專利名稱：正交接收機中自動增益控制和直流偏移消除的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總的來說涉及一種采用正交解調(diào)的RF接收機。更確切地說，本發(fā)明涉及一種在數(shù)字接收機中提供增益控制、帶外信號抑制和直流偏置消除的新方法和裝置。相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域的描述模擬接收機(如窄帶FM蜂窩區(qū)通信系統(tǒng)中使用的接收機)中，采用FM解調(diào)器來析取入射波形相位中的編碼信息。已有的FM解調(diào)器通常在模擬鑒頻器前有一模擬限幅器，用來將輸入信號功率限制在一衡定電平上。這樣，在FM輸入信號的整個動態(tài)范圍內(nèi)，可以在鑒頻器的輸入處保持最大信噪比。然而，這樣一種模擬信號處理技術(shù)通常包含大量的信號濾波，并且通常是通過采用大量的分立元件來實現(xiàn)的。而且，經(jīng)驗已經(jīng)表明可以采用線性數(shù)字波形解調(diào)而不是模擬解調(diào)來使性能得到改善。不幸的是，現(xiàn)有技術(shù)通常對于數(shù)字接收機是不適用的，這是因為接收信號的箝位會導致所得接收數(shù)據(jù)訛誤。
接收調(diào)制信息信號的數(shù)字接收機通常包括用控制信號調(diào)整增益的可變增益放大器。用控制信號調(diào)整接收信號的增益的處理稱為自動增益控制(AGC)。通常在數(shù)字接收機中，AGC處理包含可變增益放大器輸出信號功率的測量。該測量值與代表所要求的信號功率的值比較，并產(chǎn)生可變增益放大器的輸出信號。隨后用該誤差值控制放大器增益，從而調(diào)整信號強度，使之與所要求的信號功率一致。為了用最佳信噪比實現(xiàn)數(shù)字解調(diào)，采用自動增益控制，保持基帶波形的幅度，使之接近基帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器的整個動態(tài)范圍。然而，這通常要求在接收信號功率的整個動態(tài)范圍內(nèi)配置自動增益控制。
在蜂窩區(qū)環(huán)境中，數(shù)字接收機可以接收信號功率受到速度快且范圍大的變化的信號。在諸如碼分多址(CDMA)和時分多址(TD-MA)蜂窩區(qū)移動電話中采用的數(shù)字接收機中，必須控制解調(diào)信號的功率，以作恰當?shù)男盘柼幚?。然而，在CDMA(或TDMA)和普通FM兼容的數(shù)字接收機中，即在雙模式數(shù)字/FM接收機中，必須同時提供寬帶CDMA(或TDMA)信號和窄帶FM信號的功率控制。由于所接收FM信號功率和CDMA信號功率相關(guān)的動態(tài)范圍不同，控制過程變得復雜。也就是說，接收FM信號的幅度可以在大于100dB的動態(tài)范圍內(nèi)變化，而CDMA系統(tǒng)通常產(chǎn)生比較有限的動態(tài)范圍，即約80dB。
為每一種模式提供的分立AGC電路更增大了硬件的復雜性和接收機的成本。因此，這就要求人們提供一種既能以窄帶、寬動態(tài)范圍FM信號進行工作又能以比較有限的動態(tài)范圍的CDMA信號進行工作的AGC電路。
人們還要求在廉價接收機中采用動態(tài)范圍有限的模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器提供數(shù)字AGC。再有，因為蜂窩區(qū)系統(tǒng)中FM信號的變化可以超過100dB，并且比較低廉的8位A/D轉(zhuǎn)換器僅限于約48dB的動態(tài)范圍，所以實現(xiàn)節(jié)省成本的AGC應(yīng)該能夠控制A/D轉(zhuǎn)換器之前的接收機部分的增益，從而控制A/D轉(zhuǎn)換器處的信號動態(tài)范圍。另一種方法是采用昂貴的、具有更大動態(tài)范圍的A/D轉(zhuǎn)換器，這樣就使接收機的成本提高，也可以增加無線電接收設(shè)備模擬部分的AGC范圍，這樣做既困難，成本又高。因此本發(fā)明的目的在于提供一種新的且改進的AGC電路，這種電路具有上述所要求的特征，并且如后文中所描述的那樣，還具有相對于現(xiàn)有AGC技術(shù)來說的某些其他優(yōu)點。
在標準的FM蜂窩區(qū)電話中，AGC功能是通過一種稱為限幅器的電路來實現(xiàn)的。采用限幅器時，只有采用中頻(IF)濾波器才能實現(xiàn)帶外信號抑制。盡管可以通過使用陶瓷IF濾波器來實現(xiàn)必要的信號抑制能力，但這樣做將使其體積相當大，且價格昂貴。而體積較小并且價格低廉的IF濾波器又無法獲得所要求的信號抑制特性，所以通常在FM蜂窩區(qū)電話接收機中不采用。
正如人們所知，近年來集成電路技術(shù)的發(fā)展已經(jīng)能夠?qū)崿F(xiàn)有源基帶濾波器，這種濾波器與IF濾波器相比體積較小且價格低廉。隨之，人們希望采用有源IC基帶濾波器來實現(xiàn)有效的帶外信號抑制，從而能夠采用體積較小且價格低廉的IF濾波器來提供其他所需的信號抑制。采用有源濾波器，增益越高，抑制效果越好。但是，增益越高，系統(tǒng)越容易出現(xiàn)不需要的直流偏移。人們希望抑制這種直流偏移來獲取最大動態(tài)范圍，使偏移引起的基帶解調(diào)信號中的失真最小，并使偏移引起的基帶信號強度估計值的誤差最小。
在標準數(shù)字通信方式，如標準CDMA通信系統(tǒng)(以及某些TD-MA系統(tǒng))所用四相相移鍵控(QPSK)或二相相移鍵控(BPSK)方式中，從波形得到的信息是通過將信號的頻率作下變頻至中心位于直流附近的基帶頻率來恢復的。在這種情況下，可以容易地除去直流偏移，這是因為對于QPSK和BPSK來說，載波通常是由發(fā)射機來抑制的，所以在基帶處可以采用直流陷波。
然而，對于如FM和連續(xù)相位FSK(用于如AMPS等FM蜂窩區(qū)電話系統(tǒng))以及高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK)(用于某些TD-MA系統(tǒng))的恒定幅度調(diào)制來說，必須保留載波，以便對接收信號進行解調(diào)。
有源IC濾波器的采用使得必須提供某種抑制不需要的直流偏移的機構(gòu)。普通數(shù)字蜂窩區(qū)電話接收機的IF處理鏈通常包括一個具有所選的頻率使載波頻率下變頻至直流的本地振蕩器(L.O.)，以及一個用來去除不需要的直流偏移的簡單的直流陷波濾波器。如果由這種IF處理鏈來處理FM或FSK或GMSK信號，那么直流偏移的抑制將不僅去除不需要的直流成分，而且將載波頻率處的相位和幅度關(guān)鍵信息也去除。即，在FM蜂窩區(qū)電話系統(tǒng)中，有效的幅度和相位信息出現(xiàn)在載波頻率處，如果這些信息被破壞，那么將使其性能受到不利的影響。
然而在解調(diào)頻譜中的載波頻率Fc和Fc＋F1之間以及Fc和Fc—F1之間(這里F1為解調(diào)頻譜中期望的最小頻率，通常對于FM蜂窩區(qū)系統(tǒng)來說F1＝300Hz)，存在兩個頻率窄帶，其可以被抑制而不會對解調(diào)信號產(chǎn)生不利的影響。盡管互調(diào)產(chǎn)物在接近載波頻率的頻率下攜帶有最少話音信息，但這種產(chǎn)物并不多見，并且其持續(xù)時間相當短。因此，在基帶下變換以后只有低頻互調(diào)產(chǎn)物的抑制通常不會導致明顯的話音信息損耗。與此相似，在FSK和GMSK系統(tǒng)中，信號功率在F1＝(碼元速率)/100以下很小，因而可以抑制Fc和Fc＋F1之間的頻帶，而不會使數(shù)字數(shù)據(jù)劣化。
因此，本發(fā)明的另一個目的在于提供一種可以在不引起載波頻率信息丟失的情況下運用高增益/高選擇性有源基帶濾波器的正交接收機。發(fā)明概述本發(fā)明是一種新穎的自動增益控制方法和裝置，用來在寬動態(tài)范圍內(nèi)控制接收RF信號的信號功率。在一種較佳實施例中，可以調(diào)整自動增益控制裝置，以提供對接收RF信號各種衰落特性所需的控制響應(yīng)。在實際運用中，如果感興趣的信號為如BPSK或QPSK(用于CDMA數(shù)字蜂窩區(qū)系統(tǒng))的抑制載波數(shù)字格式，或者為如GMSK、FSK或FM(用于AMPS蜂窩區(qū)電話相位系統(tǒng))的恒定包絡(luò)連續(xù)相位格式，則本發(fā)明能夠提供必要的增益控制、帶外信號抑制和下變頻至基帶，而不會產(chǎn)生直流偏移。
本發(fā)明揭示了一種用于雙模式接收機的自動增益控制(AGC)裝置。AGC裝置包括具有接收輸入信號的輸入端、接收增益控制信號的控制端和提供輸出信號的輸出端的可調(diào)增益放大器。與上述輸出端耦聯(lián)的下變頻器用來將輸出信號的頻率轉(zhuǎn)換成基帶頻率，從而產(chǎn)生基帶信號。在一種較佳實施例中，下變頻器將輸出信號的接收信號載波頻率變換成對直流偏移預定容限的基帶頻率安排成接收所述基帶信號的直流饋通抑制環(huán)路可抑制下變頻器產(chǎn)生的直流饋通信號，從而提供補償基帶信號。
AGC裝置還包括根據(jù)輸出信號功率產(chǎn)生接收的功率信號的裝置。飽和積分器將接收功率信號與參考信號比較，并根據(jù)參考值，接收功率信號和增益控制信號的值，進行積分或不積分，來產(chǎn)生增益控制信號。附圖簡述在結(jié)合附圖對本發(fā)明作了詳細說明以后，本發(fā)明的特征、目的和優(yōu)點將變得清楚起來，圖中，相同的標號表示相同的元件。其中，

圖1是本發(fā)明自動增益控制裝置(AGC)典型用例的方框圖；圖2描述的是作為增益控制電壓的函數(shù)AGC放大器的增益；圖3描述的是本發(fā)明的自動增益控制裝置的典型實施例，該裝置中包括以模擬形式實施的控制環(huán)路；圖4A和4B分別描述的是與本發(fā)明的增益控制裝置中包括的信號限幅器的實施例相關(guān)的電壓和功率傳遞特性；圖5描述的是用來控制積分控制開關(guān)的判定邏輯的典型實施例；圖6A—6C是描述本發(fā)明AGC裝置運行的時序圖；圖7描述的是本發(fā)明包括控制環(huán)路數(shù)字化的AGC裝置的最佳實施例；圖8描述的是圖7所示積分器中包括的數(shù)字飽和累加器的典型實施例；圖9描述的是本發(fā)明包括直流饋通的AGC環(huán)路的另一種最佳實施例；圖10提供了一種模擬直流饋通抑制環(huán)路的方框圖描述。最佳實施例的詳細描述在諸如碼分多址(CDMA)便攜式蜂窩區(qū)通信裝置的數(shù)字接收機中，必須將被處理信號的功率設(shè)置成一恒定電平。在蜂窩區(qū)環(huán)境中，接收機可以接收信號功率受到速度快且范圍大的變化的信號。為了恰當?shù)靥幚斫邮招盘栔邪臄?shù)字數(shù)據(jù)，必須在接收機內(nèi)控制信號電平。在雙模式數(shù)字接收機(如能夠處理CDMA(或TDMA)和標準FM信號的數(shù)字接收機)中，接收的信號動態(tài)范圍將作為所選的工作模式的函數(shù)而變化。因此，本發(fā)明揭示的用于數(shù)字接收機的自動增益控制裝置在每一種工作模式都能補償相應(yīng)環(huán)境下接收功率的變化。
圖1描述的是本發(fā)明自動增益控制裝置的典型應(yīng)用的方框圖。圖1中自動增益控制裝置安裝在CDMA便攜式蜂窩區(qū)電話10的收發(fā)機內(nèi)。電話10可以是雙模式的，即CDMA(或TDMA)和普通FM兼容的。本發(fā)明的自動增益控制裝置能夠提供寬帶CDMA(或TD-MA)信號和窄帶FM信號的功率控制。這種以寬帶和窄帶信號均能工作的電路兼容性使得接收機的成本、元件和耗能得以節(jié)約。
電話機10包括天線12，用來接收從某一基站發(fā)送的RF信號(包括CDMA或FM通信信號)。天線12將接收的信號耦連至天線共用器14，將接收的信號提供給電話機10的接收部分。天線共用器14還接收來自電話機10的發(fā)射機部分的CDMA或FM通信信號，用來與天線1 2耦連并傳送至基站。接收信號從天線共用器14輸出至下變頻器16，在下變頻器16處，RF信號被變換成較低的頻率后，提供作為相應(yīng)的中頻(IF)信號。從下變頻器16得到的IF信號被提供至自動增益控制的IF放大器18。IF信號在也提供給放大器18的AGC信號(VAGC)確定的增益級下被放大。放大器18能夠在大動態(tài)范圍(如超過80dB)內(nèi)，根據(jù)VAGC提供對增益的線性控制。放大器18可以是轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人的、標題為“線性增益控制放大器(Linear Gain Control Amplifier)”的美國專利5,099,204中所描述的那種放大器。
在上述美國專利5,099,204中，采用了一種補償電路來獲取線性控制所要求的動態(tài)范圍。在一些特定結(jié)構(gòu)中，這種控制可以在沒有補償電路的情況下，由放大電路來提供。這些結(jié)構(gòu)中包括那些諸如若干放大級級聯(lián)的布局。與此類似，高電壓電源使得可以不必提供補償電路。
增益控制IF信號是從放大器18輸出至第二下變頻器即下變頻器20的，在此IF信號變換成更低的頻率，并提供作為相應(yīng)的同相位和正交相位基帶信號IBB和QBB。在圖1所示的實施例中，CDMA工作模式下的基帶信號是為進一步作相位解調(diào)和相關(guān)性而輸出的譯碼數(shù)據(jù)的I和Q樣本。在雙模式接收機中，下變頻器20還對FM信號進行下變頻，以提供將進一步被相位/頻率解調(diào)成音頻輸出信號的基帶FM同相位和正交相位信號。檢測器25測量下變換器20輸出的信號強度，并產(chǎn)生相應(yīng)的接收信號強度指示(RSSI)信號。該RSSI信號和由控制器(未圖示)提供的AGC參考信號(AGC-REF)一起被提供至飽和積分器網(wǎng)絡(luò)22。AGC-REF信號與基帶信號所要求的信號強度電平對應(yīng)?？刂破鬟€將AGC低極限(AGC-LOW)參考電平和AGC高極限(AGC-HIGH)參考電平提供給飽和積分器22。AGC-HIGH信號和AGC-LOW信號與由飽和積分器22提供給放大器18的控制端的增益控制信號(VAGC)的幅度極限相對應(yīng)。
圖2描述的是作為增益控制電壓的函數(shù)的放大器18的增益。參見圖2，對于超過AGC—HIGH和低于AGC-LOW的控制電壓，放大器18的增益看上去是非線性的，非常接近恒定值。一般說來，人們希望將VAGC限制在AGC-HIGH和AGC-LOW之間的線性范圍內(nèi)，從而使控制環(huán)路的相應(yīng)時間常數(shù)保持在一個可接受的范圍內(nèi)。環(huán)路時間常數(shù)與該可接受范圍之間的偏差會導致明顯的環(huán)路控制差錯。按照本發(fā)明，放大器18的工作由飽和積分器22限制在線性增益的區(qū)域內(nèi)，從而防止由這種環(huán)路控制差錯而引入的性能劣化。
如上所述，當AGC在AGC-HIGH和AGC-LOW之間時，飽和積分器22對RSSI和AGC-REF信號之間的差進行積分。當出現(xiàn)輸入使得VAGC超過AGC-HIGH或低于AGC-LOW時，積分器停止積分，并且增益控制信號VAGC被保持在AGC-HIGH或AGC-LOW的常數(shù)值上，從而如上所述使控制響應(yīng)得到提高。
再回到圖1，飽和積分器22在從控制器接收AGC-REF信號的同時，還從解碼器25接收RSSI信號。為了提供準確的功率控制，通常必須使RSSI信號和AGC-REF信號之間的差為最小。飽和積分器22是用來通過強迫該差值為零而在AGC環(huán)路中提供這一功能的。例如，如果信號增益太高，則與AGC—REF相比RSSI信號也將較高。在這些信號具有相等的幅度之前，積分器輸出信號VAGC將使得放大器18的增益減小。
應(yīng)當理解的是，可以在接收信號的不同處理點處測量RSSI信號。盡管圖1描述的測量是在下變頻以后由下變換器20進行的，測量也可以在IF放大器18以后信號處理鏈中的任何一點處進行。RSSI測量最好在完成信號濾波以后進行，這樣可以使測量的寄生干擾功率最小。在將功率控制技術(shù)運用于寬帶和窄帶信號時，同一功率控制電路對于兩種工作模式均適用。
對于圖1所示的便攜式電話的發(fā)射機部分30，發(fā)射功率也是受到控制的。VAGC信號再次用來在CDMA工作模式下，提供發(fā)射功率的瞬時控制。VAGC和其他各種控制信號一起，從控制器(未圖式)提供至發(fā)射機部分30。
現(xiàn)在參見圖3，圖中示出了本發(fā)明自動增益控制裝置的一個典型實施例，它包括做成部分模擬的飽和積分器22。圖3中，飽和積分器包括具有電容反饋網(wǎng)絡(luò)的運算放大(簡記為op amp)積分器40。具體說來，積分器40在其非反相輸入端，通過電阻42接收AGC—REF信號，非反相輸入端處還連接了一個電容器43。當開關(guān)44響應(yīng)于積分判定邏輯電路46提供的控制信息而閉合時，RSSI譯碼器48輸出的RSSI信號通過電阻50而被積分器40接收。當開關(guān)44響應(yīng)于積分判定邏輯電路46的控制信息而保持在開路位置時，電容器52用來使積分器40的輸出(VAGC)保持在AGC-HIGH或AGC-LOW的常數(shù)值上。這在IF輸入信號偏離預定的動態(tài)范圍時防止了放大器18的飽和。
再參見圖3，圖中示出了一種采用RF開關(guān)49和55的開關(guān)結(jié)構(gòu)的實施例。在CDMA工作模式期間，RF開關(guān)49和55將CDMA IF帶通濾波器51耦連至IF放大器18，如圖3中的開關(guān)所設(shè)置的那樣。在FM工作模式時，RF開關(guān)49和55的位置變換成將FM IF帶通濾波器53和限幅器54耦連至IF放大器18。用來抑制信道外干擾的FM IF帶通濾波器53限制由限幅器54提供給放大器18的FM信號的帶寬。例如，在以FM工作模式運行時，F(xiàn)M IF濾波器53設(shè)計成具有通帶寬度近似為一蜂窩區(qū)頻道(例如30kHz)，并且阻帶的延伸明顯超過(例如+/-60kHz)IF中間頻率。在CDMA工作模式期間，CDMA IF濾波器51設(shè)計成抑制信道外干擾，并限制了提供給放大器18的CDMA信號的帶寬。例如在CDMA工作模式期間，CDMA IF帶通濾波器51可以提供與接收機基帶部分的籌元速率相當?shù)耐◣?例如1.26MHz)，并提供一個預定的抑制帶寬(例如1.8MHz)。在另一種實施例中，限幅器54可以位于IF放大器18之前的公共路徑上。
限幅器54使高功率RF信號衰減，這些信號主要是在以FM工作模式運行期間接收的。FM信號可以超過CDMA工作模式期間遇到的最大信號功率。在一種較佳的實施例中，限幅器54將放大器18的輸入功率限制在動態(tài)范圍內(nèi)，如80dB，這為CDMA運行的特征。限幅器54使得可以根據(jù)期望的CDMA動態(tài)范圍來設(shè)計圖3所示自動增益控制(AGC)環(huán)路的控制范圍，從而無需為FM和CDMA的運行提供獨立校準的AGC控制環(huán)路。
圖4A和4B分別描述的是與限幅器54的典型裝置相關(guān)的電壓和功率的傳遞特性。參見圖4A和4B，限幅器54不使具有電壓幅度低于某一預定最大電壓Vm的信號衰減。飽和功率可以用數(shù)學表達式表述成PSAT＝Vm2/2RL，這里，RL表述放大器18的輸入負載阻抗。在輸入功率超過PSAT的情況下，限幅器54產(chǎn)生的輸出信號功率通過將峰值信號電壓箝位在電壓Vm而保持在近似為PSAT的常數(shù)值。PsAT值是根據(jù)最大期望CDMA輸入功率電平來選擇的。因此，例如高功率正弦IF輸入信號(Pin＞Psat)，限幅器54產(chǎn)生的輸出波形就截削成一固定幅度，并具有相同的基頻，相位信息不會丟失。限幅器引入的諧波失真由低通濾波器56去除。
包括在下變頻器20中的低通濾波器56設(shè)計成具有大于以CD-MA模式或FM模式工作的放大器18所輸出IF信號的頻率的截止頻率。如上所述，低通濾波器56設(shè)計成在作下變頻至基帶同相位(I)和正交相位(Q)分量之前，使放大器18輸出的IF信號的諧波衰減。限幅器54箝位的高功率波形產(chǎn)生不需要的諧波。如果限幅器56除去了不需要的諧波，那么它們無需與所需的IF信號信息一起變換成基帶。在一種典型的實施例中，選擇濾波器的類型、階次和通帶邊緣，從而使放大器18產(chǎn)生的已放大IF信號中所固有的IF諧波所產(chǎn)生的基帶失真產(chǎn)物得以衰減。經(jīng)濾波的IF信號被提供至混頻器60的第一輸入端，而混頻器的其他輸入端接收來自振蕩器64的本地產(chǎn)生的參考信號?；祛l器60將經(jīng)濾波的IF信號與參考信號混頻，分別在輸出線70和72上產(chǎn)生I和Q正交基帶組分?；祛l器60設(shè)計成將偏離IF中心頻率一預定容限的頻率(如3至300Hz)變換成基帶直流頻率。這樣的直流偏移容限使得圖3所示的自動增益控制環(huán)路能夠?qū)⑽凑{(diào)制的FM信號(即一連續(xù)波(CW)信號)與輸入直流偏移誤差區(qū)分開來。特別是，混頻器60最好用來在中段IF頻率下，響應(yīng)于輸入CW信號產(chǎn)生一個近似為100Hz的輸出頻率。這樣，在不使CW信號信息衰減的情況下，用一直流陷波濾波器66去除易于使RSSI功率測量訛誤的輸入直流偏置誤差。
再參見圖3，輸出線70和72被分別連接至基帶I和Q低通濾波器網(wǎng)絡(luò)76和78。濾波器網(wǎng)絡(luò)76和78最好一個個實施，從而在FM和CDMA工作期間分別提供具有13kHz和630kHz的截止頻率的低通轉(zhuǎn)移功能。在一種典型的實施例中，濾波器76和78中每一個包括一對濾波器，其中一個用在CDMA工作時，另一個用在FM工作時。網(wǎng)絡(luò)76和78中包括的各濾波器按照所選擇的工作模式，分別被切換至基帶I和Q信號路徑。在該較佳實施例中，系統(tǒng)控制器包括按照選擇的工作模式切換濾波器網(wǎng)絡(luò)中包括的濾波器的裝置。
除了A/D轉(zhuǎn)換器86和88的執(zhí)行及反混淆功能以外，低通濾波器76和78還提供帶外信號抑制。在該較佳實施例中，濾波器76和78具有高增益以及高阻帶抑制。結(jié)果，IF帶通濾波器51和53可以阻帶抑制小，因而成本低。
在由基帶濾波器網(wǎng)絡(luò)76和78以及直流陷波濾波器66進行濾波以后，合成的基帶I和Q信號被提供至RSSI檢測器48。RSSI檢測器48提供表示檢測的信號功率(以dB表示)的輸出RSSI信號。RSSI檢測器48輸出的RSSI信號和AGC—REF之間的差值在飽和積分器22中積分，從而產(chǎn)生控制信號VAGC。
再參見圖3，基帶濾波器網(wǎng)絡(luò)76和78的I和Q輸出還分別提供至I和Q模/數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器86和88。A/D轉(zhuǎn)換器86和88對基帶I和Q信號進行量化，用于以選擇的工作模式(即CDMA或FM)進行數(shù)字解調(diào)。在這種較佳實施例中，A/D轉(zhuǎn)換器86和88的動態(tài)范圍選擇成能夠充分容納IF放大器18的AGC裝置的控制范圍的信號。正如上面結(jié)合圖2所指出的那樣，飽和積分器22中的判定邏輯電路46將控制電壓VAGC限制在AGC-LOW＜AGC-HIGH的范圍內(nèi)。這就防止了放大器18在非線性工作區(qū)域內(nèi)出現(xiàn)飽和。
因此，A/D轉(zhuǎn)換器86和88設(shè)計成無論積分器40是否飽和，都使輸入信號量化，而沒有過度失真。在本實施例中，A/D轉(zhuǎn)換器86和88中的每一個提供了一個6至8位的動態(tài)范圍。與任意RF輸入電平下A/D轉(zhuǎn)換器86和88的量化數(shù)字輸出的信噪比相比，這一動態(tài)范圍足以避免A/D轉(zhuǎn)換器86和88的輸入的信噪比的下降。例如，當VAGC達到AGC-LOW的時候，限幅器54就對IF信號的幅度進行限制。這樣，A/D轉(zhuǎn)換器輸入處的信號電平只會超過由AGC—REF表示的電平某一預定量。所以，A/D轉(zhuǎn)換器86和88在電平增高時會繼續(xù)準確地將基帶信號量化。
與此相似，A/D轉(zhuǎn)換器86和88的動態(tài)范圍足以防止低RF輸入信號電平下信噪比的下降。例如，當VAGC達到AGC-HIGH并且開關(guān)44打開時，如果輸入RF信號繼續(xù)下降，則A/D轉(zhuǎn)換器86和88輸入處的基帶信號電平降低到AGC-REF表示的電平以下。A/D轉(zhuǎn)換器86和88信號輸入電平的降低將導致裝置充分利用率的降低，即A/D轉(zhuǎn)換器的輸出的某些位未被利用。對于較大的RF輸入信號，在轉(zhuǎn)換過程中利用A/D轉(zhuǎn)換器86和88的整個動態(tài)范圍。因此，在對所覆蓋動態(tài)范圍顯著大于IF放大器18的控制范圍顯著大的動態(tài)范圍內(nèi)的信號進行解調(diào)時，本發(fā)明的AGC裝置能夠使用有限范圍AGC控制環(huán)路。
圖5描述的是用來控制開關(guān)44的位置的判定邏輯電路46的典型實施例。如圖5所示，AGC-HIGH和VAGC信號被提供給邏輯比較器104。當VAGC超過AGC-HIGH時，比較器104的輸出變成邏輯電平“1”。比較器104的輸出與觸發(fā)器110的輸出進行邏輯“與”，觸發(fā)器110的輸出由于開關(guān)44的閉合位置而處于邏輯“1”。觸發(fā)器110的輸出通過延時元件114而延時，以防止開關(guān)44位置的過分的、虛假的觸發(fā)。“與”門108和延時元件114用來在開關(guān)44閉合的某一固定時間內(nèi)防止其打開?！芭c”門108的輸出從低躍至高，從而將觸發(fā)器110的輸出復位至邏輯電平“0”，并在“與”門130的輸出處產(chǎn)生邏輯電平“0”，并打開開關(guān)44。當開關(guān)44被打開時，RSSI信號和AGC-REF信號就不再由環(huán)路強制為相等。如果AGC-HIGH被超過，并且環(huán)路被打開，在RSSI信號就表示信號小于AGC-REF，并且邏輯比較器102的輸出變成邏輯電平“0”。當RSSI信號超過AGC-REF的電平時，比較器102的輸出變“1”，并且“與”門106的輸出也變“1”，從而將觸發(fā)器110的輸出設(shè)定為邏輯“1”，并閉合開關(guān)44。延時元件112和“與”門106的功能與延時器114和“與”門108的功能相似，也是防止開關(guān)44在被打開至某一預定時間之前閉合。當RF輸入信號的電平超過AGC范圍的時候，執(zhí)行邏輯運算的模擬序列。當VAGC落在AGC-LOW的電平以下時，比較器118的輸出變成邏輯“1”。比較器118的輸出與觸發(fā)器124的輸出進行邏輯“與”，觸發(fā)器124的輸出在開關(guān)44是閉合的時候處于邏輯“1”電平?！芭c”門122的輸出隨后從“0”變“1”，從而使觸發(fā)器124的輸出復位至邏輯電平“0”。這就使得邏輯電平“0”出現(xiàn)在“與”門130的輸出處，使開關(guān)44開啟。當開關(guān)44打開時，RSSI信號不再由環(huán)路強制為等于AGC-REF。在環(huán)路以這種方式被打開時，RSSI信號將比AGC-REF大，并且邏輯比較器116的輸出將處于邏輯“0”電平狀態(tài)。當RSSI信號變成小于AGC-REF時，比較器116和“與”門120的輸出將變“1”。這一躍變將觸發(fā)器124的輸出設(shè)置成邏輯電平“1，”，并閉合開關(guān)44。延時元件126和128以及“與”門120和122的功能與延時元件114和“與”門108相似，用來防止開關(guān)44在開啟和閉合位置之間的快速觸發(fā)。
“與”門130的邏輯輸出可以認為是積分啟動信號，在與開關(guān)44相連的開關(guān)控制線上傳送。在本較佳實施例中，開關(guān)44向應(yīng)于控制線上邏輯“1”的傳送而閉合，而當傳送的是邏輯“0”時打開。所以，當RSSI和AGC—REF信號之間的差由op amp積分器40進行積分時，積分器判定邏輯電路46實施控制。這樣，積分器判定邏輯電路46和積分器40就合作提供VAGC。圖3所示AGC裝置的運行可以參照圖6A—6C所示的時序圖作更詳細的描述。具體說來，圖6A和6B分別描述了典型RF信號的功率和閉合積分器22中開關(guān)44的相應(yīng)狀態(tài)(開啟或閉合)隨時間的變化。圖6C描述的是響應(yīng)于圖6A所示RF輸入信號而由op amp積分器40產(chǎn)生的控制電壓VAGC的相應(yīng)值。
正如圖6A和6C所示的那樣，在第一積分區(qū)間(t0＜t＜t1)內(nèi)，RF輸入信號的功率被限制在AGC環(huán)路的AGC控制范圍內(nèi)，因此，AGC-LOW＜VAGC＜AGC-HIGH(圖6C)。在t＝t1時，積分器判定邏輯電路46判定VAGC已經(jīng)達到AGC-LOW，從而打開開關(guān)44。在t1＜t＜t2區(qū)間內(nèi)2，開關(guān)44保持開啟狀態(tài)，在區(qū)間積分器40不會對RSSI和AGC-REF之間的差取積分。在該區(qū)間內(nèi)，A/D轉(zhuǎn)換器86和88的輸入由限幅器54來限制。在t＝t2時，RF輸入信號功率再次變得小于環(huán)路控制范圍的上限，這就導致積分器判定邏輯電路46使開關(guān)44閉合，以及VAGC超過AGC-LOW。開關(guān)44隨后在第二個積分區(qū)間(t2＜t＜t3)內(nèi)保持閉合狀態(tài)，直至控制電壓VAGC達到AGC-HIGH，此時開關(guān)44再次由積分器判定邏輯電路46打開。在該區(qū)間內(nèi)，A/D轉(zhuǎn)換器86和88的輸入隨RF輸入信號電平的變化而變化。以類似的方式，開關(guān)44由積分器判定邏輯電路46在時刻t4、t6、和t8閉合，以啟動第三、第四和第五個積分區(qū)間。
現(xiàn)在參見圖7，圖中示出了一個本發(fā)明AGC環(huán)路的較佳實施例，其中包括了飽和積分器的數(shù)字化。在圖7所示的實施例中，采用了數(shù)字高通濾波器150(而不是模擬直流陷波濾波器66)來去除由A/D轉(zhuǎn)換器86和88產(chǎn)生的基帶I和Q樣本中所固有的直流偏移。濾波器150的截止頻率被選擇成顯著小于混頻器60中所引入的頻率偏移。在另一種裝置中，可以通過下述方式來去除直流偏移(i)分別判定基帶I和Q信號樣本的平均值，(ii)在作進一步處理之前從每一I和Q分量中減去合成的直流分量。
數(shù)字RSSI檢測器254通常包括一查詢表，表中含有作為基帶I和Q樣本幅度的函數(shù)編入索引的功率對數(shù)值。數(shù)字RSSI檢測器154通過判定LOG(MAX{ABS(I)，ABS(Q)})的值和修正項的值近似給出功率對數(shù)值，即，LOG(I2＋Q2)。MAX{ABS(I)，ABS(Q)}的運算產(chǎn)生一個與給定I/Q樣本對最大分量的幅度相當?shù)妮敵鲋?。在特定的實施例中，這一輸出用作功率對數(shù)值查詢表中的索引。該查詢表產(chǎn)生的輸出隨后與LOG(I2＋Q2)和LOG(MAX{ABS(I)，ABS(Q)}之間的差近似相等的修正項相加。
RSSI檢測器154產(chǎn)生的接收功率估值(即RSSI信號)與AGC-REF信號一起提供給數(shù)字減法器。隨后，由數(shù)字換算乘法器162用要求的環(huán)路時間常數(shù)td對所得誤差信號進行換算。按照RF輸入信號的期望衰落特性選擇環(huán)路時間常數(shù)td?？紤]濾波器和其他元件在環(huán)路中引入延時，通常選擇的環(huán)路時間常數(shù)(快速環(huán)路響應(yīng))比較短，就能使環(huán)路響應(yīng)降低到不引起過度過沖或振鳴而且又能跟蹤呈現(xiàn)急劇衰落特性的信號。
在一種較佳實施例中，對換算乘法器編程，從而響應(yīng)于衰減的RSSI信號，使從減法器158得到的誤差信號乘以第一環(huán)路時間常數(shù)，而當RSSI信號增加時乘以第二環(huán)路時間常數(shù)乘。這就進一步增加了根據(jù)運行環(huán)境的衰落特性來設(shè)計AGC環(huán)路響應(yīng)的靈活性，并使環(huán)路過沖最小。
再來看圖7，換算乘法器162產(chǎn)生的換算誤差信號提供至飽和累加器。飽和累加器166將這些誤差信號的值累加成集總誤差信號，直至集總誤差信號達到AGC-HIGH或AGC-LOW。集總誤差信號的值隨后保持在AGC-HIGH或AGC-LOW，直至再接收到一換算誤差信號，從而與現(xiàn)有的集總誤差信號組合在一起后，在AGC-HIGH和AGC-LOW限定的范圍內(nèi)又產(chǎn)生一個集總誤差信號。
圖8描述的是飽和累加器166的典型分時實施。如圖8所示，換算誤差信號提供至數(shù)字加法器170的第一輸入端。在數(shù)字加法器170內(nèi)，該誤差信號與飽和累加器166在前一時間步驟中產(chǎn)生的集總誤差信號相加，該集總誤差信號存儲在寄存器174內(nèi)。系統(tǒng)控制器(未圖示)提供的AGC-HIGH和AGC-LOW存儲在第二寄存器178內(nèi)。與第二寄存器178耦連的最小和最大信號箝位器182和184將提供給第一寄存器174的數(shù)字信號值限制在由AGC-HIGH和AGC-LOW限制的范圍內(nèi)。
圖7和圖8中描述的高通濾波器150、RSSI檢測器154以及飽和積分器22的數(shù)字化相對于相應(yīng)的模擬裝置來說具有幾個優(yōu)點。例如，其中所采用的數(shù)字元件不易受溫度漂移的影響，并且可以按照期望的信號衰落條件調(diào)整積分時間常數(shù)，從而加快了信號的獲取。另外，數(shù)字形式下的濾波器和積分器與離散的電阻電容元件的相應(yīng)結(jié)構(gòu)相比具有比較小的體積。
同時還可以期望通過數(shù)字RSSI檢測器和數(shù)字飽和積分器的利用而使精度得以提高。特別是，在需要將VAGC之值保持在AGC-HIGH或AGC-LOW的時間內(nèi)，與模擬元件相關(guān)的電容放電之類的問題會導致在一段時間內(nèi)VAGC的值從所要求的電平下降。圖7和圖8所示的飽和積分器的數(shù)字結(jié)構(gòu)不會出現(xiàn)模擬結(jié)構(gòu)中的信號下降特征。
再參見圖7和圖8，飽和累加器166的寄存器174中存儲的控制信號被提供至數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)190。在一種較佳實施例中，DAC190的分辨率將足以提供小于1dB的輸出模擬AGC步長。另外，0、1邏輯電平的脈沖寬度調(diào)制(PWM)的或者脈沖密度調(diào)制(PDM)的輸出脈沖序列是響應(yīng)于控制信號而提供的。PDM信令見轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明受讓人的、標題為“多位至單位數(shù)字信號轉(zhuǎn)換器”的美國專利申請08/011，618。輸出脈沖序列的平均值與所要求的模擬輸出電壓相對應(yīng)。
DAC190提供的模擬輸出在施加到IF放大器18的增益控制端之前，通過低通濾波器194傳送。低通濾波器194設(shè)計用來衰減DAC190產(chǎn)生的任何雜散輸出。
再參見圖9，圖中示出的是本發(fā)明用來抑制不需要的直流偏移信號分量而不會同時損壞載波頻率信號信息的AGC環(huán)路的另一種較佳實施例。圖9所示的AGC環(huán)路與圖7所示的AGC大致相同，所以相同的電路元件采用相同的標號來表示。正如在發(fā)明背景中所指出的那樣，在諸如QPSK或BPSK的數(shù)字調(diào)制的接收機中，對于選擇的IF處理鏈中本地振蕩器(L.O.)的頻率通常要將接收的載波頻率下變頻至直流。然而，為抑制由混頻器60傳送的不需要的直流饋通而設(shè)計的后續(xù)基帶處理還易于損壞由于如FM和連續(xù)相位FSK解調(diào)方案而出現(xiàn)的、中心位于接收的載波附近的信號信息。
本發(fā)明的一個發(fā)明點在于選擇IF振蕩器64的頻率，從而接收的載波被變換成偏離直流一個預定容限的基帶頻率。直流饋通抑制環(huán)路200(圖9)能夠在接收的載波頻率下保留信號信息的同時消除不需要的直流饋通。在一種較佳實施例中，本振(L.O.)頻率選擇成少量偏離載波頻率(例如100Hz)，從而完成接收頻譜至基帶的下變頻。這樣，在預定偏置頻率(如100Hz)下由混頻器60輸出的I和Q信道信號能量就與在接收的載波頻率下傳送的信息對應(yīng)。經(jīng)下變頻的頻譜，包括載波信息，就被傳送至A/D轉(zhuǎn)換器86和88，而來自混頻器60的不需要的直流饋通就被抑制。盡管在這一過程中，按預定偏置對接收載波的頻率間隔將導致能量衰耗，但是在許多應(yīng)用場合下(如語音通信)，經(jīng)抑制的低頻能量攜帶最少有用信號信息。因此，直流抑制環(huán)路200能夠消除多余的直流饋通，而不會損壞接收的載波頻率下出現(xiàn)的信息。
如圖9所示，直流饋通抑制環(huán)路200包括I和Q信道數(shù)字積分器204和206，I和Q信道數(shù)字積分器204和206具有分別通過A/D轉(zhuǎn)換器86和88而與LPF76和78耦連的輸入端。在圖9所示的實施例中，積分器204和206的配置分別用來對A/D轉(zhuǎn)換器86和88的數(shù)字輸出取積分。每一積分結(jié)果由I和Q信道數(shù)模轉(zhuǎn)換器(D/A)208和210轉(zhuǎn)換成模擬信號，從圖中可以看出，I和Q信道數(shù)/模轉(zhuǎn)換器208和210分別插在積分器204和206以及模擬減法器212和214之間。數(shù)字積分器204和206的增益常數(shù)可以選擇成使得積分器204和206不響應(yīng)于頻率等于和高于100Hz信號功率。積分器204和206產(chǎn)生的合成直流消除信號標稱上等于混頻器60、LPF76和78以及A/D轉(zhuǎn)換器86和88在信號路徑中引入的不需要的直流誤差。這樣，就確保了提供給A/D轉(zhuǎn)換器86和88的功率電平也即提供給RSSI電路154的功率電平代表了AGC電路22實際接收的功率電平。所以，直流饋通抑制環(huán)路200的功能是用來即使在消除不需要的直流饋通期間也能保持接收功率電平的完整性。
現(xiàn)在來看圖10，圖中示出了直流饋通抑制環(huán)路230的一種模擬結(jié)構(gòu)(可以取代圖9中的200)，用來在保持提供至RSSI檢測器154的信號功率電平的同時消除不需要的直流饋通。IF振蕩器64(圖9)的本地振蕩頻率再次選擇成使得載波頻率變換至偏離直流一預定容限的基帶頻率。直流饋通環(huán)路230以大體類似于上文描述過的抑制環(huán)路200的方式，使得在將信號信息保持在接收的載波頻率下的同時，能夠消除不需要的直流饋通。具體說來，通過恰當選擇積分器234和238處的增益，而將變換成偏置頻率的下變頻載波信號傳送至A/D轉(zhuǎn)換器86和88。如上所述，來自混頻器60的不需要的直流饋通受到減法器212和214的抑制。
直流饋通抑制環(huán)路230還用來確保提供至A/D轉(zhuǎn)換器86和88以及RSSI檢測器154的基帶信號功率代表實際接收的信號功率，并且不會因多余的直流信號所訛誤。
在一種典型的實施例中，可能要求修改上述直流饋通抑制技術(shù)，以便適應(yīng)相應(yīng)于“多音“模擬信號的FM信號接收。更具體地說，在某些應(yīng)用場合下，接收的FM信號可以代表一個“多音“波形，其中包含一組固定的(也就是頻率固定的)FM信號分量，每一固定分量與一特定模擬單音的大小或音高對應(yīng)。這就要求保留多個FM信號量交互作用所產(chǎn)生的低頻互調(diào)產(chǎn)物。因此，如果由本地振蕩器64靜態(tài)頻率偏移，就可能由混頻器60將特定的互調(diào)產(chǎn)物變換成基帶直流(即變換成可以出現(xiàn)直流饋通的同一基帶頻率)。這樣可以證明，區(qū)分不需要的直流饋通和由混頻器變換成基帶直流的有用的信號信息將是困難的。由于直流饋通抑制環(huán)路200和230通常設(shè)計用來大體消除混頻器60產(chǎn)生的所有直流信號能量，因此相信有用的內(nèi)互調(diào)信息會與不需要的直流饋通一起被消除。
再參見圖9，按照本發(fā)明的另一個發(fā)明點，這一困難是通過提供一個本振偏置調(diào)制器260來克服的，本振偏置調(diào)制器260能夠在作用到標稱本振頻率的直流偏置內(nèi)，引入時間偏差。術(shù)語“標稱“本地振蕩頻率指得是接收的中央載波頻率由混頻器變換成基帶直流時的本地振蕩頻率。因為此時提供至混頻器60的本振偏置頻率不是靜態(tài)的，而是在一個預定范圍內(nèi)是變化的，所以，固定分量不會連續(xù)變換成基帶直流，相反將根據(jù)本振偏置中的偏差而變換成基帶頻率。于是，有用的低頻互調(diào)產(chǎn)物可以從不需要的直流饋通中區(qū)分出來，這是因為不管施加到本地振蕩器的頻率偏置變化與否，直流饋通都保持在基帶直流的緣故。因此，偏置調(diào)制器260使直流饋通抑制環(huán)路能夠消除不需要的直流饋通而同時保留某些固定信號信息。
引入標稱本振頻率的調(diào)制頻率偏置可以用平均偏置頻率、最小和最大偏置頻率以及偏置解調(diào)頻率(即偏置在最小和最大偏置頻率之間變化的速率)來表述其特征。例如，在一種特定的實施例中，平均頻率偏置被選為100Hz，最小和最大偏置分別被選為50Hz和150Hz。偏置調(diào)制頻率被設(shè)定為10Hz。
如果所描述的實施例用作構(gòu)筑FM、FSK或GMSK接收機，則A/D轉(zhuǎn)換器86和88的輸出饋送至FM解調(diào)器(未圖示)。在用具有截止頻率略高于本振偏置解調(diào)器260的最大偏置頻率的數(shù)字高通濾波器進行FM解調(diào)以后，可以很容易地去除由本振偏置調(diào)制器260引入的調(diào)制信號(在較佳實施例中為10Hz)，而不會影響聲音質(zhì)量。
上文給出的較佳實施例的描述使得本領(lǐng)域的任何人都能實施和使用本發(fā)明。這些實施例進行各種改進對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是很明顯的，而無需借助于發(fā)明者。因此，本發(fā)明并非僅限于上述實施例，而應(yīng)當在最大范圍內(nèi)來理解本發(fā)明所揭示的原理和新特征。
權(quán)利要求
1.一種自動增益控制裝置，它包括一可調(diào)增益放大器，所述可調(diào)增益放大器具有接收輸入信號的輸入端，接收增益控制信號的控制端，以及提供輸出信號的輸出端，其特征在于，所述自動增益控制裝置包含與所述輸出端耦連的下變頻器，用來將所述輸出信號的頻率下變頻成基帶頻率，從而產(chǎn)生基帶信號，所述下變頻器用來將所述輸出信號的載波頻率變換成對直流偏移預定容限的基帶頻率；直流饋通抑制環(huán)路，安排成接收所述基帶信號，用來抑制所述下變頻器產(chǎn)生的直流饋通信號，并提供補償基帶信號；根據(jù)所述補償基帶信號的功率產(chǎn)生接收功率信號的裝置；飽和積分器裝置，用來將所述接收功率信號與參考信號比較，并相應(yīng)于所述比較結(jié)果產(chǎn)生誤差信號，所述飽和積分器裝置包括提供所述增益控制信號的裝置，有選擇地根據(jù)所述誤差信號和增益控制信號的值，對所述誤差信號進行積分。
2.如權(quán)利要求1所述的自動控制裝置，其特征在于，所述直流饋通抑制環(huán)路還包括減法器，具有接收所述基帶信號的第一輸入端，和與低通濾波器耦連的輸出端；積分器，具有與所述低通濾波器的輸出端耦連的積分器輸入端，以及與所述減法器的第二輸入端耦連的積分器輸出端。
3.如權(quán)利要求2所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述直流饋通抑制環(huán)路還包括與所述低通濾波器的輸出端耦連的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器；插在所述積分器輸出端和所述減法器的第二輸入端之間的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器。
4.如權(quán)利要求2所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述直流饋通抑制環(huán)路還包括插在所述低通濾波器的所述輸出端和所述減法器輸入端之間的高通濾波器。
5.如權(quán)利要求1所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述飽和積分器裝置包括第一裝置，用來僅當所述增益控制信號的幅度低于第一預定閾值時有選擇地對所述誤差信號進行積分；第二裝置，用來僅當所述增益控制信號的幅度超過第二預定閾值時有選擇地對所述誤差信號進行積分。
6.如權(quán)利要求1所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述下變頻器包括具有第一輸入端的混頻器，用來接收所述輸出信號；與所述混頻器的第二輸入端連接的本地振蕩器，其中，所述本地振蕩器的頻率選擇成使所述輸出信號的中央頻率變換成與所述基帶直流頻率偏離所述預定容限的所述基帶頻率。
7.如權(quán)利要求6所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述下變頻器包括一個偏置調(diào)制器電路，用來改變所述本地振蕩器電路的所述頻率，從而改變相對于所述基帶直流頻率變換所述輸出信號的中央頻率的所述預定容限。
8.如權(quán)利要求7所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述下變頻器包括一個與所述可調(diào)增益放大器的所述輸出端耦連的混頻器，所述混頻器將所述輸出信號作下變頻成所述基帶信號的I和Q基帶信號分量。
9.如權(quán)利要求8所述的自動增益控制裝置，其特征在于，所述直流饋通抑制環(huán)路包括分別對所述I和Q基帶信號分量進行濾波的第一和第二低通濾波器。
10.一種采用可調(diào)增益放大器進行自動增益控制的方法，所述可調(diào)增益放大器具有接收輸入信號的輸入端，接收增益控制信號的控制端，以及提供輸出信號的輸出端，其特征在于，所述方法包含下述步驟將所述輸出信號的頻率下變頻成基帶頻率，從而產(chǎn)生基帶信號，其中，所述輸出信號的載波頻率變換成對直流偏移預定容限的基帶頻率；抑制伴隨所述基帶信號的直流饋通信號，從而提供補償基帶信號；根據(jù)所述補償基帶信號的功率產(chǎn)生接收功率信號；根據(jù)所述誤差信號和增益控制信號，有選擇地對接收的功率信號和參考信號之間的差進行積分。
全文摘要
一種自動增益控制(AGC)和直流偏移校正方法和裝置，包括可調(diào)增益放大器。與放大器耦連的正交下變頻器將輸出信號的頻率變換成基帶頻率。兩個有源低通濾波器提供基帶信號的帶外信號抑制。直流饋通抑制環(huán)路抑制下變頻器和低通濾波器引入的直流偏移。該裝置還根據(jù)輸出信號的功率產(chǎn)生接收功率信號。飽和積分器將接收的功率信號與參考信號比較，并根據(jù)參考信號、接收功率信號以及增益控制信號的值，通過積分或不積分產(chǎn)生增益控制信號。
文檔編號H03D7/16GK1128091SQ95190351
公開日1996年7月31日 申請日期1995年4月28日 優(yōu)先權(quán)日1994年4月28日
發(fā)明者納撒尼爾·B·威爾森, 彼得·J·布萊克, 保爾·E·彼得塞爾 申請人:夸爾柯姆股份有限公司