專利名稱：多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種射頻功率放大器供電電源，尤其涉及一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率 放大器功率包絡(luò)跟蹤電源。
背景技術(shù)：
高線性、高效率的射頻功率放大器(RadioFrequency Power Amplifier, 射頻功率放大器，簡(jiǎn)稱“RFPA”)不僅是第四代移動(dòng)通訊系統(tǒng)(4G)和高分辨率電視(High Definition Television，高分辨率電視，簡(jiǎn)稱“HDTV”)系統(tǒng)所用的以正交頻分復(fù)用 (Orthogonal Frequency Division Modulation,正交頻分復(fù)用，簡(jiǎn)稱 “OFDM”)為代表的 多載波調(diào)制技術(shù)(Multi - Carrier Modulation，多載波調(diào)制，簡(jiǎn)稱“MCM”)的關(guān)鍵基礎(chǔ)器件 之一，也是國內(nèi)外射頻功率放大技術(shù)近20年來持續(xù)努力追求的目標(biāo)。MCM要求更高的載波 頻率、更寬的頻帶，同時(shí)其還要求在高信號(hào)峰值/均值(PAR)情況下，收/發(fā)信號(hào)依然有高 的線性度。目前，國內(nèi)外主要采用Class-A或Class-AB類射頻功率放大器來實(shí)現(xiàn)小失真、 高線性度的放大，但是Class-A類、Class-AB類結(jié)構(gòu)的功率放大器效率天生較低，加之無線 通訊數(shù)據(jù)量的時(shí)間分布極不均勻，射頻放大器更多的時(shí)候是在小負(fù)荷下工作，因此，射頻功 率放大器的實(shí)際運(yùn)營效率極為低下，常不超過15%。這不僅造成無線終端電池持續(xù)供電時(shí)間 短、不便長(zhǎng)期使用問題，也造成無線通訊基站的RFPA發(fā)熱嚴(yán)重、性能降級(jí)、易損、體積大、基 站耗電嚴(yán)重、運(yùn)行成本高等問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明解決的技術(shù)問題是構(gòu)建一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤 電源，克服現(xiàn)有技術(shù)中射頻功率放大器運(yùn)營效率低的技術(shù)問題。本發(fā)明的技術(shù)方案是構(gòu)建一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電 源，包括對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行檢波的包絡(luò)檢波電路、對(duì)包絡(luò)信號(hào)進(jìn)行放大的線性放大電路、控制 所述線性放大電路供給射頻功率放大器電流的多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路、根據(jù)所述線 性放大電路輸出的電流驅(qū)動(dòng)控制所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的開關(guān)變換控制電路，所述 包絡(luò)檢波電路對(duì)輸入的射頻信號(hào)進(jìn)行檢波后輸出到所述線性放大電路進(jìn)行線性放大，所述 開關(guān)變換控制電路根據(jù)所述線性放大電路輸出的電流輸出多相驅(qū)動(dòng)脈沖控制所述多相交 錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路，以使所述線性放大電路供給射頻功率放大器的電流盡量小。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路包括功率半導(dǎo)體開關(guān) Mn、功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn、電感Ln，所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的源極與所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的 漏極連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的漏極與輸入直流電源線Vdd連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的門 極與開關(guān)變換控制電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)線連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)DnW源極接OV參考電平， 功率半導(dǎo)體開關(guān)化的門極與開關(guān)變換控制電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)線連接，電感！^連接所述功 率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的源極和所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的漏極，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。本發(fā)明的進(jìn)一 步技術(shù)方案是所述線性放大電路包括運(yùn)算放大電路A、功率放大 管Tl、功率放大管T2、反饋電阻RAl及反饋電阻RA2，所述運(yùn)算放大電路A輸出端接功率放 大管Tl和功率放大管T2的門極，所述功率放大管Tl與功率放大管T2互補(bǔ)串接，所述反饋 電阻RAl和反饋電阻RA2串接，反饋電阻RAl與反饋電阻RA2的連接點(diǎn)也同運(yùn)算放大電路 A的負(fù)輸入極連接。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述開關(guān)變換控制電路向所述多相交錯(cuò)并聯(lián)同步 BUCK電路輸出的多相驅(qū)動(dòng)脈沖中各相驅(qū)動(dòng)脈沖使用錯(cuò)開相位或頻率的方法進(jìn)行輸出控制。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述開關(guān)變換控制電路包括線性放大器An、滯環(huán)比 較器pn、電阻Rn，所述線性放大器An的輸出端接所述滯環(huán)比較器Pn的負(fù)輸入極，所述電阻Rn 的兩端分別連接所述線性放大器An的正輸入極和負(fù)輸入極，所述各個(gè)滯環(huán)比較器Pn的閥值 不同，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述開關(guān)變換控制電路包括線性放大器An、PID ( P roportional-Integral-Derivative,比例積分微分，簡(jiǎn)稱 “PID”)調(diào)節(jié)器 PIDn、PWM 比較器 PWMn>電阻Rn，所述線性放大器An的輸出端接所述PID調(diào)節(jié)器PIDn的負(fù)輸入極，所述PID調(diào) 節(jié)器PIDn的輸出端接所述PWM比較器PWMn的負(fù)輸入極，所述電阻Rn的兩端分別連接所述 線性放大器An的正輸入極和負(fù)輸入極，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述各相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路采用固定工作頻 率、相位相差360度/N的三角波進(jìn)行PWM控制脈沖的產(chǎn)生。其中N為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK 電路的總相數(shù)。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述多個(gè)電感Ln為分立式電感或共用磁芯的集成電感。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的為MOS管或快速恢復(fù)二極 管中任一種。本發(fā)明的進(jìn)一步技術(shù)方案是所述開關(guān)變換控制電路和所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK 電路采用隔離驅(qū)動(dòng)的方式。本發(fā)明的技術(shù)效果是構(gòu)建一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電 源，本發(fā)明使用了多相交錯(cuò)式并聯(lián)同步BUCK電路作為主功率變換的核心拓?fù)洌瑢㈦娐返墓?作頻率最大提高到單相同步BUCK電路的N倍(N為相數(shù)，N ^ 2)，降低了對(duì)功率器件開關(guān)速 度參數(shù)的要求。本發(fā)明是依據(jù)包絡(luò)跟蹤方法(Envelope following/Envelope tracking), 可對(duì)Class-Α、Class-AB類射頻放大器實(shí)現(xiàn)根據(jù)其輸入射頻信號(hào)幅值大小，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)功率 射頻晶體管上所加的供電電壓幅值，從而大大提高RFPA運(yùn)營的效率，同時(shí)保持高線性的功 能。


圖1為本發(fā)明多相交錯(cuò)并聯(lián)RFPA功率包絡(luò)跟蹤電源的原理結(jié)構(gòu)圖。圖2為本發(fā)明多相交錯(cuò)并聯(lián)RFPA功率包絡(luò)跟蹤電源的一種實(shí)施方式電路圖。圖3為本發(fā)明多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路結(jié)構(gòu)圖。
圖4為本發(fā)明多相交錯(cuò)并聯(lián)RFPA功率包絡(luò)跟蹤電源的另一種實(shí)施方式電路圖。
具體實(shí)施例方式下面結(jié)合具體實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明技術(shù)方案進(jìn)一步說明。如圖1所示，本發(fā)明的具體實(shí)施方式
是構(gòu)建一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器 功率包絡(luò)跟蹤電源，包括對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行檢波的包絡(luò)檢波電路、對(duì)包絡(luò)信號(hào)進(jìn)行放大的線 性放大電路、控制所述線性放大電路供給射頻功率放大器電流的多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK 電路、根據(jù)所述線性放大電路輸出的電流驅(qū)動(dòng)控制所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的開關(guān)變 換控制電路，所述包絡(luò)檢波電路對(duì)輸入的射頻信號(hào)進(jìn)行檢波后輸入到所述線性放大電路進(jìn) 行線性放大，所述開關(guān)變換控制電路根據(jù)所述線性放大電路輸出的電流輸出多相驅(qū)動(dòng)脈沖 控制所述多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路，以使所述線性放大電路供給射頻功率放大器的電 流盡量小。本發(fā)明的具體實(shí)施例中，所述開關(guān)變換控制電路向所述多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK 電路輸出的多相驅(qū)動(dòng)脈沖中各相驅(qū)動(dòng)脈沖使用錯(cuò)開相位或頻率的方法進(jìn)行輸出控制。本發(fā)明的具體實(shí)施例中，所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路包括功率半導(dǎo)體開關(guān)Mi、功 率半導(dǎo)體開關(guān)Dn、電感Ln，所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的源極與所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的漏極 連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的漏極與輸入直流電源線Vdd連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的門極與 開關(guān)變換控制電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)線連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的源極接OV參考電平，功率 半導(dǎo)體開關(guān)DnW門極與開關(guān)變換控制電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)線連接，電感1^連接所述功率半 導(dǎo)體開關(guān)Mn的源極和所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的漏極，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的 相序數(shù)。具體實(shí)施例中，所述多個(gè)電感LnS分立式電感或共用磁芯的集成電感；所述功率 半導(dǎo)體開關(guān)Dn的為MOS管或快速恢復(fù)二極管中任一種；所述開關(guān)變換控制電路和所述交錯(cuò) 并聯(lián)同步BUCK電路采用隔離驅(qū)動(dòng)的方式。本發(fā)明的具體實(shí)施例中，所述線性放大電路包括運(yùn)算放大電路A、功率放大極Tl、 功率放大極T2、反饋電阻RAl及反饋電阻RA2，所述運(yùn)算放大電路A輸出端接功率放大極Tl 和功率放大極T2的門極，所述反饋電阻RAl和反饋電阻RA2串接。具體實(shí)施過程為輸入射頻信號(hào)首先被包絡(luò)檢波器檢波，隨后該包絡(luò)信號(hào)即控制 寬帶線性放大電路高速、高精度地輸出動(dòng)態(tài)變化的電壓，該電壓即為RFPA所需電壓。開關(guān) 變換控制電路根據(jù)線性放大電路的輸出電流I1，控制交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的驅(qū)動(dòng)脈沖， 使線性放大電路給RFPA供給的電流I1盡可能的小，即使RFPA負(fù)載電流、的大部分由多相 交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK開關(guān)電路的輸出電流i2提供。這樣就結(jié)合了線性模擬電路的高速與線 性的優(yōu)點(diǎn)以及開關(guān)變換電路效率高的優(yōu)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了高速度，高效率、高精度的RFPA供電電 壓的輸出。如圖2所示，本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式是所述開關(guān)變換控制電路包括線性放大器 An、滯環(huán)比較器Pn、電阻Rn，所述線性放大器An的輸出端接所述滯環(huán)比較器Pn的負(fù)輸入極， 所述電阻&的兩端分別連接所述線性放大器AnW正輸入極和負(fù)輸入極，所述各個(gè)滯環(huán)比較 !Pn的閥值不同，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。如圖2所示，具體實(shí)施過程為輸入射頻信號(hào)通過包絡(luò)檢測(cè)器D產(chǎn)生需要放大的包 絡(luò)信號(hào)，該包絡(luò)信號(hào)由線性放大器A (Linear Amplifier)的正端輸入，經(jīng)線性功率放大后，產(chǎn)生RFPA所需要的電壓信號(hào)V。ut。該電壓輸出后，作用在負(fù)載RFPA上形成負(fù)載電流、。負(fù) 載電流io經(jīng)電流采樣電阻R。ut后，被放大器A。ut比例變換，形成對(duì)應(yīng)于、/Ν電流的電壓，該 電壓繼而送給N個(gè)同步BUCK電路作為參考指令電流信號(hào)，其中N為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路 的總相數(shù)。。每一相BUCK的實(shí)際輸出電流也類似地通過采樣電阻與比例變換處理后，形成 相應(yīng)的該相輸出電流信號(hào)。參考指令電流信號(hào)與每相BUCK的輸出電流信號(hào)再經(jīng)滯環(huán)比較 器進(jìn)行比較，形成BUCK電路的開通、關(guān)斷控制信號(hào)。該開通、關(guān)斷信號(hào)經(jīng)隔離驅(qū)動(dòng)電路后， 送給BUCK的開關(guān)管M和D，即可調(diào)節(jié)BUCK電路中電感的電流，使其快速地跟隨、/Ν電流。 通過使各相BUCK電路的滯環(huán)比較器的滯環(huán)閾值不同，就可以使各相的開關(guān)頻率不同，從而 各相間形成隨機(jī)相位交錯(cuò)。這樣，N相同步BUCK電路合起來，就達(dá)到了等效開關(guān)頻率倍增 的目的，其整體輸出電流i2即可快速地跟隨、變化，并使線性放大環(huán)節(jié)A輸出的電流I1大 大降低，從而實(shí)現(xiàn)高效、精密射頻包絡(luò)跟蹤電源的功能。多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路結(jié)構(gòu) 圖如圖3所示。如圖4所示，本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式是所述開關(guān)變換控制電路包括線性放大器 An、PID調(diào)節(jié)器PIDn、PWM比較器PWMn、電阻Rn，所述線性放大器An的輸出端接所述PID調(diào)節(jié) 器PIDn的負(fù)輸入極，所述PID調(diào)節(jié)器PIDn的輸出端接所述PWM比較器PWMn的負(fù)輸入極，所 述電阻Rn的兩端分別連接所述線性放大器An的正輸入極和負(fù)輸入極，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同 步BUCK電路的相序數(shù)。 如圖4所示，這種實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)與圖2實(shí)施方式的主電路結(jié)構(gòu)相同，區(qū)別僅在于 開關(guān)變換控制電路的結(jié)構(gòu)不同。具體工作過程如下參考指令電流信號(hào)、/Ν與各相BUCK 電路的輸出電流信號(hào)先經(jīng)過PID調(diào)節(jié)，形成誤差控制信號(hào)，該誤差控制信號(hào)又與固定頻率 的三角波信號(hào)經(jīng)PWM比較器比較，形成BUCK電路的開通、關(guān)斷控制信號(hào)。該開通、關(guān)斷信號(hào) 隔離驅(qū)動(dòng)BUCK的開關(guān)管M和D，調(diào)節(jié)電感的電流，使其快速地跟隨i/Ν電流。通過使各相 的三角波信號(hào)頻率相同而相位相差360° /N，就可以使各相形成等相位交錯(cuò)。這樣，N相同 步BUCK電路合起來，就達(dá)到了 N倍等效開關(guān)頻率的目的，其整體輸出電流i2快速跟隨、變 化，使線性放大環(huán)節(jié)A輸出電流I1大大降低，實(shí)現(xiàn)高效、精密射頻包絡(luò)跟蹤電源的功能。本發(fā)明和以往的RFPA包絡(luò)跟蹤電源電路相比，采用了基于多相交錯(cuò)式并聯(lián)同步 BUCK電路的拓?fù)?，在開關(guān)功率器件工作頻率有限的條件下將等效工作頻率最高提升到了單 相的N倍，這樣滿足了大功率、高效率的要求，同時(shí)保持高速率、準(zhǔn)確的跟蹤性能。以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說明，不能認(rèn)定 本發(fā)明的具體實(shí)施只局限于這些說明。對(duì)于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在 不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干簡(jiǎn)單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的 保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征在于，包括對(duì)射頻信 號(hào)進(jìn)行檢波的包絡(luò)檢波電路、對(duì)包絡(luò)信號(hào)進(jìn)行放大的線性放大電路、控制所述線性放大電 路供給射頻功率放大器電流的多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路、根據(jù)所述線性放大電路輸出 的電流驅(qū)動(dòng)控制所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的開關(guān)變換控制電路，所述包絡(luò)檢波電路對(duì) 輸入的射頻信號(hào)進(jìn)行檢波后輸入到所述線性放大電路進(jìn)行線性放大，所述開關(guān)變換控制電 路根據(jù)所述線性放大電路輸出的電流產(chǎn)生多相驅(qū)動(dòng)脈沖控制所述多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK 電路，以使所述線性放大電路供給射頻功率放大器的電流盡量小。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征在 于，所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路包括功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn、功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn、電感Ln，所述 功率半導(dǎo)體開關(guān)1的源極與所述功率半導(dǎo)體開關(guān)化的漏極連接，所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的 漏極與輸入直流電源線Vdd連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的門極與所述開關(guān)變換控制電路輸出 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)線連接，功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的源極接OV參考電平，功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的門極與 開關(guān)變換控制電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)線連接，電感Ln連接所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Mn的源極和功 率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的漏極，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征在 于，所述線性放大電路包括運(yùn)算放大電路A、功率放大管Tl、功率放大管T2、反饋電阻RAl及 反饋電阻RA2，所述運(yùn)算放大電路A輸出端接功率放大管Tl和功率放大管T2的門極，所述 功率放大管Tl與功率放大管T2互補(bǔ)串接，所述反饋電阻RAl和反饋電阻RA2串接，反饋電 阻RAl與反饋電阻RA2的連接點(diǎn)也同運(yùn)算放大電路A的負(fù)輸入極連接。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征在 于，所述開關(guān)變換控制電路向所述多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路輸出的多相驅(qū)動(dòng)脈沖中各 相驅(qū)動(dòng)脈沖使用錯(cuò)開相位或工作頻率的方法進(jìn)行輸出控制。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一權(quán)利要求所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò) 跟蹤電源，其特征在于，所述開關(guān)變換控制電路包括線性放大器An、滯環(huán)比較器Pn、電阻I n， 所述線性放大器An的輸出端接所述滯環(huán)比較器Pn的負(fù)輸入極，所述電阻I^n的兩端分別連 接所述線性放大器An的正輸入極和負(fù)輸入極，所述各個(gè)滯環(huán)比較器Pn的閥值不同，其中η 為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一權(quán)利要求所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包 絡(luò)跟蹤電源，其特征在于，所述開關(guān)變換控制電路包括線性放大器An、PID調(diào)節(jié)器PIDn、PWM 比較器PWMn、電阻Rn，所述線性放大器An的輸出端接所述PID調(diào)節(jié)器PIDn的負(fù)輸入極，所述 PID調(diào)節(jié)器PIDn的輸出端接所述PWM比較器PWMn的負(fù)輸入極，所述電阻的兩端分別連接 所述線性放大器An的正輸入極和負(fù)輸入極，其中η為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的相序數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征在 于，所述各相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路采用固定工作頻率、相位相差360度/N的三角波進(jìn)行 PWM控制脈沖的產(chǎn)生，其中N為交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的總相數(shù)。
8..根據(jù)權(quán)利要求2所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征 在于，所述多個(gè)電感Ln為分立式電感或共用磁芯的集成電感。
9.根據(jù)權(quán)利要求2所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征在 于，所述功率半導(dǎo)體開關(guān)Dn的為MOS管或快速恢復(fù)二極管中任一種。
10.根據(jù)權(quán)利要求2所述的多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，其特征 在于，所述開關(guān)變換控制電路和所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路采用隔離驅(qū)動(dòng)的方式。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種多相交錯(cuò)并聯(lián)射頻功率放大器功率包絡(luò)跟蹤電源，包括對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行檢波的包絡(luò)檢波電路、對(duì)包絡(luò)信號(hào)進(jìn)行放大的線性放大電路、控制所述線性放大電路供給射頻功率放大器電流的多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路、根據(jù)所述線性放大電路輸出的電流驅(qū)動(dòng)控制所述交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路的開關(guān)變換控制電路，所述包絡(luò)檢波電路對(duì)輸入的射頻信號(hào)進(jìn)行檢波后輸入到線性放大電路進(jìn)行線性放大，所述開關(guān)變換控制電路根據(jù)所述線性放大電路輸出的電流產(chǎn)生多相驅(qū)動(dòng)脈沖控制所述多相交錯(cuò)并聯(lián)同步BUCK電路，以使所述線性放大電路供給射頻功率放大器的電流盡量小。
文檔編號(hào)H03F3/189GK102075149SQ20101057252
公開日2011年5月25日 申請(qǐng)日期2010年12月3日 優(yōu)先權(quán)日2010年12月3日
發(fā)明者和軍平, 王健 申請(qǐng)人:哈爾濱工業(yè)大學(xué)深圳研究生院