被分解為同相和正交分量ki，kq。這可以通過將模擬信號與來自正弦/余弦發(fā)生器8.1的正弦信號和余弦信號合成來完成。正交合成也可以以純數字方式實現(xiàn)，例如只要在將數字化的信號值在每一采樣時鐘脈沖處乘以數字正弦值或數字余弦值，而每一角度值的數字正弦值或數字余弦值可從預先存放的正弦/余弦表或通過適當的計算技術獲得。如果發(fā)生器8.1在固定采樣時刻產生值+1，0，-1，0，+1，0，…作為正交載波值，合成器8.2，8.3尤其易于以數字方式實現(xiàn)。在兩種情況下，發(fā)生器8.1必須通過鎖相環(huán)(＝PLL)鎖定在發(fā)送器的參考相位上。接在正交合成器8之后的是每一信號路徑中的脈沖整形濾波器FI1，F(xiàn)Q2，而接在這些脈沖整形濾波器之后的分別是同相檢測器9.1和正交檢測器9.2。最后I和Q信號被利用并-串轉換器10重新組合為一個數據流sr。進一步的處理在處理階段12中進行。
在解調器7中，時鐘恢復裝置11構成了PLL的一部分。它將I和Q信號轉換為將可變頻率發(fā)生器8.1(＝VCO)在頻率和相位上鎖定在參考相位的控制信號st。在數字式解調器中，時鐘恢復裝置11還提供采樣時鐘fs，作為一條規(guī)則，其頻率是符號頻率fsymb的整數倍。
在圖2中，用一個數據序列解釋了原始數據流sr向并行方式的轉換。串-并轉換器3將原始位序列1，2，3，4，…交替分配給兩個信號路徑I，Q，因而原始數據位對d1，d2的奇數位形成數據速率為fBit/2的I數據流，而偶數位對形成了同一數據速率的Q數據流。位對d1，d2形成一個“符號”Si，它象利用相應的調制過程那樣被編碼。一個位對d1，d2具有四種不同的邏輯狀態(tài)，分別被分配給不同的符號S0，S1，S2，S3，參見圖3中的表。符號Si以僅為數據流sr位速率fBit的一半的符號速率或符號頻率fsymb重復。還可以將兩個或更多的原始位，如四，六，或八個結合在一個符號中。于是，可能的符號數目增加了，而符號速率減少了。符號速率越低，在發(fā)送器和接收器中的處理頻率和正交載波的頻率就可以越低。
圖4表示QPSK調制的向量圖。四個可能的符號Si被賦給單位圓的四個象限。向量對應于載波tr，它在I/Q坐標系統(tǒng)的瞬時旋轉位置由角度(t)和幅值A(t)唯一確定。
圖5表示發(fā)送器和接收器中I和Q信號的理想波形，根據相應的符號Si，它們理想地在標準化后的信號值+1和-1之間必需具有無窮大陡度的脈沖邊緣，也就是說于是其頻譜應無限長。為了盡可能減少所必需的帶寬，利用上面提到的脈沖整形濾波器使脈沖按預定方法邊緣變圓，從而從脈沖序列形成同相分量ki和正交分量kq。所表示的分量ki，kq既出現(xiàn)在發(fā)送器中，也以略有變動的形式出現(xiàn)在接收器中，并可在這些地方以采樣時鐘fs在正交合成之前或之后被數字化。從圖6中可以看出采樣頻率的降低情況。
圖6示意地表示了在接收器R中如何利用適當的采樣從接收到的模擬信號s(t)恢復為獨立的正交信號分量ki，kq。它在同樣的時間坐標上表示出了模擬信號s(t)和載波tr的相應的余弦和正弦分量cos(tr)，sin(tr)(虛線曲線)。時間軸t被按符號周期Tsymb(＝Ts＝Ts)標準化。第四條線表示采樣時鐘fs的采樣時刻t’，它們被鎖定在參考相位的I/Q坐標交叉點，如圖4所示，因而也分別確定了余弦與正弦載波分量的與載波有關的采樣時刻t’ki，t’kq。這樣可產生有利的采樣速率fs和有利的載波頻率ftr，它們都不可分割地與符號頻率fsymb有關fs＝4×fsymb和ftr＝fsymb。于是，如上所述，可得到用于接收器中正交合成的非常簡單的乘法因子，即僅為值+1，0和-1。合成器可以非常容易地用門電路和非門電路以數字和模擬形式實現(xiàn)。
如果在各個I/Q坐標交叉點時刻進行采樣，接收器中的正交合成可被進一步簡化，因為用因子“0”相乘得到的信號值為“0”。該“0”信號值可在進一步處理時通過忽略孤立數據及接著進行低通濾波而簡單地予以忽略，正如在簡單采樣速率降低階段通常所作的那樣，這些階段也稱為分樣階段。就正交信號調制而言，這種忽略不會導致信息丟失。
最后兩條線分別表示同相分量ki和正交分量kq在采樣時刻tki和tkq下與乘法因子+1和-1對應的采樣時鐘頻率fsi和fsq。采樣時刻tki和tkq以時間間隔td分隔，而td＝1/4×Tsymb。
因此同相采樣時鐘頻率fsi和正交采樣時鐘fsq是相同的fsi＝fsq＝2×fsymb，但相位不同，因而如上所述采樣值tki和tkq在時間上以Tsymb/4分隔。
只有如果在相應的采樣時刻t的同相采樣值和正交采樣值二者都是實際可得到的，才能以所要求的精度確定結果向量tr(t)，進而兩正交分量ki，kq的瞬間位置(t)。在圖6所示的交替采樣序列tki，tkq的情況下，不進行插值這是不可能的。
通常所用的FIR插值濾波器(也必須滿足奈奎斯特和噪聲匹配判據)需要大量的回路，但迄今為止還無法避免。但根據本發(fā)明，提出了一種同樣也滿足上述判據的相當簡單的IIR濾波器。一個必要條件是兩正交信號分量ki，kq中的一個在發(fā)送器中被延時一時間間隔td，該時間間隔理想地等于四分之一個符號周期Tsymb。
圖7表示根據本發(fā)明的發(fā)送器T和接收器R的一個實施例。發(fā)送器T除了在正交分量路徑Q上有延時元件13外還有圖1所示方框圖中所示的相同功能單元。由于采用了與圖1相同的的參考字符，且運行也基本與圖1所示的相同，因而無需對通用發(fā)送器回路T再進行解釋。由延時元件13引入的延時間隔td的值為td＝Tsymb/4。利用該值，如上所述，復雜的脈沖整形濾波器在接收器R側可由非常簡單的濾波器結構所取代。這當然會影響到發(fā)送器中脈沖整形濾波器FI1，F(xiàn)Q1的實現(xiàn)和設計，如下面要解釋的。發(fā)送器T中的信號處理可以是數字或模擬式的。如果處理是數字式的，處理時鐘頻率fsi，fsq應至少為符號頻率的四倍或其它倍數。
圖7表示發(fā)送器T的一個數字式實施例。數字調制器2后面連接有數-模轉換器15，等于符號速率四倍的轉換時鐘速率fs，fs＝4×fsymb，被從發(fā)生器16引入其中，該時鐘被鎖定為數據流sr的位時鐘fBit(圖7中未示出)。通過輸出為模擬信號s(t)的該轉換器15，再次表明恰當的傳輸應是模擬的。圖中沒有表示出發(fā)送器端和接收器端的射頻轉換。
圖7的接收器R的方框圖表示出其基本結構和圖1的接收器的結構非常相似。同樣功能單元被指定的參考符號也相同，因而其一致性非常容易看出。還有，參考號與上面的介紹也一致。接收到的和向下轉換的模擬信號s(t)被利用模-數轉換器17數字化并形成數據流sd。數字化時鐘頻率fs來自與時鐘恢復裝置11相配合的時鐘發(fā)生器18。在常規(guī)的數字信號處理布置中，數字化時鐘可能是隨意提供的，而采樣原則不會與接收到的信號s(t)的帶寬相矛盾。但對于最佳的數字接收器的實現(xiàn)，數字化時鐘fs不再是可自由地預定的，而是其頻率應盡可能精確地為符號頻率fsymb的四倍。如果采用具有簡單開關特性+1，-1的開關式接收器正交合成器，就可將對圖6的討論和對實現(xiàn)濾波器的解釋接在這里。這樣就給出了同相和正交分量ki，kq的采樣頻率fsi，fsq，而fs＝2×fsymb。這是實現(xiàn)具有IIR濾波器結構的接收器濾波器的必要條件，參見下面的相關介紹，尤其是公式(2)。解調器7中的正交合成器80，85基于這一原理工作。
與時鐘發(fā)生器18相配合的正交合成器80具有與之相連的電子開關81作為多路分配器將模-數轉換器17的輸出數據交替分配到I數據路徑和Q數據路徑。電子開關81相當于圖7的發(fā)送器T中的加法器4.4的反向。與I合成器83和Q合成器84相連的用于正交載波的發(fā)生器82含有向合成器83，84交替提供值+1和-1的數據源82。合成器必須或者保持所施加的數據不變或者對其取反；二者皆可由通常的二進制數值系統(tǒng)容易地實現(xiàn)，尤其是以二的補碼表示。除了是粗略的正交合成器的合成器80外，解調器7還包括精確正交合成器85，它僅處理很低的載波差頻。因此，同相和正交分量ki，kq在粗略的合成器80后被分別乘以緩慢變化的余弦和正弦值，相當于對形成的載波或向量tr的一附加的角度旋轉。由于這種劃分，在快速合成器80中的相對較高的載波頻率的調整就能夠以相對粗略的頻率級差進行而在計值時不會產生任何不準確。粗略和精確的正交合成器80和85分別由來自時鐘恢復裝置11的控制信號st和st，控制。
接著兩正交合成器80，85的是在I數據路徑上的同相脈沖整形濾波器FI2和在Q數據路徑上的正交脈沖整形濾波器FQ2。接著脈沖整形濾波器FI2和FQ2的分別是分樣級19.1和19.2，在該級內相應的數據速率fsi，fsq再次被按因子1/2降低。最后兩檢測器級9.1，9.2將原始符號si恢復，它又被利用并-串轉換器10再結合為串行數據流sr。在圖7中，為明確起見，將相應的采樣速率標在了發(fā)送器T和接收器R的相應的處理部分上。
圖7的接收器R的方框圖沒有包括任何因為發(fā)送器T中的延時而希望也有的延時部件。這是因為脈沖整形接收器濾波器FI2，F(xiàn)Q2的發(fā)明性實現(xiàn)利用了每個具有兩個全通網絡的IIR濾波器結構。這些濾波器與對應的發(fā)送器濾波器FI1，F(xiàn)Q1結合，既能滿足噪聲匹配判據又能滿足奈奎斯特判據。在以下部分的介紹中，將利用一對能夠替代同相濾波器對FI1，F(xiàn)I2或正交濾波器對FQ1，F(xiàn)Q2的一對濾波器F1，F(xiàn)2的例子來詳細介紹對這些性質的證明，相應的濾波器的結構，及其基本設計。這些濾波器F1，F(xiàn)2具有不同的濾波器結構。單個濾波器的傳遞特性是非對稱的。但正如將表明的，兩濾波器F1，F(xiàn)2的脈沖響應必須相互鏡象對稱。
以下說明涉及兩非對稱濾波器對FI1，F(xiàn)I2和FQ1，F(xiàn)Q2。對于本發(fā)明，必須實現(xiàn)非對稱濾波器組合F1，F(xiàn)2。非對稱濾波器組合F1，F(xiàn)2的脈沖響應h(t)的例子在表示發(fā)送器濾波器F1的圖9和表示接收器濾波器的圖8中給出。兩者的波形相對時間軸t＝0鏡象對稱。圖9所示的向負的時間范圍延伸的脈沖響應可通過適當地預先延時圖9的脈沖響應和/或圖8的脈沖響應來實現(xiàn)而不違反因果關系的原則。兩非對稱濾波器F1，F(xiàn)2的相互作用在圖10中由公共脈沖響應Hg(t)表示，它是由圖8和圖9的脈沖響應的卷積得來的。
為進一步探討必須通過研究復數傳遞函數H(z)來對奈奎斯特判據和噪聲匹配判據進行更詳細的討論。在以下公式中僅在如果不這樣做就可能會引起誤解的情況下才在通常的形式中使用標記。濾波器組合F1，F(xiàn)2具有公共的傳遞函數Hg(z)，它可以分解為表示發(fā)送器濾波器F1的傳遞函數ht(z)和表示接收器濾波器F2的傳遞函數Hr(z)。兩個濾波器F1，F(xiàn)2的傳遞函數的卷積得到濾波器組合F1，F(xiàn)2的傳遞函數Hg(z)Hg(z)＝Ht(z)×Hr(z) Eq.(1)以下的討論適用于這樣的條件在圖7中由模-數轉換器17和多路分配器81確定的接收器濾波器F2所用的采樣時鐘fsi，fsq是符號頻率fsymb的兩倍，即fsi＝fsq＝2×fsymb。為簡化起見，以下僅在有疑問時才對用于接收器濾波器F2的同相采樣時鐘fsi和正交采樣時鐘fsq加以區(qū)分；相反，對fsi和fsq給出被賦予相應的處理部分的一個采樣時鐘或采樣頻率fs。
假設fs＝2×fsymb， Eq.(2)接收器中的脈沖整形濾波器的實現(xiàn)和要滿足的判據的公式變得特別簡單。于是奈奎斯特判據具有以下一般形式Hg(z)+Hg(-z*)＝1 Eq.(3)其中z＝Exp(j×2π×f/fs)。
為得到最優(yōu)的噪聲匹配，在發(fā)送器濾波器F1和接收器濾波器F2間必需保持以下關系Ht(z)＝Hr(z*)Eq.(4)此外，為抑制相鄰通道的干擾，要求在F1，F(xiàn)2的相應抑止頻帶有足夠的衰減amin。抑止頻帶的開始通常由頻響跌落因數r輔助確定
|Ht(Exp(j×2π×f/fs))|≤amin當f≥0.5×fsymb×(1+r) Eq.(5)|Hr(Exp(j×2π×f/fs))|≤amin當f≥0.5×fsymb×(1+r) Eq.(6)如上所述，廣泛用作脈沖整形濾波器的“上升余弦”和高斯濾波器可滿足這些條件。但這些濾波器結構的一個缺點是要求在發(fā)送器端和接收器端有相當數量的回路。
本發(fā)明以兩個并聯(lián)的全通網絡A1，A2的接收器濾波器結構也可滿足公式(2)，(3)，(5)和(6)的判據這樣的認識為依據。相應的復數傳遞函數有如下形式Hr(z)＝1/2×(A1(z2)+z-1×A2(z2))Eq.(7)兩個全通濾波器A1，A2的復數傳遞函數具有如下形式Hall-pass(z)＝Ai(z)＝ Eq.(8)(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)如果公式(8)是針對倒數變量z*＝1/z而不是變量z，則有以下變換Ai(z*)＝1/Ai(z) Eq.(8A)正如可表示出的，在接收器濾波器F2和相應的發(fā)送器濾波器F1二者中均利用全通網絡實現(xiàn)的濾波器組合F1，F(xiàn)2在理論上滿足奈奎斯特判據。
從公式(7)起，發(fā)送器濾波器F1的傳遞函數Ht(z)通過公式(4)的噪聲匹配條件從接收器濾波器F2的傳遞函數Hr(z)形成Ht(z)＝1/2×(1/A1(z2)+z/A2(z2)) Eq.(8b)利用全通網絡的該濾波器組合F1，F(xiàn)2的公共傳遞函數Hg(z)從根據公式(7)和公式(8b)的單個公共函數的卷積得出Hg(z)＝1/2×(A1(z2)+z-1×A2(z2)×1/2×(1/A1(z2)+z/A2(z2))Eq.(9)通過兩個傳遞函數Hr(z)和Ht(z)的復數乘法進行的卷積得到以下公式Hg(z)＝1/2+1/4×(z×A1(z2)/A2(z2)+z-1×A2(z2)/A1(z2))Eq.(10)將公式(3)的奈奎斯特判據的形式用于公式(10)，具體地是引入了形成的傳遞函數Hg(-z*)，有
Hg(z)+Hg(-z*)＝1+0Eq.(11)雖然公式(11)是通過全通網絡濾波器的傳遞函數得出的，但看上去和公式(3)---普通的奈奎斯特判據一樣。不幸的是根據公式(4)的共軛復數濾波器在這種采用全通網絡的情況下不穩(wěn)定且因果關系不可靠。通過將假設是穩(wěn)定的接收器濾波器F2轉置，極點和零點被互換，從而使發(fā)送器濾波器F1的極點移到了單位圓以外的復數頻率域。但這僅適用于發(fā)送器濾波器的數學上精確的IIR實現(xiàn)。但利用FIR逼近，很容易地能夠設計出滿足所要求的判據的發(fā)送器濾波器，其精度僅受濾波器回路數量的限制。如上所述，該濾波器的設計是以圖8和圖9的接收器濾波器的鏡象和延時的脈沖響應hr’(-t)＝ht(t)為依據的。
圖11以舉例方式表示采用全通網絡的接收器濾波器F2的衰減特性。頻率f已經對于符號頻率fsymb進行了標準化。在抑止頻帶上，衰減a約為-70dB。共軛復數接收器濾波器(參照公式(8b))理論上必須具有同樣的衰減特性。但是如上所述，因為在這里全通方式的實現(xiàn)是不可能的，所以在發(fā)送器濾波器F1中采用了FIR濾波器結構，其要進行鏡象轉換的頻率響應hr(t)盡可能地逼近圖9的頻率響應ht(t)。該脈沖響應理論上可向負的時間范圍無限延伸，它必須由確定脈沖響應起始的時間窗口來代替。如果剪切掉的脈沖響應僅表示不明顯的貢獻，這可被完全證實。如有必要，時間窗口和相應的FIR濾波器結構必須被進一步放大，直到其抑制貢獻變?yōu)椴豢珊雎?。一項估計表明利用本發(fā)明，在上述所用的FIR濾波器F1中的回路數量僅需要增加10％到20％。但在接收器端的節(jié)省卻是令人激動的，因為這里可比較的濾波器回路的數量可被例如以10為因數減少。此外，接收器濾波器FI2，F(xiàn)Q2是相同的。
表示逼近的FIR濾波器在信號傳輸特性上的影響表明它僅在抑止頻帶衰減上是重要的，在圖12中假設的例子中該衰減約為-55dB。濾波器組合F1，F(xiàn)2的總衰減提供了總的抑止頻帶衰減，它對于所需的衰減特性是綽綽有余了。
圖13以眼狀圖示意地表示接收側的同相和正交分量ki，kq。經過信號值ki，kq＝+1和ki，kq＝-1的曲線代表了接收側正交信號分量應處于它們之間的極限曲線，而不論符號轉換是否剛剛發(fā)生。由于這些極限曲線恰好在值+1和-1處相交，顯然前面的符號的順序可是任意的且對在時刻t＝0待定的符號狀態(tài)Si沒有任何影響。圖13的以模擬形式表示在時刻-0.5≤t/Ts≤+0.5之間的所有可能轉換的眼狀圖是從衰減特性與圖11和圖12相當的非對稱濾波器組合F1，F(xiàn)2計算得來。
圖14表示具有以方框圖表示的兩個全通網絡A1，A2的接收器濾波器的結構。該結構表示具有全通網絡A1的第一信號路徑和具有z-1延時部件v1和第二全通網絡A2的組合的第二信號路徑。在兩信號路徑的公共輸入端輸入的是數字輸入信號sr’。第一和第二全通網絡A1和A2的輸出分別被連接到減法器sb1的減數輸入端和被減數輸入端，該減法器產生接收器濾波器F2的數字輸出信號sr。
圖15用方框圖表示適用于本發(fā)明的全通濾波器Ai的功能單元和結構。該全通濾波器是二階濾波器，它表示根據公式(8)的全通濾波器的最簡單的實施例，其中m＝2。一個輸入p1被連接到第一加法器ad1的第一輸入端1和減法器sb2的減數輸入端。加法器ad1的輸出與z-2延時部件v2配合，其輸出被連接到減法器sb2的被減數輸入端和第二加法器ad2的第一輸入端1。與減法器sb2的輸出相連的是乘法器m的第一輸入端1，其第二輸入端2被從存儲裝置mr輸入因子a。利用該因子a，可確定全通濾波器Ai的濾波器特性。乘法器m的輸出被連接到第一加法器ad1的第二輸入端2和第二加法器ad2的第二輸入端2兩個地方，加法器ad2的輸出被連接到輸出端p2。因而該濾波器結構非常簡單且易于以數字方式實現(xiàn)。應指出圖15的全通濾波器僅包括一個乘法器m。與此形成對照的是，用于接收器濾波器F2的常規(guī)FIR結構包括多個乘法器，利用這些乘法器將獨立的權重賦予存儲的信號。有多至40個的采樣值需要分配權重，并被相乘。通過這樣的比較利用全通濾波器實現(xiàn)接收器的優(yōu)點就很明顯了。采用根據公式(8)設計的更高階的全通濾波器，濾波器特性可得到改善，相應成本也更高，但仍然大大低于與之相比的FIR濾波器的成本。接收器濾波器F2和發(fā)送器濾波器F1不必一定用數字形式實現(xiàn)，這些發(fā)明性的概念在原理上也適用于模擬濾波器結構。
權利要求
1.用于以符號(Si)編碼的以正交調制在任意頻率位置從發(fā)送器(T)到接收器(R)傳輸數字信號(sr)的傳輸系統(tǒng)，其特征在于在發(fā)送器中，兩正交信號分量(ki，kq)中的一個在正交調制前被延時一時間間隔(td)，具體說是延時四分之一個符號周期(Tsymb)和/或延時發(fā)送器(T)中的正交載波(tr)的周期的四分之一。
2.根據權利要求1的傳輸系統(tǒng)，其特征在于在接收器端形成的正交信號分量(ki，kq)分別利用相應的IIR濾波器(FI2，F(xiàn)Q2)被濾波。
3.根據權利要求1或2的用于傳輸系統(tǒng)的發(fā)送器(T)，包括---將數字信號(sr)轉換為I數據流(I)和Q數據流(Q)的串-并轉換器(3)，該數字信號由數據源(1)提供并被鎖定為位速率fBit；---第一同相濾波器(FI1)和第一正交濾波器(FQ1)，每個均用作脈沖整形濾波器，為了限定I和Q數據流(I，Q)的帶寬而形成同相分量(ki)和正交分量(kq)，并利用發(fā)送器正交合成器(4)調制正交載波(tr)；和---連接在發(fā)送器正交合成器(4)之前并使同相分量(ki)或正交分量(kq)延時等于符號周期(Tsymb)的一個整數部分1/N的時間間隔(td)的延時部件(13)。
4.根據權利要求1或2的用于傳輸系統(tǒng)的接收器(R)，包括---用來從接收到的信號(s(t))形成采樣信號(sd)的模-數轉換器(17)，模-數轉換器(17)的采樣頻率基本上等于符號頻率fsymb的四倍；---將采樣信號(sd)分解為分別被利用具有IIR濾波器結構的脈沖整形濾波器(FI2，F(xiàn)Q2)濾波的I數據路徑(I)上的同相分量(ki)和Q數據路徑(Q)上的正交分量(kq)的多路分配器(81)；和---在其輸入端與I數據路徑(I)和/或Q數據路徑(Q)配合且在其輸出端與模-數轉換器(17)，多路分配器(81)，和正交合成器(80，85)配合的時鐘恢復裝置(11)。
5.根據權利要求4的用于傳輸系統(tǒng)的接收器(R)，其特征在于---在接收器正交合成器(80，85)以后，利用均以IIR濾波器結構實現(xiàn)的第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)分別對同相分量(ki)和正交分量(kq)進行濾波；---第二同相和正交濾波器(FI2，F(xiàn)Q2)的傳遞函數從理想地利用FIR結構以數字方式實現(xiàn)的發(fā)送器(T)中的相應的第一同相濾波器(FI1)和相應的第一正交濾波器(FQ1)的相互作用得出；及---第一和第二同相濾波器組合(FI1，F(xiàn)I2)和第一和第二正交濾波器組合(FQ1，F(xiàn)Q2)的傳遞函數均為Hg(z)＝Ht(z)×Hr(z)，同時滿足奈奎斯特判據Hg(z)+Hg(-z*)＝1和噪聲匹配判據Ht(z)＝Hr(z*)。
6.根據權利要求4或5的接收器(R)，其特征在于第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)分別包括第一全通網絡(A1)和第二全通網絡(A2)，其傳遞函數由以下關系確定Hi(z)＝Ai(z)＝(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)且第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)的傳遞函數Hr(z)由以下關系確定Hr(z)＝(A1(z2)+z-1×A2(z2))/2。
7.根據權利要求4至6中任何一項的接收器(R)，其特征在于第一同相濾波器(FI1)或第一正交濾波器(FQ1)的傳遞函數Ht(z)分別從第二同相濾波器(FI2)或第二正交濾波器(FQ2)的傳遞函數Hr(z)，具體地是通過對于第一和第二同相濾波器(FI1，F(xiàn)I2)或第一和第二正交濾波器(FQ1，F(xiàn)Q2)的脈沖響應ht(t)，hr(t)的噪聲匹配判據的對稱條件Ht(z)＝Hr(z*)來確定，且得到的第一同相濾波器(FI1)或第一正交濾波器(FQ1)的脈沖響應ht(z)由FIR結構以任意精度逼近。
8.根據權利要求6或7的接收器(R)，其特征在于第二同相濾波器(FI2)或第二正交濾波器(FQ2)具有兩個在輸入端連接在一起且在輸出端通過加法/減法器(sb1)連接在一起的并聯(lián)信號路徑，減數路徑含有第一全通網絡(A1)，被減數路徑含有z-1延時部件(v1)與第二全通網絡(A2)的串聯(lián)組合。
9.根據權利要求6至8中任何一項的接收器(R)，其特征在于第一和第二全通網絡(A1，A2)每個分別代表一階全通結構Ai(z2)，且所述全通結構含有z-2延時部件(v2)，乘法器(m)，第一加法器(ad1)，第二加法器(ad2)，和第二減法器(sb2)作為功能單元。
10.根據權利要求9的接收器(R)，其特征在于全通結構Ai(z2)中的功能單元按如下方式互連---輸入端(p1)和輸出端(p2)之間的串聯(lián)組合，在信號流動方向依次含有與第一輸入端(p1)相連的第一加法器(ad1)，以及z-2延時部件(v2)和與輸出端(p2)相連的第二加法器(ad2)；---第二減法器(sb2)通過其減數輸入端與輸入端(p1)相連，通過其被減數輸入端與z-2延時部件(v2)的輸出端相連，及通過其輸出與乘法器(m)的第一輸入端(1)相連；和---乘法器(m)的第二輸入端(2)被從存儲器(mr)輸入濾波器因子a，乘法器(m)的輸出被連接到第一加法器(ad1)的第二輸入端(2)和第二加法器(ad2)的第二輸入端2兩個地方。
11.根據權利要求1或2，或者對于發(fā)送器(T)根據權利要求3，或者對于接收器根據權利要求4至10中任何一項的用于傳輸系統(tǒng)的濾波器組合(FI1，F(xiàn)I2，F(xiàn)Q1，F(xiàn)Q2)，其特征在于以下幾點---濾波器組合在發(fā)送器端包括第一同相濾波器(FI1)和第一正交濾波器(FQ1)，每個均為FIR濾波器結構，在接收器端包括第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)，每個均為IIR結構；---第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)根據以下傳遞函數用z-1延時部件(v1)，第一全通網絡(A1)，和第二全通網絡(A2)實現(xiàn)Hr(z)＝(A1(z2)+z-1×A2(z2))/2第一和第二全通濾波器(A1，A2)的傳遞函數由以下關系確定Hall-pass(z)＝Ai(z)＝(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)---在時間域卷積的脈沖響應，h’r(-t)，由第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)的脈沖響應hr(t)根據噪聲匹配判據Ht(z)＝Hr(z*)形成，所述脈沖響應hr(t)被預先限定在有微小殘余振蕩范圍，具體說是是在振蕩逐漸消失范圍內的時間域內；及---用于在濾波器組合(F1，F(xiàn)2)中作為第一同相濾波器(FI1)和第一正交濾波器(FQ1)的FIR濾波器的系數(a0至am)從鏡象和限定的脈沖響應h’r(-t)＝ht(t)確定。
全文摘要
具有發(fā)送器(T)，接收器(R)，和濾波器組合(FI1，F(xiàn)I2；FQ1，F(xiàn)Q2)，從發(fā)送器(T)向接收器(R)通過正交調制以任意頻率位置傳輸編碼為符號(Si)的數字信號(sr)的傳輸系統(tǒng)，其中發(fā)送器中兩個正交信號分量(Ki，Kq)中的一個在正交調制前被延時一時間間隔td，具體說延時td＝Tsymb/4。
文檔編號H03H17/02GK1167388SQ9710345
公開日1997年12月10日 申請日期1997年3月11日 優(yōu)先權日1996年3月11日
發(fā)明者米奧加格·特默里那克, 佛朗茲-奧托·韋特 申請人:德國Itt工業(yè)股份有限公司