本發(fā)明的各個方面主要涉及、尤其是涉及脈寬調制(PWM)，更確切地說是帶有可變占空因數的脈寬調制。

背景技術：

許多電子設備使用脈寬調制(PWM)信號控制或調節(jié)它們的輸出。通過改變信號頻率和/或占空比，可以調制PWM信號。這種調制經常使用復雜的算法，并且需要在器件芯片上占據很大空間的復雜電路。

雙相電子設備具有分為兩個相位的指定PWM時間。根據設計目的，劃分的時間可以重疊或不重疊。例如，對于(半)橋式轉換器來說，特定的開關必須不重疊，防止頂部和底部開關之間發(fā)生不必要的短接。一個LLC轉換器在初級端具有一個半橋式結構，頂部和底部開關平均分享其開關時間。也就是說，每個開關具有其開關時間50％的占空比。而且，雙整流器(例如肖特基二極管或同步整流器)在LLC轉換器的次極端，遵循主開關頻率，以交替的方式整流，而且它們的運行時間相等。

然而，當開關接通或斷開時，具有接通或斷開延時，這包括上升或下降時間以及傳播延時。因此，如果開關具有相同的50％占空比，次級整流器無法在換相過程中在短時間內立即幫助接通。因此，它們每個的最大占空比應低于50％。

在電路中，次極端整流器與初級端電路同步并接收來自初級端的周期和占空信息，要調制初級端和次極端的開關接通/斷開并不困難。然而，如果次極端無法從初級端獲得占空信息的話，由于當初級端整流器開關接通或斷開時，次極端調制器開關無法獲知，所以就必須調制占空比。因此，為了確保足夠的死區(qū)時間，以避免在同一時間接通這兩個開關，就必須監(jiān)控PWM頻率以及占空信息，產生合適的接通時間。

次極端無法接收來自初級端的占空信息的電路示例，包括常用于低功率應用(小于100W)的反激式電路。對于較高功率(例如100-200W)的應用，可以使用LLC電路，例如使用開關電源(SMPS)用于電視機、顯示器、個人電腦等類似電器。在LLC電路中，通常需要知道何時斷開LLC次極端的開關。為此，次極端必須接收初級端開關頻率和占空比的相關信息。然而，由于初級端和次極端被變壓器隔開，沒有其他器件的話，次極端無法接收初級端的開關頻率或占空比。而且，在LLC應用中，諧振開關頻率會發(fā)生變化。此外，在大多數應用中，LLC電路的諧振頻率會根據運行環(huán)境發(fā)生劇烈變化。在這種應用中，使用傳統(tǒng)的占空調制，很難增加合適的延時或提前時間，來應對LLC中的這種變化。文中所述“延時”是指在預期事件后發(fā)生的動作，“提前”是指在預期事件前發(fā)生的動作。

圖1A表示一種傳統(tǒng)的占空調制器100，具有斜坡信號產生器102、放大器104以及比較器106。斜坡信號產生器102根據具有時鐘頻率f的時鐘信號，產生三角形或鋸齒形Vramp波形，如圖1B所示。放大器104為輸入信號Vin提供增益，產生比較信號Vcomp。比較器將Vramp和Vcomp作比較，產生輸出信號Vout。在本示例中，如果Vramp大于Vcomp，則Vout“升高”，如果Vcomp大于Vramp，則Vout“降低”。

這種類型的傳統(tǒng)占空調制器可以將輸入電壓信號Vin轉換成時域占空信息。對于成功的電壓-時間轉換來說，時鐘頻率f應恒定。然而，如果用于觸發(fā)斜坡信號Vramp的時鐘頻率f是PWM信號，PWM頻率變化的話，則輸出占空無法穩(wěn)定。圖2表示占空如何隨著頻率變化。如果頻率f變化，由于斜坡信號Vramp的斜率是固定的，那么Ramp產生器產生峰值高度不同的斜坡信號，例如Vpp_1、Vpp_m、Vpp_h。然而，如果Vcomp的級別也是固定的，那么輸出信號Vout的占空比發(fā)生改變。由于從頻率到電壓的變化需要額外的電路，例如鎖相環(huán)路(PLL)，因此很難將用于占空的Vcomp級別變成穩(wěn)定的。

技術實現要素：

依據本發(fā)明的各個方面，提出了一種占空調制器(DM)可以歸為減少了輸入占空比的占空減少調制器(DRM)，增加輸入占空比的占空展寬調制器(DSM)，或可以兩者兼?zhèn)涞娜伎照{制器(FDM)。

為了達到上述目的，本發(fā)明通過以下技術方案實現：

一種占空調制器裝置，其特點是，包括：一個分頻器，接收具有輸入頻率的輸入信號，產生頻率小于輸入頻率的分頻信號；

開關邏輯，接收輸入信號和分頻信號，并產生開關信號；

一個延遲調制器，接收開關信號，并產生延遲調制器輸出信號，當第一節(jié)點電壓高于第二節(jié)點電壓時，延遲調制器輸出信號高電位，反之低電位；并且

一個異或(XOR)門，接收延遲調制器輸出信號和分頻信號，作為其輸入端，產生占空調制輸出，當其中一個輸入端低電位，另一個高電位時，占空調制輸出高電位，反之低電位，其中占空調制輸出的占空比取決于第一節(jié)點電壓的斜率與第二節(jié)點電壓的斜率之比。

當所述輸入信號和分頻信號都低電位時，第一節(jié)點電壓的值低電位，當輸入信號和分頻信號都高電位時，第一節(jié)點電壓升高，其斜率為第一斜率，當輸入信號和分頻信號的其中之一高電位，另一個低電位時，第一節(jié)點電壓降低，其斜率為第二斜率。

當所述輸入信號低電位，分頻信號高電位時，第二節(jié)點電壓的值低電位，當輸入信號高電位，分頻信號低電位時，第二節(jié)點電壓升高，其斜率為第一斜率，當輸入信號和分頻信號都高電位，或都低電位時，第二節(jié)點電壓降低，其斜率為第二斜率。

配置所述開關邏輯，產生第一、第二、第三和第四開關信號，其中當所述輸入信號和分頻信號高電位時，第一開關信號高電位，反之低電位，其中當所述輸入信號高電位，分頻信號低電位時，第二開關信號高電位，反之低電位，其中當分頻信號高電位，輸入信號低電位時，第三開關信號高電位，反之低電位，當輸入信號和分頻信號都低電位時，第四開關信號高電位，反之低電位。

配置所述延遲調制器，接收第一、第二、第三和第四開關信號，其中當第一、第二和第三開關信號低電位，第四開關信號高電位時，第一節(jié)點電壓的值低電位，當第一開關信號高電位，第二、第三和第四開關信號低電位時，第一節(jié)點電壓升高，其斜率為第一斜率，當第一、第二和第四開關信號低電位，第三開關信號高電位時，第一節(jié)點電壓降低，其斜率為第二斜率，并且

其中當第一、第二和第四開關低電位，第三開關信號高電位時，第二節(jié)點電壓的值低電位，當第一、第三和第四開關信號低電位，第二開關信號高電位時，第二節(jié)點電壓升高，其斜率為第一斜率，當第一、第二和第三開關信號低電位，第四開關信號高電位時，第二節(jié)點電壓降低，其斜率為第二斜率。

所述的延遲調制器包括配置一個比較器，接收第一和第二節(jié)點電壓，作為輸入端，產生延遲調制器輸出端。

所述的延遲調制器包括第一和第二開關，由第一開關信號控制，以致于當第二開關斷開時，第一開關閉合，反之亦然，第三和第四開關由第二開關信號控制，以致于當第四開關斷開時，第三開關閉合，反之亦然，第五開關由第三開關信號控制，第六開關由第四開關信號控制。

所述的第一開關電耦合到第二開關，第一和第二開關之間的結電耦合到第一節(jié)點，其中第三開關電耦合到第四開關，第三和第四開關之間的結電耦合到第二節(jié)點。

所述的第五開關和第一電容器耦合并聯(lián)在第二節(jié)點和接地端之間，第六開關和第二電容器耦合并聯(lián)在第二節(jié)點和接地端之間。

該裝置還包括配置一個第一電流源，在公共電壓和第一開關之間提供第一電流，配置第二電流源，在公共電壓和第三開關之間提供第二電流，配置第三電流源，在第二開關和接地端之間提供第三電流，配置第四電流源，在第四開關和接地端之間提供第四電流。

所述的第一和第二電流都等于第一電流值，第三和第四電流等于每個第二電流值，其中輸出信號的占空比取決于第一電流值和第二電流值之比。

將所述的裝置配置成占空減少調制器，其占空調制輸出比大于或等于零，同時小于或等于輸入信號的占空比。

將所述裝置配置成占空展寬調制器，其占空調制輸出之比大于或等于輸入信號的占空比，小于或等于1。

該裝置還包括配置一個逆變器，將輸入到分頻器上的輸入信號反相。

該裝置還包括配置一個額外的逆變器，將來自XOR門的占空調制輸出反相。

配置所述裝置，作為占空減少調制器(DRM)或作為占空展寬調制器(DSM)選擇性地運行，DRM中占空調制輸出之比大于或等于零，小于或等于輸入信號的占空比，DSM中占空調制輸出至大于或等于輸入信號的占空比，小于或等于零。

該裝置還包括配置一個第一逆變器，接收和反相輸入信號，產生反相輸入信號，配置輸入多路調制器，接收輸入信號和反相輸入信號，其中配置輸入多路調制器，選擇性地將輸入信號或反向輸入信號耦合到分頻器。

所述的開關邏輯包括配置一個占空減少調制器(DRM)邏輯，產生DRM開關信號，配置一個占空展寬調制器(DSM)，產生DSM開關信號。

該裝置還包括配置一個或多個開關多路調制器，當輸入多路調制器將輸入信號耦合到分頻器時，選擇性地將DRM開關信號耦合到延遲調制器，其中配置一個或多個開關多路調制器，當輸入多路調制器將反相輸入信號耦合到分頻器時，DSM開關信號耦合到延遲調制器。

該裝置還包括配置一個第二逆變器，接收和反相來自XOR門的占空調制輸出，產生反相占空調制輸出，配置輸出多路調制器，接收占空調制輸出和反相占空調制輸出。

配置輸出多路調制器，當輸入多路調制器將輸入信號耦合到分頻器時，輸出來自XOR門的占空調制輸出，其中配置輸出多路調制器，當輸入多路調制器將反相輸入信號耦合到分頻器時，輸出反相占空調制輸出。

所述輸入多路調制器、一個或多個開關多路調制器以及輸出調制器響應一個公共選擇信號。

附圖說明

圖1A表示傳統(tǒng)的占空調制器的示意圖。

圖1B表示在圖1A所示傳統(tǒng)的占空調制器中，依據不同的電壓級別，表示不同占空比的時間圖。

圖2表示在圖1A所示類型的傳統(tǒng)的占空調制器中，因頻率變化導致占空比變化的時間圖。

圖3A表示依據本發(fā)明的一個方面，一種占空減少調制器(DRM)的示意圖。

圖3B表示依據本發(fā)明的一個方面，一種延遲調制器的框圖。

圖4所示的時間圖表示在圖3A和圖3B中不同節(jié)點處的波形。

圖5A表示依據本發(fā)明的一個方面，一種占空展寬調制器(DSM)的框圖。

圖5B所示的時間圖表示在圖5A中不同節(jié)點處的波形。

圖6A所示的時間圖表示依據本發(fā)明的各個方面，改變輸入頻率時穩(wěn)定的占空比。

圖6B表示依據本發(fā)明的各個方面，DRM和DSM中，占空比和I2/I1比之間的關系圖。

圖7A表示依據本發(fā)明的一個方面，帶有占空減少調制器的最大占空調制的時間圖。

圖7B表示依據本發(fā)明的一個方面，帶有占空減少調制器的最小占空調制的時間圖。

圖8A表示依據本發(fā)明的一個方面，帶有占空展寬調制器的最大占空調制的時間圖。

圖8B表示依據本發(fā)明的一個方面，帶有占空占空調制器的最小占空調制的時間圖。

圖9表示依據本發(fā)明的各個方面，利用多路調制器(MUX)引入DRM和DSM的全占空調制器的框圖。

具體實施方式

盡管為了解釋說明，以下詳細說明包含了許多具體細節(jié)，但是本領域的技術人員應明確以下細節(jié)的各種變化和修正都屬于本發(fā)明的范圍。因此，提出以下本發(fā)明的典型實施例，并沒有使所聲明的方面損失任何普遍性，也沒有提出任何局限。

在以下詳細說明中，參照附圖，表示本發(fā)明可以實施的典型實施例。就這一點而言，根據圖中所示方向，使用“頂部”、“底部”、“正面”、“背面”、“向前”、“向后”等方向術語。由于本發(fā)明實施例的零部件，可以位于各種不同方向上，因此所用的方向術語僅用于解釋說明，不用于局限。應明確，無需偏離本發(fā)明的范圍，就能實現其他實施例，做出結構或邏輯上的變化。因此，以下詳細說明不用于局限，本發(fā)明的范圍應由所附的權利要求書限定。

本發(fā)明的各個方面涉及一種占空調制器(DM)，其中PWM占空比的調制可以獨立于操作開關頻率。

本發(fā)明的各個方面包括一種非常緊湊的穩(wěn)定設備，可以從0％到100％調制PWM占空比，不用考慮任何頻率。

依據某些實施例，即使發(fā)生很大的操作頻率變化，也可以輕松增加或修正延遲。特定的實施例可以適用于同步整流器，用于調制接通時間延遲和斷開時間引線。

依據本發(fā)明的各個方面，提出了一種占空調制器(DM)可以歸為減少了輸入占空比的占空減少調制器(DRM)，增加輸入占空比的占空展寬調制器(DSM)，或可以兩者兼?zhèn)涞娜伎照{制器(FDM)。

圖3A表示依據本發(fā)明的一個方面，一種DRM 300的示例。配置DRM，減少脈寬調制(PWM)輸入信號301的占空比，輸入信號301的具有輸入頻率in(fsw)。DRM 300通常包括分頻器302、開關邏輯304、延遲調制器306和異或(XOR)門308。配置分頻器302，接收輸入信號301，產生分頻信號303，其特征頻率in(hfsw)小于輸入頻率。作為示例，但不作為局限，分頻信號303的頻率可以是輸入頻率in(fsw)的一半。圖4所示的第一個和第二個時間圖表示輸入信號301和分頻信號303分別對應這種情況的相對時間示例，配置開關邏輯304，接收輸入信號301和分頻信號303，產生開關信號，耦合到延遲調制器306。開關邏輯304起2位解碼器的作用，帶有2個輸入端和4個輸出端，設計跟隨圖4中的sw11、sw12、sw13和sw14共4個開關信號。作為示例，但不作為局限，利用2位解碼器，可以輕松配置開關邏輯，2位解碼器包括轉換器、與、或等邏輯門。在可選實施例中，開關邏輯304和/或延遲調制器306的功能可以在微控制器上的軟件中配置，不過這可能更加昂貴。

配置延遲調制器306，接收開關信號，產生延遲調制器輸出信號305，當第一節(jié)點電壓va1高于第二節(jié)點電壓vb1時，輸出信號305的值vc1高電位，反之低電位。依據本發(fā)明的各個方面，當輸入信號301和分頻信號303都低電位時，第一節(jié)點電壓va1的值低電位。當輸入信號和分頻信號都高電位時，第一節(jié)點電壓va1隨第一斜坡升高，當輸入信號和分頻信號其中之一高電位，另一個低電位時，第一節(jié)點電壓va1隨第二斜坡降低。當輸入信號301低電位，分頻信號303高電位時，第二節(jié)點電壓vb1的值低電位。當輸入信號301高電位，分頻信號303低電位時，第二節(jié)點電壓vb1隨第一斜坡升高，當輸入信號和分頻信號都高電位或當兩者都低電位時，第二節(jié)點電壓vb1隨第二斜坡降低。

配置異或XOR門308，接收延遲調制器輸出信號305和分頻信號303作為其輸入端，制備占空調制輸出端307，當XOR門的其中一個輸入低電位，另一個高電位時，其值out1高電位，反之低電位。占空調制輸出端307的占空比取決于第一斜坡和第二斜坡之比。

在圖3A所示框圖中的示例以及圖4所示的時間圖中，輸入PWM信號301采用50％占空和開關頻率fsw。分頻器304將輸入PWM頻率除以2。分頻后的輸入信號303隨著輸入信號301的上升沿，觸發(fā)周期是輸入信號觸發(fā)周期的兩倍。

依據一個實施例，配置開關邏輯，產生第一、第二、第三和第四DRM開關信號sw11、sw12、sw13、sw14。如圖4所示，當輸入信號301和分頻信號303高電位時，第一開關信號sw11高電位，反之低電位。當輸入信號301高電位，分頻信號303低電位時，第二開關信號sw12高電位，反之低電位。當分頻信號303高電位，輸入信號301低電位時，第三開關信號sw13高電位，反之低電位。當分頻信號303和輸入信號301都低電位時，第四開關信號sw14高電位，反之低電位。

配置延遲調制器306，接收第一開關信號sw11、第二開關信號sw12、第三開關信號sw13以及第四開關信號sw14。如圖4所示，還可以進一步配置延遲調制器306，使得當第一、第二和第三開關信號低電位，第四開關信號高電位時，第一節(jié)點電壓va1的值低電位，當第一開關信號sw11高電位，第二、第三和第四開關信號低電位時，第一節(jié)點電壓va1隨第一斜坡升高，當第一、第二和第四開關信號低電位，第三開關信號sw13高電位時，第一節(jié)點電壓va1隨第二斜坡降低。

如圖4所示，還可以進一步配置延遲調制器306，使得當第一、第二和第四開關信號低電位，第三開關信號sw13高電位時，第二節(jié)點電壓vb1的值低電位，當第一、第三和第四開關信號低電位，第二開關信號sw12高電位時，第二節(jié)點電壓vb1隨第一斜坡升高，當第一、第二和第三開關信號低電位，第四開關信號sw14高電位時，第二節(jié)點電壓vb1隨第二斜坡降低。

有許多不同的方式可以配置延遲調制器306，制備所需的延遲調制器輸出信號305。作為示例，但不作為局限，延遲調制器306包括一個比較器310，如圖3B所示。配置比較器，接收第一和第二節(jié)點電壓va1、vb1，作為輸入端，產生延遲調制器輸出端305。

有許多不同的方式可以配置延遲調制器306，制備所需的節(jié)點電壓va1、vb1。作為示例，但不作為局限，如圖3B所示，延遲調制器306包括第一和第二開關s1a、s1b，由第一開關信號sw11控制，當第二開關s1b打開時，第一開關s1a閉合，反之亦然。延遲調制器306還包括第三和第四開關s2a、s2b，由第二開關信號sw12控制，當第四開關s2b打開時，第三開關s2a閉合，反之亦然。延遲調制器306還包括一個第五開關s3，由第三開關信號sw13控制，以及一個第六開關s4，由第四開關信號sw14控制。

如圖3B所示，第一開關s1a可以電耦合到第二開關s1b，并且第一和第二開關之間的結可以電耦合到第一節(jié)點va。與之類似，第三開關s2a可以電耦合到第四開關s2b，第三和第四開關之間的結可以電耦合到第二節(jié)點vb。第五開關s3和第一電容器C1b可以耦合并聯(lián)在第二節(jié)點vb和接地端之間，第六開關s4和第二電容器C1a可以耦合并聯(lián)在第一節(jié)點va和接地端之間。比較器310比較電容器以及節(jié)點va和vb的電壓級別。電容器具有相同的電容值。

配置第一電流源I1a，在公共電壓源Vcc和第一開關s1a之間提供第一電流，類似地配置第二電流源I1b，在公共電壓源Vcc和第三開關s2a之間提供第二電流。配置第三電流源I2a，在第二開關s1b和接地端之間提供第三電流，配置第四電流源I2b，在第四開關s2b和接地端之間提供第四電流。第一和第二電流都等于第一電流值I1，第三和第四電流等于第二電流值I2。本領域的技術人員會喜歡這種結構，占空調制的輸出端307的占空比取決于第一電流值I1與第二電流值I2的比值。

參見圖3B和圖4，由圖可知，延遲調制器306具有雙邊對稱結構。由開關邏輯304產生的輸入信號sw11、sw12、sw13和sw14，控制開關s1a、s1b、s2a、s3、s4，給電容器C1a、C1b充電或放電。開關邏輯304產生的sw11、sw12、sw13和sw14的輸入信號使電容器C1a、C1b充電或放電。充電電流I1(＝I1a＝I1b)和放電電流I2(＝I2a＝I2b)的電流比，決定了占空調制輸出端307的占空比。

由圖3B可知，電容器C1a、C1b充電的速度取決于I1，它們放電的速度取決于I2。如果I1是固定的話，則每個節(jié)點的上升斜率會保持恒定，但是如果I2是可變的，則它們的下降斜率也會隨之變化。因此，如果I2增大的話，則比較器310的輸出端vc1的斷開時間增大，使得斷開時間延時Ton_dn也增大。與之類似，如果I2降低的話，則輸出端vc1的斷開時間和斷開時間延時Ton_dn都降低。

圖4表示圖3A和圖3B中每個節(jié)點的波形。如上所述，這些波形取決于I1和I2之比。通常來說，I2必須不大于I1或小于0。當I2增大時，占空調制輸出端307的接通時間減少。確切地說，圖4所示的時間圖從上到下所示的波形表示輸入信號301、分頻信號303、來自開關邏輯304的開關信號sw11、sw12、sw13、sw14，用于延遲調制器306的節(jié)點電壓va1、vb1，來自XOR門的延遲調制器輸出端305和占空調制輸出端307。為了舉例說明，并不用于局限，圖4表示一種DRM結構的波形，其中I2＝0.8*I1。

從圖3B和圖4可知，DRM 300運行時的多種特性非常出色。確切地說，當第五開關s3接通(例如sw13升高)時，第二節(jié)點電壓vb1(實線)快速降低。當第一開關信號sw11降低時，第一節(jié)點電壓va1(虛線)開始緩慢放電。輸入信號301升高，第二開關信號sw12升高。然后，第二節(jié)點電壓vb1開始增大，其速度由I1b決定。當va1＝vb1時，vc1從低切換到高或者從高切換到低。由圖可知，va1和vb1是相同的波形，相位相反180度。當延遲調制器輸出端305(vc1)和分頻輸入信號303不一樣時，XOR門308的輸出端高電位，當兩者相同時，XOR門308的輸出端低電位。

要注意的是，DRM 300的一個時鐘周期之后，固定的穩(wěn)態(tài)占空比操作開始。換言之，需要一個時鐘周期，才能創(chuàng)建所需的接通時間減Ton_dn。

圖5A和圖5B表示依據本發(fā)明的一個實施例，占空展寬調制器(DSM)500的一個示例。DSM 500與圖3A所示的DRM 300非常類似。然而，除了上述分頻器302、邏輯電路304’、延遲調制器306以及專用或(XOR)門308之外，DSM 500還包括兩個逆變器門502、504。第一個逆變器門耦合到分頻器302的輸入端，第二個逆變器門耦合到XOR門308的輸出端。DRM 500中的延遲調制器306的結構可以與圖3B所示的延遲調制器306的結構相同。

在圖5A和圖5B所示的示例中，輸入PWM信號301的特征在于輸入開關頻率(fsw)和50％占空比，第一個逆變器502將輸入PWM信號301逆變。分頻器302接收產生的逆變輸入信號301’，產生分頻逆變信號303’，其頻率(hfsw)為開關頻率(fsw)的一半。分頻逆變信號303’沿輸入信號301的下降沿，被輸入信號的兩倍周期觸發(fā)。(未逆變的)輸入信號301和逆變分頻輸入信號303’成為DSM邏輯電路304’的輸入端，產生四個DSM開關信號sw21、sw22、sw23和sw24，作為輸入端，耦合到延遲調制器306。延遲調制器產生延遲調制器輸出信號305’，其值vc2流至XOR門308，沿分頻逆變信號303’作為輸入端。第二個逆變器504將XOR門308產生的輸出端307’反相，產生最終的輸出端307’。雖然延遲調制器306可以與圖3A所示相同，圖5A所示的邏輯電路304’可以與圖3B所示的DRM邏輯電路304有些類似，但是延遲調制器306的開關信號不同于DRM 300中的DRM開關信號。

通過圖3所示的邏輯開關304，利用稍有不同的2位解碼器(可以包括逆變器、與、或等邏輯門)，配置開關邏輯304’。在可選實施例中，開關邏輯304’和/或延遲調制器306的功能可以在微控制器的軟件中配置，盡管這樣可能更加昂貴。

圖5B所示的時間圖表示以下信號的波形，包括輸入信號301、分頻輸入端303’、DSM開關信號sw21、sw22、sw23和sw24、節(jié)點電壓va2、vb2以及圖5A所示的DSM的比較器輸出端vc2。這些波形取決于I1和I2之比，再次加上I1a＝I1b＝I1和I2a＝I2b＝I2，如上所述。I2不大于I1或小于0。較大的I2是較長的接通時間加上Ton_dn。為了舉例說明，不用于局限，I1和I2之間的關系是I2＝0.8*I1。

在圖5B中，電容器充電和放電的速度取決于I1和I2。如果I1是固定的話，則每個節(jié)點的上升斜率會保持恒定，但是如果I2是可變的，則它們的下降斜率也會隨之變化。因此，如果I2增大的話，則比較器310的輸出端vc2的接通時間增大，使得接通時間延時Ton_dn也增大，如果I2降低的話，則兩者都降低。

本發(fā)明的各個方面可用于PWM頻率不固定的應用。圖6A所示的時間圖表示即使輸入頻率發(fā)生變化，占空比如何保持穩(wěn)定。由圖6A可知，當PWM頻率降低(即脈沖周期增大)時，開關信號相應地變化。因此，電容器C1a、C1b在脈沖周期內固定的相對相位處，開始充電和放電。由于增加后的脈沖周期，電容器C1a、C1b的充電時間延長，節(jié)點電壓va、vb也相應地增大。然而，由于這些電壓取決于I2/I1電流比，比較器輸出電壓vc隨著獨立于脈沖頻率的相同占空切換，。僅改變I2/I1電流比就能改變占空。

圖6B表示占空和I2/I1比之間的關系，DRM 300中的占空在0％至50％的范圍內可以調制，DSM 500中的占空比可以在50％至100％的范圍內變化。

圖7A-7B表示DRM 300可以減少多少占空。如圖7A所示，如果I2a＝I2b＝I2與I1a＝I1b＝I1相同，則發(fā)生最大占空調制。在本例中，如果I1＝I2，則輸入PWM占空比可以從50％調制到0％。在圖7B中，如果I2a＝I2b＝0A，則發(fā)生最小占空調制，也就是說如果沒有放電電流，在本例中，輸入占空比為50％，沒有減少。

圖8A-8B表示DSM 500可以減少多少占空。如圖8A所示，如果I2a＝I2b＝I2與I1a＝I1b＝I2相同，則發(fā)生最大占空調制。在本例中，如果I1＝I2，則輸入PWM占空比可以從50％調制到100％。在圖8B中，如果I2a＝I2b＝0A，則發(fā)生最小占空調制，也就是說如果沒有放電電流，在本例中，輸入占空比為50％，沒有減少。

根據DRM中I2和I1之比，方程式1表示占空時間減少的關系，方程式2為占空方程。

根據DSM中I2和I1之比，方程式3表示占空時間減少的關系，方程式4為占空方程。

本發(fā)明的各個方面包括占空調制器配置，具有圖3A所示類型的DRM以及圖5A所示類型的DSM的特點。作為示例，但不作為局限，圖9表示一種全占空調制器(FDM)900，其中利用多路調制器，將DRM和DSM的功能合并，根據選擇信號“sel”，選取DRM功能或DSM功能。

確切地說，FDM 900包括分頻器302、DRM邏輯電路304、延遲調制器306以及XOR門308。參見圖3A和圖3B，按照上述內容配置這些零件。另外，FDM 900包括逆變器502、504以及DSM邏輯電路304’，參見圖5A和圖5B，按照上述內容配置DSM邏輯電路304’。確切地說，DRM邏輯電路304產生DRM開關信號sw11、sw12、sw13、sw14，DSM邏輯電路304’產生DSM開關信號sw21、sw22、sw23、sw24，如上所述。FDM 900還包括一個或多個開關多路調制器，根據公共選擇信號sel，在DRM和DSM操作之間選擇。配置一個或多個開關多路調制器，當輸入多路調制器將輸入信號耦合到分頻器時，選擇性地將DRM開關信號耦合到延遲調制器，其中配置一個或多個開關多路調制器，當輸入多路調制器將逆變輸入信號耦合到分頻器時，將DSM開關信號耦合到延遲調制器。

在本例中，多路調制器包括輸入多路調制器902、一個或多個開關多路調制器904、906、908、910以及輸出多路調制器912。本領域的技術人員使用的和通常理解的多路調制器(或多路復用器)是一種選擇兩個或多個模擬或數字輸入信號中的一個，并將所選擇的輸入傳輸到一個單線線路中。與模擬電路304、304’類似，利用開關或逆變器、與門、或門等邏輯門的適當結構，配置多路調制器902、904、906、908、910、912。還可選擇，在軟件中，例如使用微處理器，配置多路調制器的功能，盡管這樣可能更加昂貴。

配置輸入多路調制器902，選擇性地將輸入信號301(輸入1)或逆變輸入信號301’(輸入2)從第一個逆變器501耦合到分頻器302。配置一個或多個開關多路調制器，當輸入多路調制器902將輸入信號301耦合到分頻器302時，選擇性地將DRM開關信號sw11、sw12、sw13、sw14耦合到延遲調制器306。另外，配置一個或多個開關多路調制器，當輸入多路調制器902將逆變輸入信號301’耦合到分頻器302時，選擇性地將DSM開關信號sw21、sw22、sw23、sw24耦合到延遲調制器306。

在本例中，配置四個開關多路調制器904、906、908和910，選擇DSM或DRM信號sw11或sw21、sw12或sw22、sw13或sw23和sw14或sw24，分別作為輸入1或輸入2。將所選的輸入開關信號耦合到延遲調制器306，作為輸出端，在圖9中分別用sw1、sw2、sw3和sw4表示。延遲調制器還接收上述控制占空比的電流I1、I2。

輸出多路調制器912接收來自XOR308的占空調制輸出307，作為輸入1，接收來自第二個逆變器504的逆變占空調制輸出端307”，作為輸入2。配置輸出多路調制器912，當輸入多路調制器902將輸入信號301耦合到分頻器302時，選擇性地輸出來自XOR門308的占空調制輸出307，作為最終輸出907。也配置輸出多路調制器912，當輸入多路調制器902將輸入信號301’耦合到分頻器302時，選擇性地輸出逆變占空調制輸出307，作為最終輸出907。

配置多路調制器902、904、906、908、910、912，使FDM 900可以根據選擇信號sel，選擇用作DRM或者DSM。作為示例，但不作為局限，根據多路調制器邏輯，每個多路調制器902、904、906、908、910、912都可以工作，當選擇信號sel為高時，多路調制器的輸出端為輸入1，當選擇信號sel為低時，多路調制器的輸出端為輸入2。

本發(fā)明的各個方面提出了一種簡單、便宜的裝置，允許可選擇PWM占空比，通過接通和斷開時間的調制，使得當PWM頻率變化時，PWM占空比保持穩(wěn)定。例如，這種裝置可以用于LLC轉換器的同步整流器。要注意的是，本發(fā)明的各個方面并不局限于上述實施例。作為示例，但不作為局限，可以在一個單獨的硬件元件中，配置兩個或多個分頻器302、DRM邏輯304、DSM邏輯304’、延遲調制器306、XOR門308、轉換器502、504以及多路整流器902、904、906、908、910、912的功能。作為示例，但不作為局限，可以在軟件中配置一個或多個分頻器302、DRM邏輯304、DSM邏輯304’、延遲調制器306、XOR門308、轉換器502、504以及多路整流器902、904、906、908、910、912的功能。

盡管以上是本發(fā)明的較佳實施例的完整說明，但是也有可能使用各種可選、修正和等效方案。因此，本發(fā)明的范圍不應局限于以上說明，而應由所附的權利要求書及其全部等效內容決定。任何可選件(無論首選與否)，都可與其他任何可選件(無論首選與否)組合。在以下權利要求中，除非特別聲明，否則不定冠詞“一個”或“一種”都指下文內容中的一個或多個項目的數量。除非在指定的權利要求中用“意思是”特別指出，否則所附的權利要求書應認為是包括意義及功能的限制。