專利名稱：高性能音頻放大電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種具有第一和第二信號通道的音頻放大電路，該第一和第二信號通 道基于公共的音頻輸入信號用不同的信號放大率分別產(chǎn)生第一和第二數(shù)字音頻信號。本發(fā) 明還涉及一種使用不同的信號放大率對公共的音頻輸入信號進行放大，以提供具有不同放 大的第一和第二數(shù)字音頻信號。音頻放大電路和放大方法特別地適合用于與配置為接收和 處理該第一和第二數(shù)字音頻信號的外部和內(nèi)部音頻信號控制器協(xié)作。
背景技術：
具有非常大的動態(tài)范圍的可接受音頻信號處理向音頻放大和處理電路、系統(tǒng)提出 了重大挑戰(zhàn)，尤其對于以便攜式設備和應用程序(諸如移動終端、收聽工具、耳機、錄音攝 像機等)為目標的音頻放大和處理電路。由于便攜式設備從電池電源供電，因此通常受到關于音頻放大電路的最大可接受 功率消耗的嚴重限制的影響。通常對可提供至音頻放大和處理電路系統(tǒng)的最大DC供電電 壓存在的類似限制，進一步使情況變得更壞。音頻放大和處理或調(diào)節(jié)電路系統(tǒng)通常包括前 置放大器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器、有源濾波器、電源電壓整流器等。最大DC電源電壓、和AC信號電壓 擺動將因此通常被限制為低于用于實現(xiàn)信號處理或調(diào)節(jié)電路系統(tǒng)的特定半導體處理的最 大額定電壓的電壓。此外，在半導體晶片、一般電路、尤其是COMS工藝上的有源器件的最小 特征尺寸持續(xù)縮小的趨勢，導致這些有源器件可承受或容忍的最大DC電源電壓的不斷下 降?？稍谶@些下降的DC電源電壓下操作而沒有音頻性能劣化的音頻放大系統(tǒng)和電路系統(tǒng) (諸如音頻信號控制器和音頻放大電路)因此是非常有利的。降低音頻放大系統(tǒng)的性能以 適應大的音頻輸入信號而不顧DC電源電壓的降低通常是不可接受的，例如，通過減小前置 放大器的動態(tài)范圍或放大率。DC電源電壓可能低于2V或甚至低于1.5V。因此音頻放大系 統(tǒng)應能夠在減小的或降低的DC電源電壓下，為低電平信號和高電平信號提供未受損的音 頻質(zhì)量。本音頻放大電路的重要應用是放大并數(shù)字化微型擴音器中的音頻信號，其中，擴 音器換能元件能夠產(chǎn)生具有非常大的動態(tài)范圍的音頻輸入信號。擴音器換能元件可以包括 微型EMC的電容性駐極體(capactive electret)或電容式換能器，其能夠處理非常高的聲 壓級并相應地產(chǎn)生大的換能信號而沒有明顯失真。這些非常高的聲壓級(例如，峰值聲壓 級高于110、120或130dB SPL)可以來源于不同類型的聲源，例如汽車門撞擊聲、風聲和增 音的實況音樂演奏。然而，現(xiàn)有技術擴音器放大系統(tǒng)還不能以完全滿意的方式(例如，沒有 增加微型擴音器的等價輸入噪音，或沒有在大聲壓級下使微型擴音器過載，或二者)處理 這些傳感器信號的整個動態(tài)范圍。因此，在現(xiàn)有技術中需要能夠處理由擴音器換能元件產(chǎn)生的換能信號的整個動態(tài) 范圍、或具有大動態(tài)范圍的其他音頻源信號的擴音器放大電路和系統(tǒng)，而在之前討論的在 由便攜式或電源供電的設備或應用系統(tǒng)所指明的DC電源電壓和功率消耗上的限制范圍內(nèi) 沒有過多的失真或噪聲。
現(xiàn)有技術通常，用于微型擴音器的現(xiàn)有技術擴音器放大電路已被設計成適應于高至最大限 度(大約IlOdB SPL或更低)的聲壓級，其中，前置放大器非線性或限幅已限制了擴音器輸 出電壓的進一步增加。鑒于高于這個最大限度的聲壓級出現(xiàn)相對少，已認為這是可以接受 的。為了保護擴音器放大電路不受由大的低頻聲壓產(chǎn)生的過大的傳感器信號的影響，已實 踐在擴音器放大電路中引入具有位于(例如)100Hz和200Hz之間的角(corner)或截止頻 率的高通濾波器，或者通過例如借助于膜片中的適當尺寸的孔來引入在擴音器傳感器元件 自身中的聲學高通濾波器。US6, 271，780描述了用于擴音器應用系統(tǒng)的增益分類(gainranging) A/D轉(zhuǎn)換器， 該擴音器應用系統(tǒng)具有設置為低增益路徑和高增益路徑的兩個獨立的增益路徑，每個路徑 包括連接至模數(shù)轉(zhuǎn)換器以提供各自的數(shù)字信號的前置放大器。第一和第二前置放大器的增 益相差24dB。該增益分類A/D轉(zhuǎn)換器還包括對由低增益和高增益路徑提供的各個數(shù)字信號 執(zhí)行混頻或混合操作的加法裝置。均衡裝置根據(jù)加法文件(summing profile)，來控制從低 增益路徑和高增益路徑施加到每個待求和的數(shù)字信號的增益量。通過將高增益路徑的數(shù)字 信號的電平與更高或更低的預設閾值作比較，來確定每個待求和的數(shù)字信號的增益量。WM8737L Product Sheet描述了用于便攜式應用系統(tǒng)的低功率立體聲音頻ADC。左 邊信號通道和右邊信號通道具有獨立的擴音器信號輸入，并且每個信號通道包括通過可編 程增益放大器(FGA)可操作地連接至模數(shù)轉(zhuǎn)換器的增益可編程擴音器前置放大器。通過向 PGA增益控制寄存器寫入合適的值，每個PGA的增益可以以0. 5dB為步長從_97dB至+30dB 做對數(shù)調(diào)整。立體聲音頻ADC包括每個通道的過零(zero-cross)檢測器，以在一種操作模 式下，在通道的輸入信號是在零處時僅改變可編程擴音器前置放大器和PGA的各自增益。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種包括用于接收音頻輸入信號的輸入端子的音 頻放大電路。第一前置放大器具有可操作地連接至輸入端子的輸入端，和可操作地連接至 第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用以提供具有第一信號放大率的第一數(shù)字音頻信號的輸出端。第二前置 放大器具有可操作地連接至輸入端子的輸入端，和可操作地連接至第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以提 供具有第二信號放大率的第二數(shù)字音頻信號的輸出端。第二信號放大率小于第一信號放大 率。根據(jù)本發(fā)明，第一和第二數(shù)字音頻信號或數(shù)字音頻流來源于音頻輸入信號形式的 公共音頻輸入信號，以從第一和第二信號通道或路徑的各自一個提供該第一和第二數(shù)字音 頻信號。第一信號放大率被定義為第一數(shù)字音頻信號與音頻輸入信號之間的增益，第二信 號放大率被定義第二數(shù)字音頻信號與音頻輸入信號之間的增益。由于第二信號放大率小于 第一信號放大率，優(yōu)選地是小得多，則由于更低的輸出電壓電平，第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器(A/D)的 輸出將能夠處理音頻輸入信號的更高電平而沒有失真。如果第一和第二前置放大器和A/D 轉(zhuǎn)換器是由實際上相同的DC電源電壓供電的類似或相同設計，則這自然尤其明確。這是常 見情況，因為適于低功率操作的前置放大器優(yōu)選地構造為具有干線到干線(rail-to-rail) 輸出電壓擺動能力或至少接近于其的輸出電壓擺動能力。為了在第一和第二平行信號路徑 或通道的過載界限之間產(chǎn)生有利的差分，在300Hz和3kHz之間的整個頻率范圍內(nèi)，第二信號放大率可以至少是10dB，優(yōu)選地是大于20dB，或大于40dB，小于第一信號放大率。這個限 制可以可選地被定義在20Hz與20kHz之間的音頻帶內(nèi)的單個或幾個相關參考頻率，例如在 1kHz，或作為由頻率300Hz、IkHz和3kHz確定的平均值。第一信號通道可通常被認為是正常(normal)靈敏度通道，非常適于放大或處理 低電平和正常電平的音頻輸入信號，而不引入在小或零音頻輸入信號電平的不可接受的噪 聲。第二信號通道，由于其較低的信號放大率，但優(yōu)選地實際上相同的輸出電壓擺動能力， 在第二信號通道到達其過載或其限幅界限之前，能夠處理具有例如比第一信號通道大IOdB 或20dB的電壓的正常的處理音頻輸入信號。第一和第二信號通道中的每個的過載或限幅 界限可方便地被定義為這樣的信號電平以施加給輸入端子的IkHz的正弦信號進行測量， 所述數(shù)字音頻信號達到整個諧波失真的3%。本音頻放大電路的一些實施例可包括一個或多個附加信號通道，例如提供具有在 第一信號放大率與第二信號放大率之間的信號放大率的第三數(shù)字音頻信號的第三信號通 道。在這種情形中，相關聯(lián)的信號控制器可用于基于第一、第二或第三數(shù)字音頻信號中的任 意一個的估計電平在這三個不同的信號通道之間進行切換。輸入端子用于接收來源于各種類型的聲源或發(fā)生器(諸如記錄的音樂或語音信 號)的模擬音頻輸入信號，該信號作為通過低阻抗信號源提供至輸入端子的線路電平信 號?？蛇x地，音頻輸入信號可以通過直接連接至輸入端子的電聲音頻換能器(諸如擴音器 換能元件)來提供。自然地，放大電路可以包括接收相同音頻輸入端子的兩個平行輸入端 子。擴音器換能元件可以包括電換能元件或微型ECM的電容性駐極體或電容式換能元件， 其構成與值在0. 5和2pF之間的電容對應的極大的發(fā)生器阻抗。在本發(fā)明的特別有利的實施例中，衰減器可操作地連接在音頻放大器電路的輸入 端子和第二音頻前置放大器的輸入端子之間。通過衰減器的適當設計，與輸入端子上的電 平相比，衰減器可以極大減小施加到第二前置放大器的輸入端子的音頻輸入信號的電平。 這導致對第二前置放大器的輸入晶體管或其他有源器件的有益屏蔽，防止峰值音頻信號電 壓上升到第二前置放大器的DC電源電壓干線之上或之下。此外，有利的是，如果衰減器包 括由諸如電阻性或電容性分壓器的無源組件形成的分壓器，由于無源組件比諸如COMS晶 體管的有源半導體裝置好得多地適于以線性方式處理非常高的音頻信號電壓的電平。在電容性擴音器應用中(例如微型ECM)，基于電容性分壓器的衰減器的應用是非 常有用的，因為由電容性分壓器向電容性擴音器的電容性或電阻性換能元件呈現(xiàn)的基本上 電容性負載，引起換能信號的基本上頻率無關衰減。此外，相比于基于電阻的衰減器，尤其是微型ECM的電容式傳感器元件的非常大 的發(fā)生器阻抗所需的高阻抗衰減器，電容性分壓器的電容有助于音頻輸入信號的熱噪聲。 另外，電容性分壓器的電容的適當電容值可以在具有最小晶片面積消耗并因此在低成本的 集成半導體襯底上形成。如上所述，衰減器保護第二前置放大器的輸入不經(jīng)受音頻輸入信號的非常大的電 平，從而允許第二前置放大器即使在可對應于IOOdB SPL或120dB SPL以上聲壓級的這些 大音頻信號電平，也基本上線性地操作。第二前置放大器的基本上線性的操作或在內(nèi)置自 動增益控制功能的情形中的至少準線性操作，在音頻輸入信號的期望動態(tài)范圍上確保第二 前置放大器對音頻輸入信號的大電平進行快速地和可預測地響應。這個特征的一個優(yōu)點是，有可能獲得音頻輸入信號的實際電平的準確指示，該音頻輸入信號在對第二數(shù)字音頻 信號進行操作的相關聯(lián)的電平估計器中使用。本音頻放大電路的一個非常有用的實施例特別適于在電容式擴音器應用系統(tǒng)中 使用，其中，電容性換能元件的發(fā)生器阻抗通常是非常高的，其通過連接至音頻放大電路會 引起不期望的換能信號衰減或信號損失，除非在其輸入端子處提供適當?shù)淖杩固匦?。如?所述，適用于移動終端應用系統(tǒng)的電容式或電容性換能元件或微型ECM的封殼，顯示出實 際上對應于純電容性發(fā)生器阻抗(等價于0. 5pF至2pF電容)的極高的發(fā)生器阻抗。因 此，以IkHz測量，音頻放大電路的這個實施例在輸入端子處具有大于100M Ω，優(yōu)選地是大 于IGQ，甚至更優(yōu)選地大于IOG Ω的輸入阻抗。在上述優(yōu)選范圍中的輸入阻抗可例如通過 適當選擇半導體工藝技術(諸如M0S、CM0S或BiCMOS技術)和/或適當?shù)碾娐吩O計技術來 實現(xiàn)。在輸入端子處顯示出非常大的輸入阻抗的一個有用實施例中，第一和第二前置放大 器的各輸入級基于CMOS晶體管。可選地，根據(jù)在輸入端子處的輸入阻抗的電容性分量，可以指定在電耦合至電容 性換能元件的應用系統(tǒng)中的音頻放大電路的輸入端子的輸入阻抗的要求。以IkHz測量，在 輸入端子處的輸入阻抗的電容性分量優(yōu)選地小于500fF，優(yōu)選地小于200fF，甚至更優(yōu)選地 小于100fF。如果音頻放大電路包括前述的電容性分壓器，則可通過適當選擇電容性分壓器 中的電容值，來遵照在輸入端子的輸入阻抗的電容性分量的上述的有利范圍。由于電容性 分壓器提供通過擴音器換能元件提供至輸入端子的音頻輸入信號的頻率無關衰減，所以電 容性分壓器對于連接至微型電容器換能元件特別有利。電容性分壓器的最小電容器的電容 值優(yōu)選地小于500fF，或甚至更優(yōu)選地是小于IOOfF,以通過提供大的輸入阻抗使音頻輸入 信號的負載最小化。在一個實施例中，電容性分壓器包括連接在輸入端子和信號接地結(jié)點(諸如電路 接地或DC電源或DC參考電壓)之間的第一和第二級聯(lián)電容器。第一和第二級聯(lián)的電容器 之間的中間點或支路可操作地連接至第二前置放大器的輸入端。第一和第二電容器值可 分別被選擇為大約IOOfF和900fF，以在音頻輸入信號到達第二前置放大器的輸入之前對 該音頻輸入信號提供約20dB的衰減。第一和第二電容器的級聯(lián)協(xié)作，以在輸入端子引入約 90fF的電容性負載。第一和第二信號放大率之差在某些實施例中可以專門通過衰減器的信號衰減來 產(chǎn)生。這樣做具有的有益效果是第一和第二前置放大器可以具有基本上相同的設計，并且 因此在整個音頻頻譜的預定頻率范圍(例如在100Hz與IOkHz之間)顯示基本上相同的小 信號傳遞函數(shù)。第一和第二前置放大器的基本上相同的小信號傳遞函數(shù)支持第一和第二數(shù) 字音頻信號的相位匹配。正如下面將要進行解釋的，存在與提供第一和第二數(shù)字音頻信號 (結(jié)合了他們之間的前后切換)的同步過零相關聯(lián)的某些優(yōu)點。在可選的實施例中，第一和第二信號放大率之差可以通過由衰減器提供的信號 衰減與第一和第二前置放大器之間的增益差的結(jié)合來產(chǎn)生。第二前置放大器在遍及諸如 300Hz與3kHz之間的音頻范圍的至少一部分中，可用作統(tǒng)一增益緩沖器，或用作具有相當 大的增益(例如大于IOdB或大于20dB)的放大器。在這兩種情況中，以IkHz測量，第二前 置放大器優(yōu)選地具有諸如大于IGQ或甚至大于IOGQ的高輸入阻抗，優(yōu)選地大于100M Ω， 以確保音頻輸入信號的最小負載或衰減器的支路的最小負載。
在又一實施例中，其中，第一和第二前置放大器的小信號傳遞函數(shù)不同，第二前置 放大器的小信號傳遞函數(shù)包括一個極點，該極點所在頻率(諸如20Hz或IOHz以下)低于 第一前置放大器的小信號傳遞函數(shù)的最低或最小極點頻率。第二前置放大器的極點可有利 地設置為比第一前置放大器的最低極點低得多的頻率，諸如低10倍。極點頻率上的差使得 設計具有傳遞函數(shù)的數(shù)字濾波器(其可以位于本音頻放大電路的外部)相對容易，傳遞函 數(shù)包括零點，該零點定位于在頻率上接近第二前置放大器的極點，以消除第二前置放大器 的小信號傳遞函數(shù)上的這個極點的效應。數(shù)字濾波器可附加地包括在頻率上與第一前置放 大器的小信號傳遞函數(shù)的最低極點匹配的極點，并且因此確保第一和第二信號通道之間極 好的相位匹配。在本發(fā)明的多個有用實施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括具有 同相輸入的差分放大器，該同相輸入可操作地連接至用于接收音頻輸入信號的音頻放大電 路的輸入端子。反饋網(wǎng)絡連接在第一前置放大器的輸出端和反相輸入端之間，或者連接在 第二前置放大器的輸出端和反相輸入端之間。這個前置放大器配置在連接至音頻輸入信 號的同相輸入端，通過從那里隔離反饋網(wǎng)絡而提供大的輸入阻抗。在進一步有利的實施例 中，反饋網(wǎng)絡建立從差分放大器的輸出端到第一或第二前置放大器的反相輸入端的低通傳 遞函數(shù)。這可以通過在反饋網(wǎng)絡中選擇電容器和電阻性組件的合適配置來實現(xiàn)。為了便于 在半導體基板上集成，反饋網(wǎng)絡的電阻性組件可以包括在其各自的三極管區(qū)域操作或偏置 的MOS晶體管。在本發(fā)明的其他實施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括可 操作地連接至音頻放大電路的輸入端子的各個單端輸入端，和可操作地連接至第一和第二 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的各自差分輸入端的各個差分輸出端。第一和第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器優(yōu)選地包括各自的Σ Δ轉(zhuǎn)換器，其分別在各自的過采樣 采樣頻率或速率(諸如在IMHz與IOMHz之間的采樣率)下產(chǎn)生第一和第二數(shù)字音頻信號。 可選地，例如以在16kHz與48kHz之間的范圍內(nèi)的采樣頻率進行操作的非過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換 器，可用于對由第一和第二前置放大器提供的各個模擬信號進行數(shù)字化，并發(fā)送相應的第 一和第二數(shù)字音頻信號。這樣的非過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器可包括連續(xù)的近似或快速(flash)轉(zhuǎn) 換器。如果第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括各自的過采樣Σ Δ轉(zhuǎn)換器，則本音頻放大電路 可包括第一抽選濾波器，其配置為從第一過采樣采樣率或頻率至最終或尼奎斯特采樣頻 率，對第一數(shù)字音頻信號進行接收和下采樣。第二抽選濾波器同樣配置為從第二過采樣采 樣率至最終或尼奎斯特采樣頻率，對第二數(shù)字音頻信號進行接收并下采樣。第一和第二過 采樣采樣頻率優(yōu)選地是相同的，并且第一和第二尼奎斯特采樣頻率也是相同的。在下采樣 至尼奎斯特采樣頻率之后，第一和第二數(shù)字音頻信號中的每個的采樣頻率優(yōu)選地被設置為 SkHz與96kHz之間的值，諸如在16kHz與48kHz之間。第一和第二數(shù)字音頻信號的下采樣 優(yōu)選地伴隨著低通濾波，以在相應的過采樣數(shù)字音頻信號中消除或衰減在最終或尼奎斯特 采樣頻率之上的高頻噪聲和失真產(chǎn)物。第一和第二數(shù)字音頻信號的振幅，在傳輸至本音頻放大電路的一個或多個外部可 接入輸入端子或焊點之前，優(yōu)選地縮放到具有實際上相同的電平。根據(jù)這個實施例，本音頻 放大電路包括數(shù)字信號縮放函數(shù)，該縮放函數(shù)適于以預置的或合適的增益系數(shù)縮放第一和 第二數(shù)字音頻信號，以補償?shù)谝缓偷诙盘柗糯舐手g的放大率差。
集成的半導體電路可有利地包括連接至輸入焊點或端子的過載保護或信號限制 部件。這個部件保護在集成半導體電路上的有源和無源組件(諸如輸入晶體管和類似電阻 器或電容器的衰減器組件)免受過壓狀態(tài)。由于過多的基板電流，過壓狀態(tài)可能導致有源 或無源組件的破壞或故障。根據(jù)一個優(yōu)選的實施例，集成半導體電路包括兩個或多個級聯(lián) 的非線性元件(諸如二極管或二極管耦合晶體管)，其可操作地連接輸入端子與DC電源干 線、DC參考電壓之中的至少一個之間。DC電源干線可以包括正的或負的DC電源電壓或接 地(GND)電壓。DC參考電壓可包括整流的DC電壓或帶隙導出DC電壓、集成半導體電路的 任何其他合理地明確定義的和穩(wěn)定的DC電壓。例如通過將兩個到五個級聯(lián)的二極管或二 極管耦合晶體管用作非線性元件，第一限制電平可被設置為約1. OV與2. 5V之間的數(shù)值。一 個實施例利用包括兩組或兩行以反向平行配置安裝的非線性元件，其中，每組包括兩個或 多個級聯(lián)非線性元件。在這個實施例中，這兩組反向平行非線性元件都設置了第一限制電 平和第二限制電平。通過合適的選擇級聯(lián)非線性元件的數(shù)目和類型，可將音頻輸入信號箝 位在兩個不同的限制電平，例如，在輸入端子處高于靜止的或DC偏置電壓的在1.0V與2. 5V 之間的第一限制電平，而在輸入端子處低于該靜止的或DC偏置電壓的在1. OV與2. 5V之間 的第二限制電平。第一前置放大器或甚至第二前置放大器的輸入，還可以配置有獨立的過載保護或 信號箝位，以防止所述前置放大器被過度驅(qū)動而進入過載狀態(tài)。這種類型的過載會造成在 音頻輸入信號的電平已回到比造成過載狀態(tài)的電平低的電平之后第一和/或第二前置放 大器的恢復和置位時間長。根據(jù)一個這樣的實施例，單個或幾個級聯(lián)非線性半導體元件 (諸如二極管或二極管耦合晶體管)被連接至第一前置放大器的輸入短，以將輸入信號箝 位在第一前置放大器限制電平。第一限制電平在數(shù)值上大于第一前置放大器限制電平(諸 如在0. 5V與2. OV之間)。通過在輸入端子和在各自的網(wǎng)絡中在第一前置放大器輸入端使 用不同數(shù)目的級聯(lián)非線性元件，可以實現(xiàn)在絕對值或數(shù)值限制電平的差。在集成半導體電路包括用于信號傳輸?shù)那笆龅耐獠靠山尤胼敵龆俗拥那闆r下，其 還可以包括數(shù)字音頻接口，該數(shù)字音頻接口可操作地連接在第一和第二數(shù)字音頻信號與外 部可接入輸出端子或多個端子之間。該數(shù)字音頻接口被配置為以最終或尼奎斯特采樣率將 第一和第二數(shù)字音頻信號轉(zhuǎn)換成遵循標準化數(shù)據(jù)通信/數(shù)字音頻協(xié)議(諸如I2S、S/PDIF、 AES/EBU, SLIMbus )的數(shù)字音頻流。在可選的實施例中，以其各自的過采樣格式的第一和 第二數(shù)字音頻信號可以以專有的格式被發(fā)送至獨立的外部可接入輸出端子。第一和第二數(shù)字音頻信號作為數(shù)字音頻采樣的時間復用數(shù)據(jù)或流優(yōu)選地在單個 公共數(shù)據(jù)線上傳輸?？蛇x地，兩條獨立的數(shù)據(jù)線可用于傳輸各自的第一和第二數(shù)字音頻信 號。在本發(fā)明的一個實施例中，音頻放大電路包括用于接收外部時鐘信號的時鐘輸入 端子，并且第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器的各自采樣頻率通過從外部時鐘信號獲得的音頻放大電 路的內(nèi)部時鐘信號進行設置。這個實施例在相關聯(lián)的音頻信號控制器位于便攜式終端內(nèi) 的情形中特別有用，該便攜式終端是具有數(shù)據(jù)接口端子的適當編程或配置的數(shù)字信號處理 器(DSP)的形式，該數(shù)據(jù)接口端子可操作地連接至用于接收第一和第二數(shù)字音頻信號的外 部可接入輸出端子。外部時鐘信號從便攜式終端的DSP提供至音頻放大電路的時鐘輸入端 子，并且經(jīng)由一個或多個外部可接入輸出端子的第一和第二數(shù)字音頻信號的傳輸與外部時鐘信號同步，允許便攜式終端的DSP用作傳輸處理的控制。該音頻放大電路可包括數(shù)字信號縮放函數(shù)，該縮放函數(shù)用于使用預置或合適的增 益系數(shù)對第一或第二數(shù)字音頻信號進行縮放，以補償?shù)谝缓偷诙盘柗糯舐手g的放大率 差?？s放函數(shù)用于在第一和第二數(shù)字音頻信號傳輸?shù)较嚓P聯(lián)的音頻信號控制器之前均衡其 電平。當然，縮放函數(shù)可以在相關聯(lián)的音頻信號控制器上實施。優(yōu)選地，只縮放第一數(shù)字音 頻信號和第二數(shù)字音頻信號中的一個，以最小化與其相關聯(lián)的計算負擔，但可選地，通過各 自的預置或合適的增益系數(shù)可對第一和第二數(shù)字音頻信號進行縮放。第一或第二前置放大器可具有現(xiàn)有技術中公知的多個電路拓撲中的任意一個。第 一和第二前置放大器可以具有基本上相同的電路拓撲，以便于在整個音頻頻率范圍或該范 圍的至少一部分上與其小信號傳遞函數(shù)匹配。在一個實施例中，第一前置放大器或第二前 置放大器包括具有同相輸入端和反饋網(wǎng)絡的差分放大器，該同相輸入端可操作地連接至用 于接收音頻輸入信號的音頻放大電路的輸入端子，該反饋網(wǎng)絡連接在差分放大器的輸出端 和反相輸入端之間。在一個其它的實施例中，第一或第二前置放大器具有單端輸入端和差 分輸出端，在又一個實施例中，第一或第二前置放大器具有差分輸入端和差分輸出端。在其他的實施例中，反饋網(wǎng)絡被配置為提供從差分放大器的輸出端到差分放大器 的反相輸入端的低通傳遞函數(shù)。因此，提供了用于在音頻輸入信號中衰減低頻噪聲和用于 在第一或第二放大器的輸入抑制DC偏置效應的高通小信號傳遞函數(shù)。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選的實施例或方面，半導體晶片或基板包括根據(jù)音頻放大電路的 任意以上公開的實施例的音頻放大電路。集成的半導體晶片優(yōu)選地以亞微米CMOS半導體 工藝制造。本發(fā)明的另一方面涉及一種微型電容性擴音器，其包括響應于碰撞聲以在換能信 號端子處產(chǎn)生相應的換能信號的電容性換能元件。根據(jù)這方面，根據(jù)該電路的任意上述實 施例的集成半導體電路的輸入焊點或端子可操作地連接至傳感器信號端子，用于接收傳感 器信號。具有用于移動終端應用的形狀和大小的ECM或微型機電(MEMS)電容器可形成該 微型電容擴音器。本發(fā)明的又一方面涉及放大音頻信號的方法，該方法包括在放大電路的輸入端子處接收模擬音頻輸入信號，向第一前置放大器的輸入端施加該模擬音頻輸入信號，通過具有第一信號放大率的該第一前置放大器產(chǎn)生第一放大的輸出信號，將第一放大的輸出信號轉(zhuǎn)換成第一數(shù)字音頻信號，向第二前置放大器的輸入端施加該模擬音頻輸入信號，通過具有第二信號放大率的第二前置放大器產(chǎn)生第二放大率音頻信號。該第二信 號放大率小于該第一信號放大率，優(yōu)選地，在300Hz與3kHz之間的整個頻率范圍內(nèi)，小至少 IOdB的值或量。該放大音頻信號的方法可以進一步包括以下步驟以預定的量或系數(shù)對模擬音頻輸入信號進行衰減，將經(jīng)衰減的模擬音頻輸入信號施加至第二前置放大器的輸入端。本放大音頻信號的方法可進一步包括以下步驟通過級聯(lián)兩個以上諸如二極管或二極管耦合晶體管的非線性元件，將模擬音頻輸
11入信號鉗位在第一限制電平，該非線性元件可操作地連接在DC電源干線、DC參考電壓中的 至少一個與輸入端子之間。本放大電路和放大音頻信號的方法非常適于與音頻信號控制器協(xié)作以及可選地 物理地集成，從而形成完整的音頻放大系統(tǒng)。如以下詳細討論的，音頻信號控制器被配置為 根據(jù)切換模式或算法來接收和處理第一和第二數(shù)字音頻信號。音頻信號控制器優(yōu)選地用于執(zhí)行以下步驟接收第一和第二數(shù)字音頻信號，估計第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的信號特征，將估計的信號特征與預定的特征標準進行比較，基于估計的信號特征和預定的特征標準之間的比較，在第一數(shù)字音頻信號或第二 數(shù)字音頻信號過零處，從向控制器輸出端傳送第一數(shù)字音頻信號切換至向控制器輸出端傳 送第二數(shù)字音頻信號，或反之亦然。本音頻信號控制器很適于與由具有雙通道結(jié)構(或更多個信號通道)的音頻放大 電路的各個信號通道產(chǎn)生的第一和第二數(shù)字音頻輸入信號協(xié)作并對其進行接收，以形成個 完全互聯(lián)的音頻放大系統(tǒng)，如下面參照附圖1所描述的。在這個音頻放大系統(tǒng)中，本音頻信 號控制器可用作后端處理器，而上述的音頻放大電路可用作適于從公共邏輯音頻輸入信號 得到第一和第二數(shù)字音頻信號的前端處理器。在某些類型的應用系統(tǒng)中，音頻放大電路可 以通過各自的第一和第二信號通道或路徑，有利地產(chǎn)生分別具有第一和第二信號放大率的 第一和第二數(shù)字音頻信號。第二信號放大率可以顯著地小于第一信號放大率，諸如在300Hz 和3kHz之間的整個頻率范圍內(nèi)，第二信號放大率比第一信號放大率小至少10dB，更優(yōu)選地 多于20dB或40dB。然而，本領域的技術人員將理解，本音頻信號控制器完全能夠結(jié)合其他類型的前 端放大/轉(zhuǎn)換電路而不是上述的雙通道音頻放大電路進行操作。如前所述，本音頻信號控 制器可連接至匹配或內(nèi)部可操作的前端放大/轉(zhuǎn)換電路的輸出端，該前端放大/轉(zhuǎn)換電路 提供表示公共模擬音頻輸入信號的第一和第二數(shù)字音頻信號。在一個有用的應用中，前端 放大/轉(zhuǎn)換電路可包括雙通道音頻放大和數(shù)字化電路，以提供具有不同過載界限(例如由 信號放大率上的差引起的)的第一和第二數(shù)字音頻信號。在第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的過零處，音頻信號控制器用于從向控 制器輸出端傳送或傳輸?shù)谝粩?shù)字音頻信號切換為向控制器輸出端傳送或傳輸?shù)诙?shù)字音 頻信號，或反之亦然。在優(yōu)選的實施例中，第一和第二數(shù)字音頻信號之間的切換在第一和第 二數(shù)字音頻信號的基本同步過零處是唯一有效的。通過使在第一和/或第二數(shù)字音頻信號 的過零處的信號切換有效，去除或至少顯著地抑制聽得到的噪聲，諸如“喀噠聲”、“砰然聲” 或與之結(jié)合的其他不能采用的噪聲。通過在信號切換點處抑制波形不連續(xù)，在第一和/或 第二數(shù)字音頻信號(多個信號)的過零處的切換，使控制器輸出的輸出數(shù)字音頻信號的波 形中的誤差能量最小化。估計的信號特征和預定的特征標準之間的比較的結(jié)果，用于確定在哪個過零處將 進行從向控制器輸出端傳送第一數(shù)字音頻信號切換為向控制器輸出傳輸?shù)诙?shù)字音頻信 號，或反之亦然。音頻信號控制器可用于檢測第一或第二數(shù)字音頻信號的不同類型的預定 信號特征，諸如第一數(shù)字音頻或第二數(shù)字音頻信號的電平、第一或第二數(shù)字音頻信號的非線性失真、第一或第二數(shù)字音頻信號的DC電平、第一或第二數(shù)字音頻信號的噪聲電平、或 第一或第二數(shù)字音頻信號的頻譜特征或這些信號特征的任意組合。在本發(fā)明的一個實施例 中，預定的信號特征是第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的電平或第一和第二數(shù)字音 頻信號的電平的組合。一個有用的信號特征是第一或第二數(shù)字音頻信號的電平，或者二者的組合，其是 可以通過相對直接的方式以良好的精度和可靠性進行計算或檢測的?？稍跁r域或頻域或二 者的組合中以各種方式對該電平進行估計。第一或第二數(shù)字音頻信號的電平可以被估計為 所述數(shù)字音頻信號的運行平均振幅或功率。連續(xù)的平均振幅或功率可包括簡單的半波或全 波整流平均振幅，RMS平均振幅或功率，短期均振幅或功率，短期RMS振幅或功率?？稍陂L度在0. 1毫秒與200毫秒之間的時間窗口上確定運行平均振幅或功率，其 中，對所述數(shù)字音頻信號的對應采樣數(shù)目進行求和。自然地，在所選時間窗口內(nèi)的采樣可以 與合適的權重函數(shù)(諸如三角函數(shù)或指數(shù)函數(shù))相乘。通過與一個或多個預定閾值電平進行比較(即，預定的特征標準)檢測電平可用 于指示第一或第二數(shù)字音頻信號距其過載界限的距離。當以上述方式分別從具有第一和第二信號放大率的公共音頻輸入信號中獲得第 一和第二數(shù)字音頻信號時，該電平估計在本發(fā)明的一些實施例中可以從第一數(shù)字音頻信號 中獲得。在第一前置放大器和第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器都具有可預測的過載特性的情況下，這是非 常有意義的。在這個實施例中，預定門限電平可被設置為略低于第一前置放大器的過載界 限和第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器的過載界限中的較低的一個(諸如在所述過載界限之下IdB與6dB之 間)。然而，在音頻信號控制器的大量有用實施例中，估計電平是從第二數(shù)字音頻信號 獲得的。使用第二數(shù)字音頻信號用于電平估計確保在音頻輸入信號的整個目標動態(tài)范圍示 出了音頻輸入信號的實際電平。第二通道通常被設計為在相關聯(lián)的音頻放大電路的整個目 標或預期的動態(tài)范圍內(nèi)基本線性地響應音頻輸入信號。這意味著由音頻信號控制器計算的 電平估計通過第二前置放大器和/或第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器的潛在地不可預測的非線性過載和 恢復(settling)特性而保持無誤。在本音頻信號控制器的擴音器信號應用系統(tǒng)中，預定特 征標準(例如包括特定門限電平)將通常被設置為與以參考頻率在擴音器換能元件上的目 標或期望的聲壓級相對應的值。對于本音頻信號控制器的多個有用的移動終端應用系統(tǒng)， 該目標聲壓級可以設置為IOOdB SPL與130dB SPL之間的值。以這種方式，第一數(shù)字音頻 信號將表示小的和正常的(在1米處測得的人講話產(chǎn)生的聲壓級平均約為65 70dB SPL) 聲壓級(例如在從0 IOOdB SPL的范圍內(nèi))，而在IOOdB SPL以上的非常大的聲壓級將通 過第二數(shù)字音頻信號來表示，一旦估計的電平超過預定門限電平，則將第二數(shù)字音頻信號 而不是第一數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出。當估計的電平隨后回落到預定閾值電平之下 的電平(例如，IOOdB SPL)時，音頻信號控制器從向控制器輸出傳送第二數(shù)字音頻信號切 換為向控制器輸出傳送第一數(shù)字音頻信號。這種在第一和第二數(shù)字音頻信號之間的切換或 之間的交換優(yōu)選地通過如下所述的特定預置或合適的時間常數(shù)而生效。在有利的實施例中，音頻信號控制器用于執(zhí)行以下步驟使用用于增加第一或第二數(shù)字音頻信號的音頻信號采樣的絕對值的第一時間常 量，來估計第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的電平，
使用用于減少第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的音頻信號采樣的絕對值 的第二時間常量，來估計第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的電平；第二時間常量大于第一時間常量。不同的時間常量可用于設置用于在第一或第二數(shù)字音頻信號傳送至控制器輸出 之間的切換的不同上升(attack)和釋放時間?？蓪⑾鄬Χ痰纳仙龝r間(諸如20yS和 200 μ S)設置為用于增加第一數(shù)據(jù)音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的音頻信號采樣的絕對 值。第一時間常量可以在一個極端情況中被設置為對應于第一或第二數(shù)字音頻信號的單個 采樣時間間隔的值，從而提供峰值跟蹤電平估計。相對短的上升時間確保一旦估計的電平 超過了預定的門限電平則音頻信號控制器快速反應，并且一檢測到過零就切換狀態(tài)，從而 將第二數(shù)字音頻信號而不是第一數(shù)字音頻信號傳送至控制器輸出。對信號電平超過預定門 限電平的快速反應確保了在控制器輸出端提供的輸出數(shù)字音頻信號中有效抑制了第一數(shù) 字音頻信號的限幅或過載失真。在被檢測的數(shù)字音頻信號(即第一或第二數(shù)字音頻信號) 的電平正好在預定門限電平上下快速振動的條件下，一個相對長的釋放時間(諸如在ImS 和200mS之間，或在ImS和40mS之間)有助于抑制在向控制器輸出傳送第一或第二數(shù)字音 頻信號之間的快速的來回切換。此外，當?shù)谝缓偷诙?shù)字音頻信號以上述方式分別來源于 (或表示)具有第一和第二信號放大的公共音頻輸入信號時，第二時間常量或釋放時間的 相對較大的值可以在多種情況中提供重要的益處，因為長釋放時間允許第一信號通道的信 號處理和調(diào)節(jié)電路(具體是第一前置放大器)，以在第一數(shù)字音頻信號傳輸?shù)娇刂破鬏敵?之前恢復它們的/它的標稱操作點。在具有音頻輸入信號的非常高的電平的前述的時間段 中，相關聯(lián)的音頻放大電路的第一信號通道的信號放大和處理電路可能已被強制進入高度 非線性操作狀態(tài)。因此，在該電路恢復到其標稱操作點且能夠進行低失真信號放大和處理 之前，可能要花費相當長的時間。一種提供第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的第一和第二電平估計的實踐 方式包括使音頻信號控制器用于執(zhí)行以下步驟a)將峰值跟蹤變量MaxPeak初始化為初始值，該峰值跟蹤變量表示在第一數(shù)字音 頻信號或第二數(shù)字音頻信號的一對連續(xù)的過零之間的第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻 信號的最大絕對值，b)將第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的當前音頻信號采樣的絕對值 ABSx (η)與當前電平估計Yp (η-1)進行比較，c)如果當前音頻信號采樣的絕對值大于當前電平估計Yp (η-1)，則使用第一時間 常量計算更新的電平估計Yp (η)，d)如果當前音頻信號采樣的絕對值小于當前電平估計Yp (η-1)，則使用第二時間 常量計算更新的電平估計Yp (η)，d)將峰值跟蹤變量MaxPeak的值與更新的電平估計Yp (η)進行比較，e)如果更新的電平估計Yp (η)大于峰值跟蹤變量MaxPeak，則將MaxPeak的值更 新為Yp (η)，f)如果更新的電平估計Yp (η)小于峰值跟蹤變量MaxPeak，則保留MaxPeak的當 前值，g)檢測第一數(shù)字音頻信號或所述第二數(shù)字音頻信號的過零，
h)當檢測到過零時，將MaxPeak的值與第一預定門限電平進行比較，i)如果MaxPeak的值大于第一預定門限電平則切換為將第二數(shù)字音頻信號傳輸 至控制器輸出或繼續(xù)將第二數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出，j)如果MaxPeak的值小于第一預定門限電平則切換為將第一數(shù)字音頻信號傳輸 至控制器輸出或繼續(xù)將第一數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出。在這個優(yōu)選實施例中，監(jiān)控第一或第二數(shù)字音頻信號的過零。通過在音頻信號控 制器的專用的存儲器位置或寄存器設置標記或類似的指示，可以方便地指示過零。如果沒 有檢測到過零，則音頻信號控制器優(yōu)選地通過繼續(xù)向控制器輸出傳輸當前數(shù)字音頻信號， 并繼續(xù)監(jiān)控第一或第二數(shù)字音頻信號的過零，來保持其當前輸出狀態(tài)。另一方面，一旦檢測 到過零，音頻信號控制器就根據(jù)MaxPeak的值和第一預定門限電平之間的比較結(jié)果執(zhí)行步 驟i)和j)繼續(xù)進行。如果當前輸出狀態(tài)將第一數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出端，則在 執(zhí)行步驟i)期間音頻信號控制器的輸出狀態(tài)的改變或切換可以生效。同樣地，如果當前輸 出狀態(tài)將第二數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出端，則在執(zhí)行步驟j)期間音頻信號控制器 的輸出狀態(tài)的改變可以生效。在進一步改進的實施例中，利用兩個不同的預定門限電平來在音頻信號控制器的 輸出狀態(tài)之間的切換中提供額外的滯后。這兩個不同的預定門限電平可以以3dB至IOdB 的電平量相間隔。音頻信號控制器用于執(zhí)行步驟i)之后的步驟il)將所述MaxPeak的值與第二預定的門限電平進行比較，第二預定門限電平比 第一預定的門限電平小預定量， 2)如果MaxPeak的值在第二預定門限電平和第一預定門限電平之間則繼續(xù)將 第一或第二數(shù)字音頻信號中的當前一個傳輸至控制器輸出端， 3)如果MaxPeak的值小于第二預定閾值電平則將第一數(shù)字音頻信號傳輸至控 制器輸出。在另一實施例中，信號特征包括第一數(shù)字音頻信號的DC電平。例如，DC電平可以 用于(例如)指示上述的音頻放大電路的第一信號通道是否在其過載界限之下的基本上線 性的狀態(tài)中工作。如果第一數(shù)字音頻信號的估計的DC電平指示第一信號通道在基本上線 性的區(qū)域或狀態(tài)中工作，則音頻信號控制器可適用于切換輸出狀態(tài)，以將第一數(shù)字音頻信 號而不是第二數(shù)字音頻信號傳送至控制器輸出端。在音頻信號控制器已將第一數(shù)字音頻信 號傳輸至控制器輸出端的情況下，音頻信號控制器保持這個輸出狀態(tài)。另一個有用信號特 征可以是第一數(shù)字音頻信號的頻譜形狀，其中，第一信號通道的顯著過載可以由音頻信號 控制器通過識別由前置放大器限幅和/或A/D轉(zhuǎn)換器過載引起的第一數(shù)字音頻信號的歪斜 的頻譜來檢測。在另一個有利的實施例中，通過檢測第一和第二數(shù)字音頻信號的基本同步過零， 可進一步增強與音頻信號處理器的輸出狀態(tài)的切換有關的音頻噪聲的抑制，并且輸出狀態(tài) 的切換只在檢測到同步過零時而不是在檢測到第一和第二數(shù)字音頻信號的僅僅一個過零 時，切換輸出狀態(tài)。因此，信號控制器用于執(zhí)行以下步驟監(jiān)控第一和第二數(shù)字音頻信號，并檢測第一和第二數(shù)字音頻信號各自的過零，檢測第一和第二數(shù)字音頻信號的基本同步過零，在第一數(shù)字音頻信號和第二數(shù)字音頻信號的基本同步過零處，從將第一數(shù)字音頻信號傳送到控制器輸出端切換到將第二數(shù)字音頻信號傳送到控制器輸出端，或反之亦然。在本上下文中，術語“基本同步過零”指明發(fā)生在10個或更少的采樣時間間隔(諸 如少于3個采樣時間間隔)內(nèi)的第一數(shù)字音頻信號的過零和第二數(shù)字音頻信號的過零。通 過第一和第二數(shù)字音頻信號各自的尼奎斯特采樣頻率(優(yōu)選地在8kHz與48kHz之間，諸如 在16kHz與48kHz之間)確定采樣時間間隔。這個實施例具有的優(yōu)點是，動態(tài)控制音頻信 號控制器的輸出狀態(tài)的切換，并且可以考慮到相關聯(lián)信號放大電路的第一和第二信號通道 的一個或兩個的傳遞函數(shù)的非線性行為。本發(fā)明人已用實驗方法驗證了在相關聯(lián)的音頻放 大電路的輸入端子處的輸入阻抗可在音頻輸入信號的非常高或大的電平下非線性工作，并 調(diào)制第一和第二信號通道的一個或兩個的傳遞函數(shù)。傳遞函數(shù)或多個傳遞函數(shù)的調(diào)制有助 于削弱第一和第二數(shù)字音頻信號之間的另外的(對于小信號操作)很好匹配的相位關系。 根據(jù)本發(fā)明的實施例，音頻信號控制器用于響應第一和第二數(shù)字音頻信號的基本同步過零 而單獨地改變輸出狀態(tài)。以這種方式，忽略了在第一和第二數(shù)字音頻信號中僅一個過零， 并且音頻信號控制器根據(jù)具體情況，通過繼續(xù)向控制器輸出端傳送第一或第二數(shù)字音頻信 號，來保持其當前狀態(tài)。在音頻信號控制器的實施例中，第一和第二數(shù)字音頻信號以上述與音頻放大電路 的功能性有關的方式分別從具有第一和第二信號放大率的公共音頻輸入信號中獲得，本音 頻信號控制器在音頻輸入信號的低電平和正常電平下，以第一數(shù)字音頻信號的形式完成將 基本上無噪聲的數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出端。此外，本音頻信號控制器在音頻輸入 信號的高電平和正常電平下，通過適當設置預定特征標準，將第二數(shù)字音頻信號傳輸至控 制器輸出端，以將未失真的數(shù)字音頻信號提供至控制器輸出端。當?shù)谝缓偷诙?shù)字音頻信號以上述方式分別從具有第一和第二信號放大率的公 共音頻輸入信號中獲得時，控制器輸出端相應地低靈敏或放大狀態(tài)(第二數(shù)字音頻信號 被傳輸至控制器輸出)和正常靈敏狀態(tài)(相反，第一數(shù)字音頻信號被傳輸)形式的在兩個 不同的輸出狀態(tài)之間來回切換。盡管在在控制器輸出端傳輸?shù)诙?shù)字音頻信號的時間間 隔內(nèi)，由于第二通道的低信號放大率，可提高涉及輸入的基噪聲(input referred noise floor)，通過音頻輸入信號的同步高電平此效果可有效地掩蔽人的聽覺系統(tǒng)。如下所述，如 果選擇了用于在控制器輸出端切換輸出狀態(tài)的上升和釋放時間的形式的適當?shù)臅r間常量， 可改善提高的涉及輸入的基噪聲的聽覺掩蔽的有效性。優(yōu)選地，從向控制器輸出傳送第一數(shù)字音頻信號切換至向控制器輸出傳送第二數(shù) 字音頻信號(或反之亦然)是有效的，無需再通過音頻信號控制器選擇第一和第二數(shù)字音 頻信號中的一個之前對其進行任何求和、混合或混頻。由于可以通過向簡單的2-1復用器 (如果提供三個、四個或多個分離通道，則為3-1、4-1等復用器)提供適當?shù)目刂菩盘柨梢?使信號選擇生效，所以第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的選擇性傳輸使音頻信號控 制器的計算和硬件資源消耗最小化。同樣地，根據(jù)程序指令或功耗也可非常有效地實現(xiàn)在 可編程微處理器上的相應復用操作。以這種方式，在控制器輸出處傳輸?shù)妮敵鰯?shù)字音頻信 號基本上形成連接的數(shù)字音頻采樣流，該數(shù)字音頻采樣流包括根據(jù)估計的信號特征和預定 的特征標準的比較結(jié)果所設置或選擇的第一和第二數(shù)字音頻信號的間斷設置或鄰接的片 段。音頻信號控制器可用于以各種不同的方式檢測第一和/或第二數(shù)字音頻信號的過零。根據(jù)優(yōu)選的實施例，信號控制器用于檢測第一和/或第二數(shù)字音頻信號的標記變化。 根據(jù)的特定二進制數(shù)字系統(tǒng)(這些數(shù)字音頻信號在其中表示)的特征，通過監(jiān)控第一和/ 或第二數(shù)字音頻信號的采樣的標記位或其他特征的值可檢測標記變化。二進制數(shù)字系統(tǒng)可 以是有符號數(shù)值、冗余的二進制有符號數(shù)、2的補碼等中的一個。優(yōu)選地，音頻信號控制器用于在第一或第二數(shù)字音頻信號的過零內(nèi)在少于lmS、更 優(yōu)選地少于625 μ S、甚至更優(yōu)選地少于208 μ S (諸如少于62. 5 μ S)中切換輸出狀態(tài)。這 些時間間隔可對應于當?shù)谝缓偷诙?shù)字音頻信號設置在它們各自的最終或尼奎斯特采樣 頻率時，第一和第二數(shù)字音頻信號中的每個的一個或一些采樣時間間隔(諸如在10個采樣 時間間隔內(nèi))。第一和第二數(shù)字音頻信號的各自的尼奎斯特采樣頻率可方便地在16kHz與 48kHz之間，從而在第一數(shù)字音頻信號的采樣或第二數(shù)字音頻信號的采樣之間的采樣時間 間隔在20. 8μ S與62. 5μ S之間，以遵照標準的或數(shù)字音頻系統(tǒng)的至少常用的采樣頻率。在 檢測到的過零之前或之后的快速切換確保在切換瞬間第一和/或第二數(shù)字音頻信號仍具 有合理地接近于零的瞬間振幅，以確保最小的“喀噠聲”聲。從零偏離的實際信號將取決于 第一或第二數(shù)字音頻信號在過零處的轉(zhuǎn)換速率(slew rate)。如上所述，音頻信號控制器的輸出狀態(tài)的切換或交換優(yōu)選地在估計電平超過預定 的門限電平之后，在第一或第二數(shù)字音頻信號的第一過零處執(zhí)行。然而，在某些實施例中，輸出狀態(tài)的切換可備選地在估計電平超過預定的門限電 平的時間點之前不久的過零處有效。如果第一和第二數(shù)字音頻信號的各自片段立即儲存在 延遲緩沖器中，則這是可能的。每個片段均可包括第一或第二數(shù)字音頻信號的預定數(shù)量的 采樣，例如，對應于在所述數(shù)字音頻信號的1和100毫秒之間的持續(xù)時間的采樣數(shù)。在本發(fā) 明的這個實施例中，音頻信號控制器可用于響應于檢測到估計電平超過預定的門限電平， 而搜索在延遲緩沖器中保留的預定的采樣數(shù)，以找到第一和第二數(shù)字音頻信號中的一個或 兩個的過零。在可選的實施例中，第一和/或第二數(shù)字音頻信號的過零由音頻信號控制器 連續(xù)地標記或標志，同時第一和第二數(shù)字音頻信號的各個片段在由音頻信號控制器選擇之 前暫時地儲存在延遲緩沖器中。當估計電平超過預定的門限電平并且音頻信號控制器確 定輸出狀態(tài)要被切換時，音頻信號控制器用于計算存儲位置或延遲緩沖器的地址，第一和/ 或第二數(shù)字音頻信號(多個信號)的先前過零基于標記的設置而出現(xiàn)在其中。一旦已計算 出延遲緩沖器中的合適的過零存儲地址，則音頻信號控制器在確定的過零存儲地址使延遲 緩沖器中的第一和第二數(shù)字音頻信號的交換生效。對于某些實時約束的語音應用系統(tǒng)(諸如移動電話應用系統(tǒng))，用于中間存儲第 一和第二數(shù)字音頻信號的這種延遲緩沖器的使用是不能接受的，這是因為其到音頻信號控 制器的傳播延遲的增加。然而，在其他實時約束較少的音頻應用(諸如攝像機的錄音機) 中，延遲緩沖器的使用是可以完全接受的。本音頻信號控制器的優(yōu)選實施例用于在估計第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻 信號的信號特征之前，執(zhí)行以下步驟使用第一數(shù)字DC阻斷濾波器對第一數(shù)字音頻信號進行濾波；使用第二數(shù)字DC閉塞濾波器對第二數(shù)字音頻信號進行濾波。第一和第一數(shù)字DC阻斷濾波器可包括具有基本上相同的高通截止頻率的各自的 數(shù)字高通濾波器，其中，高通截止頻率低于30Hz優(yōu)選地低于15Hz，以使信號特征估計能夠準確地檢測或反映施加在相關聯(lián)的音頻信號放大電路的模擬信號處理和放大電路上的大 的低頻或次聲信號的峰值振幅。具有基本上相同的高通截止頻率的數(shù)字高通濾波器可通過 良好匹配的傳遞函數(shù)匹而容易地高度準確地實現(xiàn)。這個特征有助于保持第一和第二數(shù)字音 頻信號之間的良好的相位匹配。第一和第二數(shù)字DC阻斷濾波器可附加地用于消除第一和第二數(shù)字音頻信號之間 的DC電壓差。這樣的DC電壓差可以通過涉及第一和第二數(shù)字音頻信號的產(chǎn)生的模擬信號 處理和放大電路的不匹配的DC偏置設置來引入。模擬信號處理和放大電路(例如)可以 包括第一和第二前置放大器和/或前述的音頻放大電路的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中， 后面的電路負責產(chǎn)生第一和第二數(shù)字音頻信號。實際上，盡管可將精心設計和集成電路布 線技術用于改善匹配，但這些模擬信號處理和放大電路之間的DC電平匹配將永不會完全 精確。在音頻信號控制器的一個實施例中，在具有傳遞函數(shù)的數(shù)字補償濾波器中對第二 數(shù)字音頻信號進行數(shù)字濾波，該傳遞函數(shù)包括零點，該零點位于在頻率上接近相關聯(lián)的音 頻放大電路的第二前置放大器的極點，以消除該極點對第二前置放大器的小信號傳遞函數(shù) 的頻率響應的影響。該數(shù)字補償濾波器可附加地包括在頻率上與相關聯(lián)的音頻放大電路的 第一前置放大器的小信號傳遞函數(shù)的最低極點匹配的極點。由于數(shù)字補償?shù)臉O點可設置為 高精度，所以在第一和第二數(shù)字音頻信號之間的良好相位匹配是可能的。通過將音頻信號控制器用于以多種格式(包括比特流格式)支持接收和處理第一 和第二數(shù)字音頻信號，可提高本音頻信號控制器的靈活性和互操作性。音頻信號控制器的 優(yōu)選的實施例用于執(zhí)行以下步驟在第一抽選濾波器中，以過采樣頻率接收第一數(shù)字音頻信號，并下采樣該第一數(shù) 字音頻信號至最終或尼奎斯特采樣頻率，在第二抽選濾波器中，以過采樣頻率接收第二數(shù)字音頻信號，并下采樣該第二數(shù) 字音頻信號至最終或尼奎斯特采樣頻率。因此，音頻信號控制器可以接收第一和第二數(shù)字音頻信號作為由Σ -Δ型模數(shù) 轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的響應的過采樣的比特流，以及對這些中的每一個進行抽選，并轉(zhuǎn)換為標準的 N-比特格式(N通常是8與24之間的正整數(shù))諸如2的補碼等。如果以過采樣的格式接收到第一或第二數(shù)字音頻信號，則音頻信號控制器優(yōu)選地 用于在尼奎斯特采樣頻率下估計第一或第二數(shù)字音頻信號的信號特征。下采樣過程通常包 括對所述數(shù)字音頻信號進行低通過濾，以抑制由Σ Δ型模數(shù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的音頻帶寬之上 的高頻噪聲。一旦高頻噪聲被抑制或消除，就可改善信號特征估計的可靠性。同樣地，音頻信號控制器可以有利地用于執(zhí)行以下步驟以第一或第二數(shù)字音頻 信號的尼奎斯特采樣頻率，檢測第一或第二數(shù)字音頻信號的過零，通過依靠低噪聲數(shù)字音 頻信號改善過零檢測中的可靠性。最后，音頻信號控制器的輸出狀態(tài)的切換有利地以尼奎斯特采樣頻率應用于第一
或第二數(shù)字音頻信號。第一或第二數(shù)字音頻信號的振幅可優(yōu)選地在它們被選擇性地傳輸至音頻信號控 制器的控制器輸出之前被縮放為具有基本上相同的電平。音頻信號控制器優(yōu)選地用于通過 使用預置或合適的增益系數(shù)縮放第一或第二數(shù)字音頻信號，以補償相關音頻放大電路的第
18一信號放大率和第二信號放大率之間的放大率的差的步驟來用于確保這個功能。該步驟 或信號處理確保在控制器輸出端傳輸?shù)倪B接輸出的數(shù)字音頻信號基本上獨立于輸出狀態(tài)， 即，獨立于是第一數(shù)字音頻信號還是第二數(shù)字音頻信號在控制器輸出端傳輸。優(yōu)選地，通過 使用與第一和第二信號放大率之間的確定的放大率的差對應的增益系數(shù)與第一數(shù)字音頻 信號相乘來進行縮放。根據(jù)相關聯(lián)的音頻放大電路的第一和第二信號通道之間的放大率的 差的現(xiàn)有知識，增益系數(shù)可以具有預設值，或者增益系數(shù)可在完整的音頻放大系統(tǒng)(包括 互相連接至相關聯(lián)的音頻放大電路的本音頻信號控制器)的工廠校正期間進行確定。根據(jù) 又一個實施例，在音頻放大系統(tǒng)的操作期間，增益系數(shù)由音頻信號控制器適應地確定。該信 號控制器可用于在第一數(shù)字音頻信號的電平低于預定的門限電平或另一適當?shù)拈T限電平 的時間段內(nèi)(其中，已知第一和第二信號通道在基本上線性的模式下工作)檢測和比較第 一和第二數(shù)字音頻信號的各自電平。音頻信號控制器可包括諸如可編程定點或可編程浮點數(shù)字信號處理器的可編程 微處理器。然而，本領域的技術人員將理解，本音頻信號控制器的上述步驟和功能可由可編 程微處理器執(zhí)行的程序指令/程序來實現(xiàn)，或可選地，實施為固定的或硬接線的專用電路 塊，其具有適當配置的數(shù)字運算和邏輯單元或微處理器程序指令和硬接線的專用電路塊的 任意組合。根據(jù)音頻信號控制器的另一方面，提供了計算機可讀數(shù)據(jù)載體，該計算機可讀數(shù) 據(jù)載體包括可編譯或可執(zhí)行微處理器程序指令，用于在指令被加載入上述可編程微處理器 的程序存儲器時使微處理器執(zhí)行音頻信號控制器的上述實施例的任意一個的各個步驟、或
一組步驟。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例或方面，根據(jù)以上公開的實施例中的任意一個，音頻信 號控制器集成在半導體晶片或芯片上。集成的半導體晶片優(yōu)選地以亞微米CMOS半導體工 藝進行制造，從而實現(xiàn)以非常的低成本大規(guī)模制造音頻信號控制器。音頻信號控制器的又一方面涉及選擇性地將第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻 信號傳送到音頻信號控制器的控制器輸出端的方法，該方法包括以下步驟a)在第一和第二數(shù)據(jù)存儲位置分別接收第一和第二數(shù)字音頻信號，b)估計第一數(shù)字音頻信號或第二數(shù)字音頻信號的信號特征，c)將估計的信號特征與預定的特征標準進行比較，d)基于估計的信號特征和預定的特征標準之間的比較，在第一數(shù)字音頻信號或第 二數(shù)字音頻信號的過零處，將第一數(shù)字音頻信號傳送到音頻信號控制器輸出切換到將第二 數(shù)字音頻信號傳送到音頻信號控制器輸出，或反之亦然。有利地，該方法可進一步包括以下步驟e)監(jiān)控第一和第二數(shù)字音頻信號，并檢測第一和第二數(shù)字音頻信號各自的過零，f)檢測第一和第二數(shù)字音頻信號的基本同步過零，g)在第一和第二數(shù)字音頻信號的基本同步過零處，將第一數(shù)字音頻信號傳送到控 制器輸出切換到將第二數(shù)字音頻信號傳送到控制器輸出，或反之亦然。本發(fā)明的另一方面涉及計算機可讀數(shù)據(jù)載體，該計算機可讀數(shù)據(jù)載體包括可編譯 或可執(zhí)行微處理器程序代碼或指令，用于在被加載入微處理器程序存儲器時使得微處理器 執(zhí)行選擇性地將第一或第二數(shù)字音頻信號傳送至音頻信號控制器的控制器輸出的以上參考方法的步驟a) d)的。計算機可讀數(shù)據(jù)載體可包括用于使得微處理器執(zhí)行以上步驟 e) g)的附加的可編譯或可執(zhí)行微處理器程序代碼。計算機可讀數(shù)據(jù)載體可包括諸如光盤或磁盤的數(shù)據(jù)載體、包括諸如閃存、ROM、 PROM、EPROM或EEPROM的半導體存儲設備的存儲組件或存儲棒。本發(fā)明的最后一方面涉及一種數(shù)字信號處理器組件，其包括存儲用于使數(shù)字信號 處理器執(zhí)行以下步驟的可執(zhí)行程序指令或代碼的程序存儲器選擇性地將第一或第二數(shù)字音頻信號傳送到音頻信號控制器的控制器輸出端的 以上參考的方法的步驟a) d)，以及優(yōu)選地還具有，上述步驟e) g)。該數(shù)字信號處理器組件優(yōu)選地包括諸如由Analog Devices制 造的浮點SHARC⑧處理器的通用商用數(shù)字信號處理器。


將結(jié)合附圖來詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其中圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的包括音頻放大電路和音頻信號控制器的音頻 放大系統(tǒng)的示意圖；圖la)是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的音頻放大電路的示意圖；圖2是音頻放大電路的前置放大器的詳細框圖，該音頻放大電路形成圖1示出的 音頻放大系統(tǒng)的一部分；圖3是在圖1示意性地示出的音頻信號控制器的框圖；圖4是示出由音頻信號控制器執(zhí)行的程序或處理步驟的流程圖，該音頻信號控制 器執(zhí)行圖3示意性示出的信號處理功能；圖5示出測量的第一和第二數(shù)字音頻信號的波形，該第一和第二數(shù)字音頻信號由 圖3的音頻信號控制器的正常和低靈敏度信號通道產(chǎn)生；圖6示出了在音頻信號控制器的控制器輸出處測量的輸出數(shù)字音頻信號的波形， 及其在處理圖5示出的信號波形期間的輸出狀態(tài)；以及圖7是在音頻信號控制器的輸出狀態(tài)的切換附近，根據(jù)圖6繪制的測量的輸出波 形的時間縮放(time-zoomed)圖。
具體實施例方式將在下列段落中描述并討論本發(fā)明的優(yōu)選實施例。將結(jié)合相關聯(lián)的音頻信號控制 器來描述本發(fā)明的本實施例以闡述本發(fā)明的益處和優(yōu)點，其中該音頻信號控制器可操作地 連接至本音頻放大電路。圖1是音頻放大系統(tǒng)101的示意圖，其包括音頻放大電路102和控制器或選擇電 路122形式的兩個分開的電路部分，其中，音頻放大電路102用作前端，控制器或選擇電路 122用作音頻放大系統(tǒng)101的后端。如虛線分界線103所示，音頻放大電路102和信號控制 器122既可以在公共的COMS半導體晶片(die)上制造或?qū)崿F(xiàn)，也可以在兩個不同的CMOS 半導體晶片上制造或?qū)崿F(xiàn)。具體地，可以遠程設置音頻信號控制器122，例如設置在適當?shù)?編程的或配置的具有數(shù)據(jù)接口端子的數(shù)字信號處理器(DSP)形式的便攜式終端內(nèi)，該數(shù)據(jù) 接口端子操作地連接至示出的本音頻放大電路102的外部可接入輸出端子121，其中，音頻放大電路102用于接收復用的第一和第二數(shù)字音頻信號或數(shù)字音頻流。在這樣的結(jié)構中， 音頻放大電路102可以設置在印刷電路板或便攜式終端的其他載體上，或者可選地安裝在 便攜式終端的擴音器的微型擴音器殼體內(nèi)?？墒狗糯箅娐?02的形狀和大小適合于集成進微型EMC殼體內(nèi)，并且在示出的實 施例中經(jīng)由傳統(tǒng)的引線結(jié)合技術(wire bondingtechniques)通過放大電路102的輸入端 子或焊點105連接至微型電容性擴音器104。放大電路102分別包括在該實施例中作為同 相操作放大器實現(xiàn)的第一前置放大器109和第二前置放大器110，均具有由兩個阻抗Zl和 Z2的阻抗比率控制的音頻放大率。阻抗Zl和Z2可以包括分別設定第一前置放大器109和 第二前置放大器110的各音頻帶電壓增益的各電阻器或電容器。第一前置放大器109和第二前置放大器110分別形成通過輸入端子105可操作地 連接至公共模擬音頻輸入信號的上部的和下部的信號路徑或通道的一部分。上部信號路徑 包括由電容器108形成的DC阻斷濾波器(blocking filter)，該電容器進行操作，以將輸 入音頻信號在施加到第一前置放大器109 (Al)的同相輸入之前，從中去除DC直流成分。在 該實施例中，DC阻斷電容器108的電容值優(yōu)選地在IpF和20pF之間，更優(yōu)選地約2pF。下 部信號路徑包括兩個電容器Cl 106和C2 107，作為音頻輸入信號的電容性分壓器被連接。 分壓器的功能是通過下式給出的系數(shù)對至下部信號路徑的前置放大器A2 110的音頻輸入 信號進行衰減，
CVaudio 二 Vmic C ^c其中，Vaudi。是至下部信號路徑的前置放大器110的音頻輸入信號，而Vmi。是由微型 ECM擴音器104的擴音器換能元件產(chǎn)生的音頻輸入信號。因此，包括Cl 106和C2 107的電 容性分壓器連接在輸入端子105和第二前置放大器110的同相輸入端之間。Cl和C2的電 容值的大小通常適合于通過輸入端子105提供音頻輸入信號的音頻源的發(fā)生器阻抗。在本 實施例中，其中音頻源是微型ECM 104,Cl的值優(yōu)選地在20fF和100fF(lfF= I(T15F)之間 的范圍內(nèi)。優(yōu)選地，C2比Cl大2 20倍，更優(yōu)選地約大9倍，導致至第二前置放大器110 的輸入信號的信號衰減是大約20dB。第一對反平行偏置二極管115c連接在第一前置放大 器109的同相輸入端和GND之間，以設定第一前置放大器109的適當?shù)腄C偏置點。這對反 平行偏置二極管115c用作具有IOGQ以上阻抗的極高阻抗偏置電路，用于第一前置放大器 109的小信號操作。該極高的阻抗使信號輸入端子105上的負載最小化，并且因此使由擴音 器換能元件傳遞的音頻輸入信號的電平最大化。另外，該對反平行偏置二極管115c通過將 峰值信號輸入電壓限制為約+/-0. 5V(其對應于該對反平行偏置二極管115c的單個前向二 極管上的一個二極管電壓降)而用作第一前置放大器Al的同相輸入端的過載保護或信號 限制。類似的一對反平行偏置二極管也連接在第二前置放大器110的同相輸入端子和GND 之間。最后，第三組反平行二極管115a連接在音頻放大系統(tǒng)的輸入端子105和正DC電源 電壓或干線(rail) Vdd之間。第三組反平行二極管115a的每一個分支包括兩個或者可選地 更多個級聯(lián)的二極管，用于將至音頻放大系統(tǒng)的峰值信號輸入電壓限制在約+/-1. OV(或 者如果在每個分支中級聯(lián)了更多個二極管則更高)，其對應于穿過正向?qū)ǘO管的兩個 二極管電壓降。上部的、或正常靈敏度信號路徑，和下部的、或低靈敏度信號路徑，分別包括Σ Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器111和112，用于將第一前置放大器109和第二前置放大器110的各輸出處提供 的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換成對應于分別傳輸?shù)礁鱾€抽選濾波器(decimation filter) 113,114 的第一和第二數(shù)字音頻信號。在一個實施例中，第一Σ Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器111和第二Σ Δ模 數(shù)轉(zhuǎn)換器112分別都是以過采樣的采樣率或2. 4MHz進行操作的單比特(sigle-bit)轉(zhuǎn)換 器。在本實施例中，每個抽選濾波器以2. 4MHz的過采樣的采樣率接收1比特數(shù)字音頻流， 并對該單比特音頻流進行采樣，以形成在48kHz最終采樣頻率下具有16比特字長的抽選的 或低通濾波的數(shù)字音頻信號。然而，本領域的技術人員能夠理解，可以通過根據(jù)特定應用的 要求的所示實施例的合適匹配來使用諸如在1. OMHz和IOMHz之間的寬范圍的過采樣的采 樣頻率和諸如在8kHz和96kHz之間的最終采樣頻率。通過各個數(shù)據(jù)總線116、117將抽選并且低通濾波的數(shù)字音頻信號傳輸至數(shù)字音 頻接口 120，該數(shù)字音頻接口操作地連接在第一和第二數(shù)字音頻信號和外部可接入輸出端 子121之間。數(shù)字音頻接口 120被配置為以16kHz最終或尼奎斯特(Nyquist)采樣率接收 第一和第二數(shù)字音頻信號，并將其轉(zhuǎn)換成遵循標準化數(shù)據(jù)通信/數(shù)字音頻協(xié)議(諸如i2s、 S/PDIF、AES/ Βυ、SLIMbus )的數(shù)字音頻流。信號選擇電路122可以包括相應的數(shù)字音頻接口(未示出)，用于對數(shù)字音頻流 進行接收和解碼。信號選擇電路122還包括被配置為基于第二數(shù)字音頻信號的電平(或其 他信號特征)選擇性地傳送或傳輸?shù)谝缓偷诙?shù)字音頻信號之一的邏輯和運算電路。優(yōu)選 地，信號選擇電路122包括通過適當收集可執(zhí)行程序指令或子程序來實現(xiàn)信號控制器122 的功能性的軟件編程的微處理器或DSP。從正DC電源電壓或通過供電端子Vdd的干線對音頻放大系統(tǒng)101供電。GND電平 用作負DC電源電壓或音頻放大系統(tǒng)101的干線。在本發(fā)明的實施例中，音頻放大系統(tǒng)101 設計為在1.2￥和2.(^之間(諸如1.8V)的DC電源電壓上操作。優(yōu)選地，音頻放大系統(tǒng) 101包括用于接收并同步外部產(chǎn)生的系統(tǒng)時鐘的時鐘輸入端子(未示出)，以允許從信號控 制器122的輸出端(OUT)傳輸?shù)牡谝缓偷诙?shù)字音頻信號與外部產(chǎn)生的系統(tǒng)時鐘同步。圖la)是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的音頻放大電路102的示意圖。在音頻放大電 路的第一和第二實施例中的對應特征可具有相同電特性(電容值、電阻值、放大率等)，并 且已設置有相同的參考標號以易于比較。音頻放大電路102包括第一前置放大器109和第二前置放大器110，其在該實施例 中，類似于上述的第一實施例的音頻放大電路102，分別作為同相運算放大器來實現(xiàn)。第一 前置放大器109和第二前置放大器110分別形成通過輸入端子105操作地連接至公共模擬 音頻輸入信號的上部和下部信號路徑或通道的一部分。下部信號路徑包括兩個電容Cl 106和C2 107，作為施加至輸入端子105的音頻輸 入信號的電容性分壓器連接。該分壓器的功能是通過上述的系數(shù)對至下部信號路徑的前置 放大器110的音頻輸入信號進行衰減。該音頻放大電路102包括連接在第一前置放大器109的同相輸入127和第二前置 放大器Iio的反相輸入之間的同相增益緩沖器125。根據(jù)由電容性分壓器提供的輸入信號 衰減，同相增益緩沖器125的增益可以小于1、或等于1、或大于1。在本實施例中，由于至第 二前置放大器110的輸入信號的約20dB的衰減，同相增益緩沖器125的增益小于1。同相 增益緩沖器125可以包括形成統(tǒng)一增益緩沖器的有源器件或具有大輸入阻抗和小輸出阻抗的放大器，以減小第一前置放大器109的同相輸入127的負載。同相增益緩沖器125在音頻輸入信號的大輸入信號電平在下部信號路徑或通道 的前置放大器110的差分輸出處減小信號失真。在這樣的大輸入信號電平的情況下，由于 一對反平行二極管115a的非線性，上部信號路徑的前置放大器109上的輸入信號可能會嚴 重失真。前置放大器109上失真的輸入信號通過穿過耦合電容108、C1和C2延伸的信號路 徑而連接至(couple to)下部信號路徑的前置放大器110的輸入信號。通過經(jīng)同相增益緩 沖器125向前置放大器110的反相輸入提供一個仔細調(diào)節(jié)的對應失真量，來補償前置放大 器110的同相輸入的不希望的該失真溢出效應。當基本上相等的失真信號被同時施加在前 置放大器110的同相輸入和反相輸入時，由于前置放大器的差分放大特性，前置放大器110 的差分輸出信號中的失真基本上被抵消，或者至少顯著地衰減。圖2是圖1示意性示出的具有差分輸出的前置放大器109、110的優(yōu)選實施例的詳 細的框圖。優(yōu)選地，該前置放大器209分別用作圖1示意性地示出的第一前置放大器109和 第二前置放大器110的每一個的有利的實現(xiàn)。前置放大器209包括第一放大級209a和第 二放大級209b，其分別配置成將在端子Audio IN處輸入的單端音頻輸入信號轉(zhuǎn)換成端子 NINV OUT和INV OUT上的差分輸出信號。第一放大級Al 209a和第二放大級A2 209b中的 每一個分別包括具有用于低噪聲性能的PMOS輸入晶體管的操作類型差分放大器。第一放大級Al 209a配置為具有通過Cl施加到其反相輸入的AC反饋的同相操作 放大器，并且AC增益(即音頻放大率)通過Cl和C2之間的比例進行設定。DC增益通過 R2和R3之間的比例來進行設定。BRl是在三極管區(qū)中操作的MOS晶體管，以提供與第一放 大級209a或Al的反相輸入端串聯(lián)的GQ電阻。第二放大級A2 209b配置為具有通過C3 施加于其反相輸入端的AC反饋的反相操作放大器，使得AC增益通過C3和C2之間的比例 進行設定。優(yōu)選地，Cl、C2和C3是pF規(guī)模的電容器(例如多晶-多晶(poly-poly)電容 器)，用于分別精確地設定第一放大級209a和第二放大級209b的各AC增益。在本實施例 中，前置放大器209的差分增益(測量為端子Audio IN處的單端音頻輸入信號和端子NINV OUT和INVOUT處的差分輸出信號之間比例)被設定為約14dB。在優(yōu)選的實施例中，C1、C2 和C3具有在IpF和20pF之間的各值，從而使前置放大器209的半導體襯底區(qū)消耗量最小 化。C4和BR2的組合(BR2是在三極管區(qū)中操作的MOS晶體管以提供大電阻值)形成 具有約80kHz至200kHz的截止頻率的低通濾波器，該低通濾波器用作如圖1所示的前置放 大器相連接的Σ Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器的抗混疊濾波器(anti-aliasing filter)。一對反平行二極管215 (優(yōu)選地實現(xiàn)為一對二極管耦合PMOS晶體管)連接至DC 偏移或DC偏置電壓源V_offset，以將施加至放大級209a的同相輸入的音頻輸入信號的最 大振幅限制在預定的限制電平。一旦在端子Audio IN上的音頻輸入信號的振幅超過由V_ offset提供的DC電壓大于門限電壓VT，則由于PMOS 二極管開始導通并且形成至V_offset 的低阻抗路徑，音頻輸入信號被有效地鉗位在那個電壓。圖3是圖1示出的可編程音頻信號控制器或選擇電路122的詳細框圖。音頻信號 控制器122包括從各信號輸入mi和IN2延伸至復用器311的對應的輸入的兩個平行的 信號路徑或者通道，該復用器實現(xiàn)在音頻信號控制器122的控制器輸出端OUT處的第一和第二數(shù)字音頻信號之間的切換或交換。在該實施例中，信號輸入mi和IN2分別以相同的 16kHz尼奎斯特采樣頻率按抽選格式接收第一和第二數(shù)字音頻信號。如上面結(jié)合圖1說明 的，通過以I2S接口 220形式標準化的數(shù)字信號接口提供第一和第二數(shù)字音頻信號。隨后通過上部和下部高通濾波步驟303、304分別對第一和第二數(shù)字音頻信號中 的每一個進行高通濾波，以去除DC分量。優(yōu)選地，上部和下部高通濾波器303、304的傳遞 函數(shù)(transfer function)基本上相同，以保持上部和下部信號通道之間的良好相位匹配。 優(yōu)選地，高通濾波器303、304的中的每一個的截止頻率設置為約20Hz的頻率。通過由增益縮放函數(shù)(gain scaling function) 306控制的乘法器305將增益分 級操作或步驟應用于上部信號通道中的第一數(shù)字音頻信號。乘法器305將第一數(shù)字音頻信 號與由增益縮放函數(shù)306作為預定值提供的縮放系數(shù)相乘。如前所述，音頻輸入信號通過 由連接至音頻輸入信號的Cl和C2(參見圖1)形成的電容性分壓器被衰減了約20dB。因此 在該情形中，該縮放系數(shù)被設定為值0. 1，以補償相關聯(lián)的放大電路102的第一和第二信號 放大率之間的放大率差。之后，將具有適當均等化的電平的第一和第二數(shù)字音頻信號傳輸 到相位匹配操作或功能308，其控制設定上部信號通道的數(shù)字補償濾波器307的傳遞函數(shù)。 數(shù)字補償濾波器307的傳遞函數(shù)包括零點(zero)和極點(pole)。將零點定位在在頻率上 靠近由通過Z2和Zl (參照圖1)形成的反饋網(wǎng)絡設定的第二前置放大器的亞音速極點，以 消除該亞音速極點在第二前置放大器的小信號傳遞函數(shù)上的影響。該零點在頻率中的確切 位置不是特別關鍵，可以設定為與第二前置放大器110的亞音速極點的標稱頻率(nominal frequency)相匹配。數(shù)字補償濾波器307還包括在頻率上與第一前置放大器109的小信號 傳遞函數(shù)的最低極點相匹配的極點。數(shù)字補償濾波器307的該極點的確切頻率可以在在制 造音頻放大系統(tǒng)101的過程中執(zhí)行的校準(calibration)步驟的過程中確定，并且載入音 頻信號控制器122的合適的寄存器或存儲器地址或位置?？蛇x地，通過比較傳輸?shù)较辔黄?配操作或功能308的第一和第二數(shù)字擴音器信號的相位特征，音頻信號控制器122可以適 合于確定極點的最佳位置。因此，這些相位匹配程序都可以確保第一和第二數(shù)字音頻信號 之間的優(yōu)良的相位匹配。第一過零檢測器309和第二過零檢測器310分別通過檢查第一和 第二數(shù)字音頻信號的各采樣的標記值，分別適合于監(jiān)控這些數(shù)字音頻信號的過零?？赏ㄟ^ 二者的與許多工業(yè)標準可編程DSP兼容的補碼格式的各16位或24位采樣方便地表示第一 和第二數(shù)字音頻信號。如果如下所述達到關于第二數(shù)字音頻信號的電平的某些其他標準， 則信號選擇器311使用檢測到的第一和第二數(shù)字音頻信號的同步過零，在向控制器輸出端 OUT傳遞的第一或第二數(shù)字音頻信號之間進行切換。電平估計器312適合于檢測一對第二數(shù)字音頻信號的電平估計，并將這些電平傳 輸至信號選擇器311。檢測第一電平估計作為用于增加第二數(shù)字音頻信號的電平的第二數(shù) 字音頻信號的運行(running)絕對峰值幅值。以較大的時間常數(shù)來計算或檢測第二電平估 計，作為通過以16kHz采樣頻率對對應于約6. 25mS的平均時間的第二數(shù)字音頻信號的約 100個樣本進行平均提供的運行平均電平。信號選擇器311配置為根據(jù)運行讀取或確定第 一和第二電平估計，并且將這些電平估計與預定的門限電平(或可選地，與兩個不同門限 電平中的一個)進行比較，以確定將第一和第二數(shù)字音頻信號中的哪一個傳送到信號選擇 器311的控制器輸出端OUT。預定的門限電平設定為對應于約3dB以下(諸如在2dB和6dB 以下之間)的信號電平，相關聯(lián)的放大電路102的第一信號通道的過載界限或電平確保信
24號選擇器311可以在第一通道到達其過載界限或電平之前或至少在其后不久切換狀態(tài)并 傳輸?shù)诙?shù)字音頻信號而不是第一音頻信號。結(jié)合圖3的流程圖的描述，另外詳細說明電 平估計功能或步驟和信號選擇處理。圖4示出了由可編程音頻信號控制器(圖1中的122)執(zhí)行的程序步驟，該可編程 音頻信號控制器實現(xiàn)圖2示意性示出的信號處理功能。在步驟401，從I2S接口(圖2中的 220)以尼奎斯特采樣率接收第一和第二數(shù)字音頻信號。在步驟402，如前所述，對第一和第 二數(shù)字音頻信號都進行高通濾波，在步驟403，以前述的縮放系數(shù)乘以第一數(shù)字信號，以在 對應的信號通道中對準(align)第一和第二數(shù)據(jù)音頻信號的音頻信號電平。在步驟404，通過如上所述的數(shù)字補償濾波器(圖2的207)對第二數(shù)字音頻信號 進行濾波。在步驟405，計算兩個不同的更新電平估計中的一個Yp (η)。根據(jù)下面的電平計算 算法或等式，由音頻信號控制器122根據(jù)第二數(shù)字音頻信號的樣本的絕對振幅是增加還是 減小，從具有不同時間常數(shù)的第二數(shù)字音頻信號獲得兩個電平估計Xp (n) = ABS (χ (η))；If Xp (η) > Yp(n-l)Yp (η) = (1-Α)*Χρ(η)+Α*Υρ(η_1)；else,Yp (η) = (1-Β)*Χρ(η)+Β*Υρ(η_1)End ；χ (η)是電平估計器的輸入，Yp(n-l)是在電平估計器的輸出處的當前電平估計，Yp (η)是在電平估計器的輸出處的更新的電平估計，A < B ;Α和B是具有0和1之間的相應值的實數(shù)。以這種方式，A的值設定電平估計器的第一時間常數(shù)或上升時間(attack time)， 而B設定第二時間常數(shù)或釋放時間(release time)。在處理步驟406的執(zhí)行處，將更新的電平估計Yp(ri)與之前檢測的表示為 "MaxPeak"的絕對峰值電平相比較。MaxPeak是表示在第一或第二數(shù)字音頻信號的一對連 續(xù)過零之間的第一或第二數(shù)字音頻信號的最大絕對值的峰值跟蹤變量。如果更新的電平估計Yp (η)超過MaxPeak，則音頻信號控制器繼續(xù)進行步驟407， 其中，通過將其設定為等于更新的電平估算Yp (η)來更新MaxPeak的值。另一方面，如果更 新的電平估計Υρ(η)小于當前MaxPeak，則音頻信號控制器跳過處理步驟407并繼續(xù)進行步 驟408，使得MaxPeak的當前值保持不變。音頻信號控制器繼續(xù)執(zhí)行處理步驟408，以監(jiān)控第一和第二數(shù)字音頻信號二者用 于檢測基本上同步的過零?？梢砸愿鞣N方式確定第一和第二數(shù)字音頻信號中每一個的過 零。在優(yōu)選的實施例中，比較第一數(shù)字音頻信號的當前信號樣本和之前的信號樣本的標記， 如果標記不同，則已檢測到過零。隨后，或在這之前，對第二數(shù)字音頻信號進行相同的處理。 如果音頻信號控制器未能在第一和第二數(shù)字音頻信號中檢測到基本上同時發(fā)生的標記變 化，則該音頻信號控制器跳到處理步驟414。在處理步驟414，讀取狀態(tài)變量“State”的當 前設置，狀態(tài)變量“State”指示將由上部通道(chl)提供的第一數(shù)字音頻信號還是由下部通道(ch2)提供的第二數(shù)字音頻信號傳輸?shù)娇刂破鬏敵龆薕UT。音頻信號控制器響應于信 號選擇器311的輸出狀態(tài)而進行設置，以傳遞由狀態(tài)變量指示的數(shù)字音頻信號，即，由chl 提供的第一數(shù)字音頻信號或由ch2提供的第二數(shù)字音頻信號。另一方面，如果在處理步驟408中音頻信號控制器檢測到第一和第二數(shù)字音頻信 號的基本同步過零，則進入處理步驟409，其中，音頻信號控制器確定當前MaxPeak值是否 大于第一預定門限電平“Threshold 1”，其是在本發(fā)明的本實施例中使用的兩個單獨的門 限電平中較高的門限電平。如果結(jié)果是⑴，由于之前的比較步驟309的輸出指示音頻輸入 信號的電平接近相關聯(lián)的放大電路(圖1中的102)的上部信號通道的過載界限，則處理或 算法進入處理步驟410，并且將狀態(tài)變量“State”的值設定為等于ch2。音頻信號控制器從 處理步驟410進入處理步驟413，其中，在對第一和第二數(shù)字音頻信號的過零進行新搜索的 準備中，MaxPeak的值被重新設定為零點。此后，音頻信號控制器進入處理步驟414，其中， 檢測狀態(tài)變量“State”的當前設置作為ch2。作為響應，在處理步驟416，如由狀態(tài)變量的 當前設置所指示的，音頻信號控制器隨后選擇從下部通道(ch2)向控制器輸出端OUT傳遞 或傳輸?shù)诙?shù)字音頻信號。另一方面，如果在處理步驟409中當前MaxPeak和“Thresholdl”之間的比較結(jié) 果為否(N)，則音頻信號控制器進入步驟411，其中，將當前MaxPeak與低于“Threshold 1”的第二預定門限電平“Threshold 2”(優(yōu)選地具有2dB和6dB之間的量)進行比較。 如果在處理步驟411的比較結(jié)果為否，則其指示MaxPeak的當前值處于“Threshold 1” 和“Threshold 2”之間，音頻信號控制器進入步驟413。這意味著在進入步驟413、414、 415/416之前，跳過對狀態(tài)變量“State”的值的更新并且因此保持當前狀態(tài)變量值。另一方 面，如果在處理步驟411中當前MaxPeak低于第二預定門限電平，因為之前的比較步驟411 的結(jié)果指示音頻輸入信號的電平安全地在上部信號通道的過載界限之下，則音頻信號控制 器進入處理步驟412并且設定狀態(tài)變量“State”的值等于chl。因此，兩個單獨的門限電 平“Threshold 1 ”和“Threshold 2”的使用，引入了基于輸出狀態(tài)切換中的滯后現(xiàn)象的特 定量電平，以防止在輸出第一和第二數(shù)字音頻信號之間的快速隨機切換。圖5分別示出了測量的上部和下部信號通道的第一和第二數(shù)字音頻信號的信號 波形的曲線圖，該數(shù)字音頻信號響應于圖1示出的音頻放大電路的公共輸入端子105上作 為模擬輸入信號施加的低頻瞬時聲音(鼓點)而產(chǎn)生。上部曲線圖501a示出了在上部信 號通道或正常靈敏度信號通道中隨時間的信號放大率。時間刻度上的單位是秒，因此每幅 曲線圖對應于約0. 5秒或500毫秒的時間期間。將圖3的信號選擇器操作或框311中的上 部門限電平設定為約0. 06的值，該值正好在上部信號通道的過載界限之下。上部門限電平 由水平虛線503來指示。在圖3的信號選擇器的各輸入處捕獲了示出的信號波形。因此，對兩個信號波形 進行了高通濾波，并且上部信號通道的第一數(shù)字音頻信號波形還由增益縮放操作(圖3中 306)進行了縮放，以使第一和第二數(shù)字音頻信號之間的電平/放大率相等，并且補償在圖1 的音頻放大電路102中引入的上部和下部信號通道之間的約20dB的模擬放大率差。如所示，音頻輸入信號在t = 0. 45秒附近第一次超過上部信號通道的過載或限幅 界限(clipping limit)，其中負向刺波(spike)突出。在下部曲線501b上由符號“〇”標 記該時間點。隨后，音頻輸入信號的峰值振幅不斷超過上部信號通道的過載界限，但是沒有超過下部信號通道的過載界限。這可以通過注意第一數(shù)字音頻信號的峰值限幅波形的形狀 與下部曲線501b中的第二數(shù)字音頻信號的未限幅波形相比較而觀察到。圖6的上部曲線圖601a示出響應于圖5上繪制的第一和第二數(shù)字音頻信號波形 的應用，在圖2中示出的音頻信號控制器122的控制器輸出端OUT處測量的輸出數(shù)字音頻 信號的信號波形。圖6的下部曲線601b示出了指示音頻信號控制器的輸出狀態(tài)的狀態(tài)變 量的伴隨值(accompanying value)，S卩，將第一還是第二數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出 端OUT。零值指示將上部或正常靈敏度通道的第一數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出端，值 0.1指示將下部或低靈敏度通道的第二數(shù)字音頻信號傳輸至控制器輸出端。在本實施例中， 音頻信號控制器122被配置為首先將第二數(shù)字音頻信號的峰值絕對振幅與0. 06的預定門 限電平相比較。一旦超過了預定的門限電平，音頻信號控制器122檢測第一和第二數(shù)字音 頻信號的同步過零是否已發(fā)生。在本實例中，音頻信號控制器122檢測到?jīng)]有同時的過零 緊隨在由符號“〇”標記的負向尖峰之后，無論是第一和第二數(shù)字音頻信號中任意一個的幾 個過零。因此，在第一個隨后的過零處沒有由音頻信號控制器執(zhí)行的輸出狀態(tài)的瞬時切換。 在t = 0. 055秒時，檢測到跟隨在由符號“〇”標記的負向尖峰之后的第一個同步過零，如由 在狀態(tài)變量值的下部曲線601b中的符號“Sw”處的上升狀態(tài)轉(zhuǎn)換所指示的。因此，具有第 一和第二數(shù)字音頻信號的同步過零的限制會引起輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換的稍微延遲，或者如在本實 例中允許短時間峰值限幅的第一和第二數(shù)字音頻信號之間的切換。然而，發(fā)明人已發(fā)現(xiàn)為 換取在切換點處(由為零的第一和第二數(shù)字音頻信號引起的)的波形誤差能量的最小化， 只要這些短時間的峰值限幅短于10 20毫秒，這是可接受的。在圖7中，上部波形曲線701a示出了圖6的下部曲線601b中的由“Sw”符號標記 的輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換點附近在控制器輸出端傳輸?shù)妮敵鰯?shù)字音頻信號的測量波形。下部波形曲 線701b示出了隨時間的狀態(tài)變量值。與圖5和圖6的時間軸相比，兩幅曲線圖上的時間刻 度擴大了或放大了，使得僅顯示10毫秒的時間期間，以在第一和第二數(shù)字音頻信號之間的 輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換“Sw”或切換點處增強可能的波形偽像(artifact)。如圖所示，輸出數(shù)字音頻 信號的測量波形在輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換附近的整個時間期間是顯著地平滑且連續(xù)的，指示在第一 和第二數(shù)字音頻信號之間不存在DC偏移或相位或振幅的失配。
權利要求
一種音頻放大電路，包括輸入端子，用于接收音頻輸入信號；第一前置放大器，具有可操作地連接至所述輸入端子的輸入端，以及可操作地連接至第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器以提供具有第一信號放大率的第一數(shù)字音頻信號的輸出端；第二前置放大器，具有可操作地連接至所述輸入端子的輸入端，以及可操作地連接至第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器以提供具有第二信號放大率的第二數(shù)字音頻信號的輸出端；其中，所述第二信號放大率小于所述第一信號放大率。
2.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括可操作地連接在所述輸入端子與所述第 二前置放大器的輸入端之間的衰減器。
3.根據(jù)權利要求2所述的音頻放大電路，其中，所述衰減器包括電阻性或電容性分壓ο
4.根據(jù)權利要求1至3中任一項所述的音頻放大電路，其中，以IkHz測量，所述輸入端 子處的輸入阻抗的電容性分量小于500fF，優(yōu)選地小于200fF，更優(yōu)選地小于100fF。
5.根據(jù)權利要求1至3中任一項所述的音頻放大電路，其中，以IkHz測量，所述輸入端 子處的輸入阻抗大于100M Ω，優(yōu)選地大于IGQ，更優(yōu)選地大于IOGQ。
6.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中，在300Hz與3kHz之間的整個頻率范 圍內(nèi)，所述第二信號放大率至少比所述第一信號放大率小10dB，優(yōu)選地多于20dB，或多于 40dB。
7.根據(jù)權利要求1或2所述的音頻放大電路，其中，以IkHz測量，所述第二信號放大率 至少比所述第一信號放大率小20dB。
8.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中，在IOOHz與IOkHz之間的整個頻率范圍 內(nèi)，所述第二前置放大器和所述第一前置放大器具有基本上相同的小信號傳遞函數(shù)。
9.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中，所述第二前置放大器的小信號傳遞函 數(shù)包括一個極點，所述極點所在的頻率比所述第一前置放大器的小信號傳遞函數(shù)的最低極 點頻率低諸如20Hz。
10.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中，所述第一前置放大器和所述第二前置 放大器的各小信號傳遞函數(shù)之間的相位差小于下面任何一項15度，優(yōu)選地小于10度，在IkHz,10度，優(yōu)選地小于5度，在IOOHz。
11.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中，以IkHz測量，所述第二前置放大器的 增益比所述第一前置放大器的增益至少小10dB。
12.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括兩個或多個級聯(lián)的諸如二極管或二極 管耦合晶體管的非線性元件，其可操作地連接在DC電源干線、DC參考電壓中的至少一個與 所述輸入端子之間，以將所述音頻輸入信號箝位在第一限制電平。
13.根據(jù)權利要求12所述的音頻放大電路，包括諸如二極管或二極管耦合晶體管的一個或多個級聯(lián)的非線性元件，連接至所述第一前 置放大器的輸入端，以將所述第一前置放大器的輸入端的所述輸入信號箝位在第一前置放 大器限制電平；其中，所述第一限制電平比所述第一前置放大器限制電平大諸如在0. 5V與2. OV之間的值。
14.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中所述第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器和所述第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器分別包括Σ Δ轉(zhuǎn)換器，所述Σ Δ轉(zhuǎn)換器 適用于以諸如在IMHz與IOMHz之間的采樣率的過采樣采樣率，分別產(chǎn)生所述第一數(shù)字音頻 信號和所述第二數(shù)字音頻信號。
15.根據(jù)權利要求14所述的音頻放大電路，進一步包括第一抽選濾波器，配置為以從第一過采樣采樣率至最終或尼奎斯特采樣率接收和下采 樣所述第一數(shù)字音頻信號；第二抽選濾波器，配置為以從第二過采樣采樣率至最終或尼奎斯特采樣率接收和下采 樣所述第二數(shù)字音頻信號。
16.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括第一外部可接入輸出端子和第二外部 可接入輸出端子，分別可操作地連接至所述第一數(shù)字音頻信號和所述第二數(shù)字音頻信號。
17.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括外部可接入輸出端子，適用于提供包括 所述第一數(shù)字音頻信號和所述第二數(shù)字音頻信號的時間復用的數(shù)字音頻流。
18.根據(jù)權利要求15所述的音頻放大電路，包括數(shù)字音頻接口，可操作地連接在所述 第一數(shù)字音頻信號、所述第二數(shù)字音頻信號與所述外部可接入輸出端子或多個端子之間，所述數(shù)字音頻接口被配置為以最終或尼奎斯特采樣率將所述第一數(shù)字音頻信號和所 述第二數(shù)字音頻信號轉(zhuǎn)換成遵循諸如I2S、S/PDIF、AES/EBU、SLIMbusTM的標準化數(shù)據(jù)通信或 數(shù)字音頻協(xié)議的數(shù)字音頻流。
19.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括用于接收外部時鐘信號的時鐘輸入端子，其中，所述第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器和所述第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器的各采樣頻率由從所述外部時鐘信 號獲得的所述音頻放大電路的內(nèi)部時鐘信號來設定。
20.根據(jù)權利要求19所述的音頻放大電路，其中，經(jīng)由一個或多個外部可接入輸出端 子，與所述外部時鐘信號同步地傳輸所述第一數(shù)字音頻信號和第二數(shù)字音 頻信號。
21.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括數(shù)字信號縮放函數(shù)，適用于 用預定的或合適的增益系數(shù)對所述第一數(shù)字音頻信號或所述第二數(shù)字音頻信號進行縮放，以補償所述第一信號放大率和所述第二信號放大率之間的放大率差。
22.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，其中，所述第一前置放大器或所述第二前置 放大器包括差分放大器，具有同相輸入端，可操作地連接至用于接收所述音頻輸入信號的所述輸 入端子，反饋網(wǎng)絡，連接在所述差分放大器的輸出端和反相輸入端之間。
23.根據(jù)權利要求22所述的音頻放大電路，其中，所述反饋網(wǎng)絡配置為提供從所述差 分放大器的所述輸出端至所述差分放大器的所述同相輸入端的低通傳遞函數(shù)。
24.根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路，包括同相增益緩沖器，連接在所述第一前 置放大器的同相輸入端和所述第二前置放大器的反相輸入端之間。
25.一種半導體晶片或基板，包括根據(jù)權利要求1所述的音頻放大電路。
26.一種微型電容性擴音器，包 電容性換能元件，響應于碰撞音以在換能信號端子處產(chǎn)生相應的換能信號； 根據(jù)權利要求25所述的半導體晶片和基板，經(jīng)由輸入焊點或端子連接至所述換能信 號端子，用于接收和放大所述換能信號。
27.—種放大音頻信號的方法，包括以下步驟 在放大電路的輸入端子處接收模擬音頻輸入信號； 向第一前置放大器的輸入端施加所述模擬音頻輸入信號；通過具有第一信號放大率的所述第一前置放大器產(chǎn)生第一放大輸出信號；將所述第一放大輸出信號轉(zhuǎn)換成第一數(shù)字音頻信號；向第二前置放大器的輸入端施加所述模擬音頻輸入信號；通過具有第二信號放大率的所述第二前置放大器產(chǎn)生第二放大率音頻信號其中，所述第二信號放大率小于所述第一信號放大率。
28.根據(jù)權利要求27所述的放大音頻信號的方法，進一步包括以下步驟 以預定的量或系數(shù)對所述模擬音頻輸入信號進行衰減；將經(jīng)所述衰減的模擬音頻輸入信號施加至所述第二前置放大器的所述輸入端。
29.根據(jù)權利要求27或28所述的放大音頻信號的方法，進一步包括以下步驟通過級聯(lián)兩個以上諸如二極管或二極管耦合晶體管的非線性元件，將所述模擬音頻輸 入信號箝位在第一限制電平，所述非線性元件可操作地連接在DC電源干線、DC參考電壓中 的至少一個與所述輸入端子之間。
全文摘要
本發(fā)明涉及高性能音頻放大電路，其具有第一和第二信號通道，其由公共的音頻輸入信號產(chǎn)生具有不同信號放大率的第一和第二數(shù)字音頻信號；以及一種以不同信號放大率對公共音頻輸入信號進行放大的方法，以提供具有不同放大率的第一和第二數(shù)字音頻信號。該音頻放大電路特別適合于與配置為接收和處理該第一和第二數(shù)字音頻信號的外部的或集成的音頻信號控制器協(xié)作。
文檔編號H03F3/68GK101924525SQ201010204219
公開日2010年12月22日 申請日期2010年6月11日 優(yōu)先權日2009年6月11日
發(fā)明者亨里克·湯姆森, 克勞斯·菲爾斯特, 延斯·約爾延·戈德·亨里克森 申請人:音頻專用集成電路公司