專利名稱：使用兩點(diǎn)fsk調(diào)制的頻率合成器的自校準(zhǔn)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于傳輸數(shù)據(jù)的使用兩點(diǎn)FSK調(diào)制的頻率合成器的自校準(zhǔn)方法。頻率 合成器——特別是低功率型——包含第一低頻鎖相環(huán)，其中有電壓控制振蕩器；高頻通道 (access)，其包含數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器，連接到電壓控制振蕩器。第一鎖相環(huán)還包含基準(zhǔn)振 蕩器；連接到基準(zhǔn)振蕩器的相位比較器；第一低通環(huán)形濾波器；由調(diào)制器控制的多模式分 頻器計(jì)數(shù)器(multimode divider counter)，其用于基于來(lái)自合成器的高頻輸出信號(hào)向相 位比較器供給供給分頻信號(hào)。電壓控制振蕩器在第一輸入上由來(lái)自第一環(huán)形濾波器的第一 控制電壓信號(hào)控制，在第二輸入上由用于調(diào)制高頻數(shù)據(jù)的第二控制電壓信號(hào)控制。
本發(fā)明還涉及用于實(shí)現(xiàn)自校準(zhǔn)方法的使用兩點(diǎn)FSK調(diào)制的頻率合成器。
背景技術(shù)：
兩點(diǎn)頻率調(diào)制通過(guò)在電壓控制振蕩器中增加低頻鎖相環(huán)中的低頻通道和具有數(shù) 字-模擬轉(zhuǎn)換器的高頻通道的貢獻(xiàn)(contribution)來(lái)限定。在高頻狀態(tài)轉(zhuǎn)換期間，高頻路 徑具有首要的重要性，而對(duì)于低頻狀態(tài)轉(zhuǎn)換，低頻路徑變得具有首要的重要性。然而，兩個(gè) 路徑均對(duì)調(diào)制信號(hào)頻率以覆蓋在高調(diào)制頻率擴(kuò)展的確定的帶寬有貢獻(xiàn)。
EP專利No.O 961 412公開了一種用于傳輸數(shù)據(jù)的兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器。 這種頻率合成器使用通過(guò)控制低頻鎖相環(huán)中的可變分頻器用于數(shù)據(jù)調(diào)制的sigma delta型 調(diào)制器以及用于高頻調(diào)制的DAC數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器。這種DAC轉(zhuǎn)換器具有可變的增益，其受 到數(shù)字控制單元的調(diào)節(jié)，并受到用于數(shù)據(jù)頻率調(diào)制的數(shù)字控制信號(hào)的控制。這種數(shù)字控制 信號(hào)也被傳送到sigma delta調(diào)制器，以便將低頻調(diào)制與由DAC轉(zhuǎn)換器供給的相合并。
相對(duì)延遲變化在合成器中在經(jīng)過(guò)DAC轉(zhuǎn)換器的調(diào)制信號(hào)上相對(duì)于低頻環(huán)中的調(diào) 制進(jìn)行。然而，此文檔對(duì)于通過(guò)低頻鎖相環(huán)并經(jīng)由DAC轉(zhuǎn)換器調(diào)制的數(shù)據(jù)的譜幅值水平t的 改變沒有公開任何內(nèi)容。因此，可能產(chǎn)生不希望的干擾，依賴于數(shù)據(jù)傳輸?shù)臓顟B(tài)轉(zhuǎn)換頻率。
US專利申請(qǐng)No. 2003/0043950也公開了一種使用兩點(diǎn)頻率調(diào)制的鎖相環(huán)頻率合 成器。這種頻率合成器也包含低頻鎖相環(huán)和sigma delta調(diào)制器、其輸出直接作用在電壓 控制振蕩器VC0上的DAC數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器。數(shù)據(jù)受到調(diào)制， 一方面在電壓控制振蕩器VC0 的第一輸入上經(jīng)由受到調(diào)制器控制的多模式分頻器，并且在VC0振蕩器的第二輸入上通過(guò) DAC轉(zhuǎn)換器。由于兩點(diǎn)調(diào)制，這種頻率合成器防止了高頻調(diào)制信號(hào)由于鎖相環(huán)的窄帶寬引起 的衰減。 即使如果DAC轉(zhuǎn)換器增益能被調(diào)節(jié)，不存在對(duì)在低頻環(huán)和數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中調(diào)制 的數(shù)據(jù)的譜幅值水平進(jìn)行均衡的規(guī)定。對(duì)于前面的合成器，這可能導(dǎo)致對(duì)于狀態(tài)轉(zhuǎn)換過(guò)程 中的數(shù)據(jù)調(diào)制的某些失真問(wèn)題。 在美國(guó)專利申請(qǐng)No. 2005/0046488中，介紹了一種用于使用兩點(diǎn)調(diào)制的頻率合成 器的補(bǔ)償方法。頻率合成器特別包含第一低通鎖相環(huán)PLL以及高頻路徑，其用于補(bǔ)償模擬 調(diào)制信號(hào)與數(shù)字調(diào)制信號(hào)之間的幅值，以便運(yùn)行兩點(diǎn)數(shù)據(jù)調(diào)制。 此文檔的第一鎖相環(huán)包含相位頻率檢測(cè)器、第一電荷泵、第一低通環(huán)形濾波器和
5電壓控制振蕩器VCO。電壓控制振蕩器在輸入中包含加法器，其第一輸入被連接到第一低
通濾波器，接著是頻率發(fā)生單元。分?jǐn)?shù)-N可編程分頻器(fractional-N programmable
divider)在電壓控制振蕩器和相位頻率檢測(cè)器之間閉合第一環(huán)，相位頻率檢測(cè)器接收來(lái)自
基準(zhǔn)振蕩器的基準(zhǔn)信號(hào)。此分頻器受到由調(diào)制器提供的數(shù)字調(diào)制信號(hào)的控制。 此文檔的高頻補(bǔ)償路徑也包含以構(gòu)成第二鎖相環(huán)、第二電荷泵、經(jīng)由開關(guān)連接到
電壓控制振蕩器的加法器的第二輸入的第二低通環(huán)形濾波器。第二電荷泵及第二低通濾波
器具有與第一電荷泵及第一低通濾波器同樣的結(jié)構(gòu)。這種高頻路徑還包含作為比較器的比 較單元，其輸入被連接到從數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器接收模擬調(diào)制信號(hào)的模擬調(diào)制單元。 根據(jù)此文檔的補(bǔ)償方法，第一數(shù)字調(diào)制信號(hào)被調(diào)制器供給，以便將第一鎖相環(huán)調(diào) 諧到第一頻率，其對(duì)應(yīng)于傳輸信道的所選載波頻率減去數(shù)字調(diào)制幅值。在第二級(jí)中，第二數(shù) 字調(diào)制信號(hào)被調(diào)制器供給，以便運(yùn)行第二鎖定環(huán)，同時(shí)，在第一斷開環(huán)的第一濾波器上保持 對(duì)應(yīng)于第一頻率的第一電壓。采用這種第二數(shù)字調(diào)制信號(hào)，第二頻率被合成，其對(duì)應(yīng)于所選 載波頻率加上數(shù)字調(diào)制幅值。由于加法由電壓控制振蕩器的加法器進(jìn)行，第二濾波器上的 第二電壓表示相對(duì)于模擬調(diào)制幅值的二倍的差分信號(hào)。因此，將這種差分信號(hào)與在解耦合 模擬調(diào)制單元的輸入中提供的電壓乘以2相比較。信號(hào)的比較幅值由比較器進(jìn)行均衡，比 較器作用在模擬調(diào)制單元上，以便對(duì)模擬調(diào)制輸出信號(hào)的幅值進(jìn)行適應(yīng)。
美國(guó)專利申請(qǐng)NO. 2005/0046488的使用兩點(diǎn)調(diào)制的頻率合成器的一個(gè)缺點(diǎn)在于， 在第一環(huán)和第二環(huán)之間存在同樣的增益。這需要在為這樣的合成器制造的集成電路中為具 有同樣大小的各個(gè)低通環(huán)形濾波器提供重要的位置。另一個(gè)缺點(diǎn)在于電壓控制振蕩器在輸 入中包含加法器，其允許將高頻路徑的貢獻(xiàn)與合成器的低頻路徑相加。對(duì)于振蕩器的第一 與第二控制電壓彼此獨(dú)立，但直接相加，因此，加法結(jié)果決定振蕩器的輸出頻率。這不允許 改變電壓控制振蕩器的兩個(gè)輸入的不同的靈敏度。另一個(gè)缺點(diǎn)在于其不是被直接校準(zhǔn)的數(shù) 字_模擬轉(zhuǎn)換器，而是模擬調(diào)制單元，其使得將轉(zhuǎn)換器到合成器集成電路中的布置復(fù)雜化， 具有更為重要的電氣消耗，因?yàn)閮蓚€(gè)單元總是在運(yùn)行。校準(zhǔn)必須進(jìn)一步對(duì)于各個(gè)新選擇的 載波頻率進(jìn)行，這是一個(gè)缺點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種用于頻率合成器的自校準(zhǔn)方法，其能容易地對(duì) 與第一低頻鎖相環(huán)組合的數(shù)字_模擬轉(zhuǎn)換器所調(diào)制的數(shù)據(jù)的譜幅值水平進(jìn)行均衡，同時(shí)， 克服現(xiàn)有技術(shù)的上述缺點(diǎn)。這必須防止在將被傳送的數(shù)據(jù)的高頻狀態(tài)轉(zhuǎn)換期間發(fā)生的失真 或通過(guò)低頻環(huán)的狀態(tài)轉(zhuǎn)換延遲，同時(shí)，通過(guò)減小一般電氣消耗，使得制造合成器的高頻通道 的某些電子部件的尺寸最小化。 本發(fā)明因此涉及用于上述頻率合成器的自校準(zhǔn)方法，其中，自校準(zhǔn)方法包含以下 步驟 A)在第一階段中，以合成器輸出上的確定的載波頻率，將第一低通鎖相環(huán)鎖定在 傳輸信道上，將第一命令字供到高頻通道的轉(zhuǎn)換器，其對(duì)應(yīng)于確定的載波頻率，在第一基本 電壓水平上，產(chǎn)生電壓控制振蕩器的第二控制電壓信號(hào)， b)在第二階段中，斷開第一鎖相環(huán)，同時(shí)，對(duì)于電壓控制振蕩器的第一輸入，經(jīng)由 第一環(huán)形濾波器，保持與確定的載波頻率對(duì)應(yīng)的第一控制電壓信號(hào)，在等于載波頻率加最大調(diào)制頻率偏移的第一輸出頻率上，鎖定第二鎖相環(huán)，其包含連接在第一環(huán)的相位比較器 與電壓控制振蕩器的第二輸入之間的高頻通道中的第二低通環(huán)形濾波器，向數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換 器供給表示第一輸出頻率的第二命令字。 C)在第三階段中，斷開第二鎖相環(huán)，同時(shí)，對(duì)于電壓控制振蕩器的第二輸入，經(jīng)由 第二環(huán)形濾波器，保持與第一輸出頻率對(duì)應(yīng)的第二控制電壓信號(hào)，將轉(zhuǎn)換器輸出電壓與存 儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器中的電壓進(jìn)行比較，以便自動(dòng)校準(zhǔn)轉(zhuǎn)換器增益，使得轉(zhuǎn)換器輸出電壓 等于在第二電壓水平上存儲(chǔ)在第二濾波器中的電壓，第二電壓水平與第一基本電壓水平的 偏移限定了最大均衡化調(diào)制頻率偏移，以及 D)在調(diào)制階段，閉合第一鎖相環(huán)并將轉(zhuǎn)換器輸出連接到電壓控制振蕩器的第二輸 入，通過(guò)電壓控制振蕩器，使用在時(shí)間上供到校準(zhǔn)的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器和第一鎖相環(huán)的調(diào)制 器的一系列命令字，用于兩點(diǎn)數(shù)據(jù)調(diào)制。
自校準(zhǔn)方法的特定步驟在從屬權(quán)利要求2到7中限定。 根據(jù)本發(fā)明的自校準(zhǔn)方法的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于，通過(guò)比較運(yùn)行中的第二鎖相環(huán)的高頻
通道中的第二環(huán)形濾波器的電壓與所述轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器可通過(guò)調(diào)節(jié)其
增益自動(dòng)校準(zhǔn)。這種轉(zhuǎn)換器增益在第一鎖相環(huán)的第一鎖相已經(jīng)在確定的載波頻率傳輸信道
上進(jìn)行且第一命令字已經(jīng)被供到轉(zhuǎn)換器輸入以便與所述載波頻率對(duì)應(yīng)后調(diào)節(jié)。 在第二環(huán)進(jìn)行的第一高輸出調(diào)制頻率上的第二鎖相后，第二環(huán)在第三階段中斷
開。這保持近似恒定的校準(zhǔn)電壓，而在第二環(huán)形濾波器中沒有任何波動(dòng)。因此，高頻通道中
的電壓比較有利地在此第三階段中進(jìn)行，基于對(duì)應(yīng)于第一高輸出調(diào)制頻率在第二階段中一
般供到轉(zhuǎn)換器的第二命令字。對(duì)于第一鎖相環(huán)和高頻通道之間的同樣的調(diào)制頻率偏差，轉(zhuǎn)
換器輸出上的電壓偏差或偏移因此借助第二濾波器上恒定的校準(zhǔn)電壓來(lái)校準(zhǔn)。 有利的是，第四階段——其中，第二鎖相環(huán)閉合并鎖定在第二低輸出調(diào)制頻
率——后面是自校準(zhǔn)方法的第五階段，其中，第二環(huán)被斷開，以便存儲(chǔ)第二濾波器的低校準(zhǔn)
電壓。這允許數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器基于第二環(huán)形濾波器存儲(chǔ)的電壓的比較而得到校準(zhǔn)。為了做
到這一點(diǎn)，第三命令字被供到轉(zhuǎn)換器，以便將所述轉(zhuǎn)換器的輸出電壓比較到第二環(huán)形濾波
器的電壓，從而重新調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器增益。對(duì)于數(shù)據(jù)傳輸?shù)念l率調(diào)制可有利地通過(guò)在載波頻率
周圍第一輸出頻率和第二輸出頻率之間的切換來(lái)進(jìn)行。 有利的是，第二鎖相環(huán)包含第二濾波器，其具有關(guān)于第一鎖相環(huán)的第一濾波器的 小尺寸。這種小尺寸的第二濾波器允許向電壓控制振蕩器的第二輸入提供第二控制電壓， 第二輸入具有在大小上與振蕩器第一輸入的第一靈敏度相比低幾個(gè)數(shù)量級(jí)的第二靈敏度， 例如低100倍的數(shù)量級(jí)。故而數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的整個(gè)校準(zhǔn)運(yùn)行以最小數(shù)量的電子部件進(jìn) 行，這相對(duì)于與第一鎖相環(huán)有關(guān)的部件占據(jù)相對(duì)較為有限的位置。 有利的是，第一和/或第二鎖相環(huán)可具有差分結(jié)構(gòu)，特別是電荷泵和環(huán)形濾波器。 由于差分結(jié)構(gòu)，在第一和/或第二電荷泵的逐漸斷開過(guò)程中，可在第一和/或第二環(huán)形濾波 器存儲(chǔ)的電壓中避免某些誤差。 本發(fā)明的目的還在于提供一種使用兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器，其包含用于對(duì)由
與第一鎖相環(huán)組合的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器調(diào)制的數(shù)據(jù)的譜幅值水平進(jìn)行均衡的裝置。 本發(fā)明因此涉及一種用于實(shí)現(xiàn)自校準(zhǔn)方法的頻率合成器，其包含-第一低頻鎖相環(huán)，其中存在基準(zhǔn)振蕩器；連接到基準(zhǔn)振蕩器的相位比較器；經(jīng)
7由第一電荷泵連接到相位比較器的第一低通環(huán)形濾波器；電壓控制振蕩器，其經(jīng)由第一低
頻環(huán)中的具有第一靈敏度的第一變抗器(varactor)的第一輸入連接，用于經(jīng)由第一低通
濾波器接收第一控制電壓信號(hào)；多模式計(jì)數(shù)器-分頻器(multimode counter-divider)，其
受到調(diào)制器的控制，基于由電壓控制振蕩器產(chǎn)生的高頻信號(hào)對(duì)高頻輸出信號(hào)進(jìn)行分頻，從
而供給分頻信號(hào)，用于在相位比較器中與基準(zhǔn)振蕩器的基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比較，以及-高頻通道，其中，放置數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，用于將第二控制電壓信號(hào)供到電壓控制
振蕩器的具有第二靈敏度的第二變抗器的第二輸入，用于高頻數(shù)據(jù)調(diào)制，第二靈敏度在大
小上比第一靈敏度小幾個(gè)數(shù)量級(jí)，第二變抗器獨(dú)立于第一變抗器， 其中，頻率合成器包含高頻通道中的第二環(huán)形濾波器，其可經(jīng)由第二電荷泵連接 在第一環(huán)的相位比較器和電壓控制振蕩器的第二輸入之間，以便形成用于數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器 校準(zhǔn)操作的第二低頻鎖相環(huán)，并且，高頻通道包含電壓比較器，用于在第二鎖相環(huán)鎖定在確 定的輸出頻率上后比較直接來(lái)自數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出電壓與存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器中 的電壓，以便自動(dòng)調(diào)節(jié)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器增益。 頻率合成器的有利的實(shí)施例在從屬權(quán)利要求9到15中定義。 在下面的說(shuō)明書中，基于附圖所示的至少一個(gè)非限制性實(shí)施例，將更為明了使用 兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器的自校準(zhǔn)方法以及用于實(shí)現(xiàn)所述方法的頻率合成器的目的、優(yōu) 點(diǎn)和特征。


圖1以簡(jiǎn)化的方式示出了根據(jù)本發(fā)明用于兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器的一個(gè)實(shí) 施例； 圖2a-2f示出了自校準(zhǔn)方法的多個(gè)步驟，清晰地示出了對(duì)于根據(jù)本發(fā)明的方法的 各個(gè)步驟，圖1的使用兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器的運(yùn)行中的多個(gè)元件；
圖3a與3b示出了通過(guò)兩點(diǎn)頻率合成器的第一低頻鎖相環(huán)以及通過(guò)高頻通道調(diào)制 的數(shù)據(jù)的傳遞或譜函數(shù)的圖；以及 圖4a到4c示出了當(dāng)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換增益不是如圖4a與4b所示校準(zhǔn)時(shí)具有信號(hào)失 真或延遲的隨時(shí)間的頻率調(diào)制。
具體實(shí)施例方式
在下面的說(shuō)明書中，將會(huì)以簡(jiǎn)化的方式介紹對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的使用兩點(diǎn)
(FSK)頻率調(diào)制的頻率合成器的所有部件。具體地示出了對(duì)實(shí)現(xiàn)用于對(duì)由頻率合成器調(diào)制
的數(shù)據(jù)的譜幅值水平進(jìn)行均衡的自校準(zhǔn)方法有貢獻(xiàn)的所有的頻率合成器元件。 圖1示出了使用兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器1的優(yōu)選實(shí)施例。此頻率合成器可特
別用于在射頻信號(hào)中傳輸頻率調(diào)制的數(shù)據(jù)。頻率合成器可構(gòu)成在接近2. 45GHz的頻帶內(nèi)工
作的GFSK發(fā)送器的重要部分。此頻率合成器可用例如0. 18 ii m CMOS技術(shù)制造。 頻率合成器1主要包含第一低頻或低通鎖相環(huán)，以及連接到第一鎖相環(huán)的電壓控
制振蕩器VC0 IO的高頻通道。高頻通道包含數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20以及用于如下所闡釋地
自動(dòng)校準(zhǔn)轉(zhuǎn)換器增益的裝置。頻率精度經(jīng)由第一低頻鎖相環(huán)獲得，切換迅速度通過(guò)高頻通
道獲得。對(duì)于數(shù)據(jù)調(diào)制過(guò)程中的高頻狀態(tài)轉(zhuǎn)換，因此主要使用高頻通道，而對(duì)于低頻狀態(tài)轉(zhuǎn)
8換，使用更為精確的第一鎖相環(huán)。 第一低頻鎖相環(huán)首先包含基準(zhǔn)振蕩器2，其可優(yōu)選為石英振蕩器，用于向相位比較器3供給具有位于16與26MHz之間的頻率的基準(zhǔn)信號(hào)。第一低通環(huán)形濾波器5被構(gòu)成連接裝置的一部分的第一電荷泵4連接到相位比較器。兩條線將相位比較器3連接到第一電荷泵，以便將公知的高低數(shù)字信號(hào)供到第一電荷泵4。這種典型的電荷泵的極化電流可在3ii A左右。 VC0電壓控制振蕩器10可包含兩個(gè)并聯(lián)的專用變抗器，其彼此獨(dú)立。第一振蕩器變抗器具有第一高靈敏度輸入，第二振蕩器變抗器具有第二低靈敏度輸入。振蕩器輸出頻率f(V)為由第一變抗器產(chǎn)生的頻率fl(Vl)和第二變抗器產(chǎn)生的頻率f2(V2)的相加結(jié)果。電容性求和通過(guò)這兩個(gè)變抗器進(jìn)行，不是傳統(tǒng)的輸入電壓求和。 電壓控制振蕩器因此被第一變抗器的第一高靈敏度輸入連接，例如第一鎖相環(huán)中的400MHz/V的大小的數(shù)量級(jí)。電壓控制振蕩器的第一輸入可經(jīng)由第一環(huán)形濾波器5接收第一控制電壓信號(hào)KVC0。此環(huán)形濾波器可以為二階低通濾波器，如低通濾波單元5的三個(gè)電容器(例如20pF，200pF，10pF)和兩個(gè)電阻器(例如100k0hm， 16k0hm)的布置所示。第一環(huán)形濾波器的截止頻率可被選擇為100kHz，依賴于基準(zhǔn)振蕩器2的頻率。
電壓控制振蕩器10能夠產(chǎn)生高頻信號(hào)，其頻率可接近5GHz。然而，來(lái)自發(fā)送器GFSK的調(diào)制數(shù)據(jù)的傳輸在接近2. 45GHz的傳輸信道載波頻率上進(jìn)行。因此，電壓控制振蕩器10在第一鎖相環(huán)中繼以2分頻器(divider-by-two)8，以便供給包含用于傳輸?shù)恼{(diào)制數(shù)據(jù)的高頻輸出信號(hào)Sout。 高頻輸出信號(hào)Sout被由調(diào)制器控制的多模式分頻器計(jì)數(shù)器9分頻，調(diào)制器例如為公知的sigma delta調(diào)制器11。 Sigma delta調(diào)制器可基于基本的三階1-1-1MASH結(jié)構(gòu)建立。多模式分頻器計(jì)數(shù)器9向第一鎖相環(huán)的相位比較器3供給通過(guò)分?jǐn)?shù)-N因子分頻的信號(hào)，用于與基準(zhǔn)振蕩器2的基準(zhǔn)信號(hào)的比較。 為了實(shí)現(xiàn)自校準(zhǔn)方法，第一鎖相環(huán)也包含與第一環(huán)形濾波器5并聯(lián)的單位電壓跟隨器6，其輸入連接在第一電荷泵4的輸出和第一環(huán)形濾波器5之間。第一多工器7在第一輸入上接收來(lái)自單位電壓跟隨器6的電壓信號(hào)，并在第二輸入上接收來(lái)自第一環(huán)形濾波器5的電壓信號(hào)。第一多工器的輸出直接連接到電壓控制振蕩器10的第一輸入，以便供給第一控制電壓信號(hào)KVC0。第一控制電壓信號(hào)KVC0直接來(lái)自第一環(huán)形濾波器5，或直接來(lái)自電壓跟隨器，依賴于未示出的供到第一多工器的控制信號(hào)的狀態(tài)。 如將在下面闡釋的那樣，單位電壓跟隨器用在自校準(zhǔn)方法中，特別是當(dāng)?shù)谝浑姾杀帽魂P(guān)斷時(shí)。在這種情況下，電壓控制振蕩器10的變抗器失去某些電流，其被電壓跟隨器補(bǔ)償，故第一環(huán)形濾波器5的電壓保持恒定，供給第一控制電壓信號(hào)KVCO。然而，一旦校準(zhǔn)操作已經(jīng)結(jié)束，單位電壓跟隨器6必須斷開以便進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制。 電壓跟隨器出于穩(wěn)定性原因必須斷開，因?yàn)楦S器的帶寬必須至少為第一環(huán)形濾波器的截止頻率——其為100kHz的數(shù)量級(jí)——的10倍。另外，單位電壓跟隨器6產(chǎn)生的噪音被轉(zhuǎn)換為相位噪音，其可能對(duì)于連接到第一控制電壓信號(hào)KVC0的電壓控制振蕩器10的寬增益成問(wèn)題。 第一鎖相環(huán)可包含第一電荷泵4和電壓控制振蕩器10之間的差分結(jié)構(gòu)(未示出)。此結(jié)構(gòu)可用第一差分電荷泵、第一差分環(huán)形濾波器5和單位增益差分電壓跟隨器6構(gòu)成。第一多工器7因此可將差分電壓跟隨器輸出或第一環(huán)形濾波器輸出連接到電壓控制振蕩器的第一差分輸入。在此差分結(jié)構(gòu)中，第一差分環(huán)形濾波器的電容值有利地為第一不對(duì)稱環(huán)形濾波器的電容值的一半，這在集成中減小了其表面積。 由于來(lái)自第一差分電荷泵4的差分結(jié)構(gòu)，第一低頻鎖相環(huán)因此從可能發(fā)生的任何干擾隔離。此干擾因此可被抵消，這可能是重要的，因?yàn)殡妷嚎刂普袷幤?0的第一輸入上的高靈敏度(400MHz/V)。因此，所選傳輸信道的載波頻率經(jīng)由第一鎖相環(huán)精確產(chǎn)生。
對(duì)于兩點(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器1的高頻通道因此包含數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器。這種數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20可以用開關(guān)電流源和有源(active)多電阻負(fù)載OTA實(shí)現(xiàn)。電流源例如可在自校準(zhǔn)方法的第一階段中在接收類似0的命令字com的情況下被抵消。如果此字被限定為0，這使得轉(zhuǎn)換器能夠不受轉(zhuǎn)換器增益中的變化的影響。這可能是有利于所述轉(zhuǎn)換器的校準(zhǔn)操作，其將在下面參照?qǐng)D2a到2f介紹。 數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出電壓信號(hào)在低通濾波器25中濾波，其為能在轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘頻率的n倍附近移除調(diào)制數(shù)據(jù)譜中的鏡像(image)頻率的反混淆現(xiàn)象(anti-aliasing)濾波器。這種時(shí)鐘頻率例如可以與基準(zhǔn)信號(hào)頻率相同。低通濾波器25可由簡(jiǎn)單的一階RC結(jié)構(gòu)形成，因?yàn)榈谝粸V波操作已經(jīng)在數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20中執(zhí)行。 低通濾波器25濾波的信號(hào)可被作為第二控制電壓信號(hào)KCVOjiiod被提供給電壓控制振蕩器10的第二變抗器的第二輸入，第二變抗器獨(dú)立于第一變抗器。電壓控制振蕩器的第二輸出——其獨(dú)立于第一輸入——上的電壓靈敏度可以為4MHz/V的數(shù)量級(jí)，其為上面提到的第一輸入的靈敏度的100分之一。這允許數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20以更大的幅值工作，同時(shí)，由于轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘注入，具有較小的分路(spur)。 為了產(chǎn)生具有頻率偏差特性的平坦電壓，電壓控制振蕩器10的調(diào)制變抗器必須在其最大工作增益附近極化。對(duì)于4MHz/V裕度(margin)內(nèi)的靈敏度，以電壓控制振蕩器10的頻率特性，4. 9GHz的+500kHz的最大偏差導(dǎo)致電壓的足夠的線性近似。在這種情況下，對(duì)于第二控制電壓信號(hào)KVC0jiiod，產(chǎn)生+500kHz的頻率偏差必需的最大正電壓偏差在125mV裕度內(nèi)。 應(yīng)當(dāng)注意，使用電壓控制振蕩器的第二變抗器——其與第一鎖相環(huán)的第一變抗器相比具有小得多的靈敏度——最大化了將被實(shí)現(xiàn)的必需的電壓或頻率偏移。這因此也使比較器21的偏移影響——其可以為mV的數(shù)量級(jí)——最小化，并使數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20的噪音最小化。這種偏差可甚至用數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的雙校準(zhǔn)來(lái)移除，以第三階段中的最大調(diào)制頻率偏移(Af)，以及第五校準(zhǔn)階段中的最小調(diào)制頻率偏移(-Af)。 為了能夠自動(dòng)校準(zhǔn)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20的增益，高頻通道還包含校準(zhǔn)裝置，其在轉(zhuǎn)換器自校準(zhǔn)操作過(guò)程中被開通。校準(zhǔn)裝置通過(guò)連接到相位比較器3的第二電荷泵14、第二低通環(huán)形濾波器15、用于將第二環(huán)形濾波器15的電壓與轉(zhuǎn)換器20的輸出電壓進(jìn)行比較的電壓比較器21 、比較器輸出上的用于對(duì)轉(zhuǎn)換器增益進(jìn)行適應(yīng)的控制邏輯22構(gòu)成。第二電荷泵14的典型極化電流可以在40iiA的范圍內(nèi)。 第二環(huán)形濾波器15可以由與電阻器(例如400k0hm)和第二電容器(例如20pF)的第一電容器(例如lpF)構(gòu)成。第二環(huán)形濾波器具有與第一環(huán)形濾波器的尺寸相比較低的尺寸，假定此第二濾波器為第二鎖相環(huán)的一部分，以便在電壓控制振蕩器的第二輸入上提供具有比第一輸入靈敏度低的靈敏度的控制電壓。此第二濾波器的截止頻率可以為77kHz
10的數(shù)量級(jí)。對(duì)于此電壓比較器，其偏差應(yīng)當(dāng)?shù)?，例如低于lmV，以便具有加到對(duì)應(yīng)的頻率偏差的小誤差。另外，應(yīng)當(dāng)具有足夠高到不會(huì)拖慢數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器邏輯的校準(zhǔn)階段的轉(zhuǎn)換速率(slew rate)。應(yīng)當(dāng)使用偏差補(bǔ)償開關(guān)電容器拓?fù)洹?第二鎖相環(huán)也可包含第二電荷泵14與電壓控制振蕩器10之間的差分結(jié)構(gòu)(未示出)。這種結(jié)構(gòu)可用第二差分電荷泵以及第二差分環(huán)形濾波器15構(gòu)成。當(dāng)?shù)诙h(huán)被鎖定時(shí)，第二多工器17因此可將第二環(huán)形濾波器的輸出連接到電壓控制振蕩器的第二差分輸入。由于差分結(jié)構(gòu)，因?yàn)镻M0S晶體管的截止可能比NM0S晶體管的截止慢或快，在傳統(tǒng)的第二電荷泵的逐漸斷開過(guò)程中，這防止了第二環(huán)形濾波器中的電壓誤差。在這種差分結(jié)構(gòu)中，第二差分環(huán)形濾波器的電容值有利地為第二不對(duì)稱環(huán)形濾波器的電容值的一半，其在集成過(guò)程中減小了其表面積。 采用第二電荷泵和第二環(huán)形濾波器的這種差分結(jié)構(gòu)，為了保持不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20、控制邏輯22和比較器21，在第二環(huán)形濾波器和比較器21的輸入之間布置轉(zhuǎn)換裝置可能是有利的。這種轉(zhuǎn)換裝置(未示出)將第二濾波器的差分電壓轉(zhuǎn)換為絕對(duì)電壓，以便與數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器輸出電壓相比較。這種轉(zhuǎn)換裝置可以以傳統(tǒng)的方式經(jīng)由放大器、被連接到放大器輸入和輸出的相同值的四個(gè)電阻器制造。也可在第二差分環(huán)形濾波器和連接到放大器輸入的電阻器之間提供兩個(gè)電壓跟隨器。 控制邏輯22可供給在5位上定義的增益。這可允許250kHz與750kHz最大偏差之間的所有可能的增益，其可導(dǎo)致8kHz的最大偏差誤差，同時(shí)，確保第二控制電壓信號(hào)KVCO_mod是線性的。這種決策算法可基于Newton方法。 對(duì)于轉(zhuǎn)換器自校準(zhǔn)，第二環(huán)形濾波器15經(jīng)由第二多工器17被連接到電壓控制振蕩器10的第二輸入。在這樣的情況下，沒有電壓信號(hào)在連接到第二多工器17的另一輸入的低通濾波器25作為第二控制電壓信號(hào)KVCOjiiod被傳送到電壓控制振蕩器10的第二輸入。在自校準(zhǔn)操作過(guò)程中，第二低通鎖相環(huán)在第二電荷泵14開通、通過(guò)兩條線連接到相位比較器3、第二環(huán)形濾波器15連接到電壓控制振蕩器的第二輸入的情況下實(shí)現(xiàn)。這種第二鎖相環(huán)被制造，以便具有與第一鎖相環(huán)不同的動(dòng)態(tài)。 第二電荷泵14因此為連接裝置的一部分，正如第一電荷泵4一樣。電荷泵的任意一個(gè)可在另一個(gè)被關(guān)斷時(shí)被開通，以便閉合或斷開一個(gè)鎖相環(huán)或另一個(gè)，如下面參照?qǐng)D2a到2f所闡釋。 鎖定檢測(cè)器13也可提供，連接到兩個(gè)電荷泵4、14的兩個(gè)輸入線，以便檢測(cè)兩個(gè)開通鎖相環(huán)中的一個(gè)何時(shí)被鎖定到編程頻率。然而，出于幾個(gè)理由，使用這種類型的鎖定檢測(cè)器不是非常經(jīng)常有用，特別是在所述自校準(zhǔn)方法中。鎖定檢測(cè)器可能不能使用，因?yàn)槠渚哂蟹磻?yīng)時(shí)間，在自校準(zhǔn)方法中，在從一個(gè)階段切換到另一個(gè)時(shí)，反應(yīng)時(shí)間可能是不希望的。其僅僅在大的頻率偏移被注意到的傳輸信道的大的變化過(guò)程中有用。 一旦第一鎖相環(huán)已經(jīng)鎖定，相位偏移非常小，其也可能難以檢測(cè)。另外，這種類型的鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間通常已知，特別是對(duì)于從一個(gè)傳輸信道到另一個(gè)閉合信道的轉(zhuǎn)移。因此，將(決定性(determinist))切換時(shí)間從一個(gè)校準(zhǔn)階段固定到另一個(gè)可能是優(yōu)選的。 通過(guò)將第二鎖相環(huán)鎖定到與加到或從希望的最大調(diào)制頻率偏差或偏移減去的所選載波頻率對(duì)應(yīng)的頻率，可以在后來(lái)的階段中校準(zhǔn)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器。為了做到這一點(diǎn)，在第二鎖相環(huán)已經(jīng)被鎖定到一個(gè)調(diào)制輸出頻率或另一個(gè)后，第二環(huán)逐漸被斷開，以便保持第二
11環(huán)形濾波器15的近似恒定的存儲(chǔ)電壓。第二濾波器的這一電壓于是由電壓比較器21與轉(zhuǎn) 換器的輸出電壓進(jìn)行比較。轉(zhuǎn)換器輸出電壓依賴于供給轉(zhuǎn)換器輸入的命令字com,其表示例 如一個(gè)或其他的希望的調(diào)制輸出頻率。轉(zhuǎn)換器增益因此能由控制邏輯22進(jìn)行適應(yīng)，控制邏 輯22跟在比較器后面，以便使得轉(zhuǎn)換器輸出電壓等于在第二環(huán)形濾波器存儲(chǔ)的電壓。此增 益相對(duì)于基本轉(zhuǎn)換器輸出電壓作為命令字的函數(shù)地受到適應(yīng)，命令字表示例如在合成器輸 出上的希望的載波頻率。 對(duì)于自校準(zhǔn)方法，在將被合成的頻率的編程過(guò)程中，sigma-delta調(diào)制器11作為 數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20接收命令字。為了做到這一點(diǎn)，第三多工器37在輸入上接收命令字com， 或發(fā)送器GFSK的接收模式中的頻率偏移32。此頻率偏移使得可以作為由發(fā)送器接收的射 頻信號(hào)的頻率的函數(shù)地對(duì)將被合成的頻率進(jìn)行適應(yīng)。 因此，在由模式Tx 33控制的調(diào)制模式中，這一第三多工器37將命令字com傳送 到加法器12。加法器進(jìn)行關(guān)于來(lái)自頻率寄存器34的希望發(fā)送信道的頻率的字以及命令字 com的加法。 對(duì)于數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20或sigma-delta調(diào)制器11的各個(gè)二進(jìn)制命令字com優(yōu)選 為4位字。各個(gè)二進(jìn)制命令字通過(guò)多工器27供給，其被定義為調(diào)制多工器。 一般地，用于 轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)操作的二進(jìn)制命令字的4位被限定為在-8與+7之間，但為了關(guān)于0對(duì)稱，它 們僅僅從_7到+7選擇。在這種情況下，二進(jìn)制字0——其表示對(duì)于發(fā)送信道選擇的載波 頻率——為1000。為了表示將被加到載波頻率的最大調(diào)制頻率偏差，二進(jìn)制字Max為二進(jìn) 制字1111。最后，為了表示將從載波頻率減去的最大調(diào)制頻率，二進(jìn)制字Min為二進(jìn)制字 0001。這種配置被限定為N-符號(hào)(N-signed)。 當(dāng)調(diào)制多工器27由2位信號(hào)控制以便將二進(jìn)制字0供到數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20時(shí)， 基本轉(zhuǎn)換器輸出電壓不受對(duì)轉(zhuǎn)換器增益的變化的影響。然而，當(dāng)命令調(diào)制多工器27供給二 進(jìn)制字Max或二進(jìn)制字Min以用于轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)操作，校準(zhǔn)轉(zhuǎn)換器增益具有對(duì)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換 器的輸出電壓水平的直接影響。通過(guò)在電壓比較器21中的電壓比較，這允許轉(zhuǎn)換器輸出電 壓偏差在表示載波頻率的輸出電壓與表示調(diào)制輸出頻率之一的輸出電壓之間受到調(diào)節(jié)。通 過(guò)這種方式，如下面參照?qǐng)D2a到2f所闡釋，可以對(duì)第一鎖相環(huán)中以及高頻通道中的頻率偏 差進(jìn)行均衡，以便避免數(shù)據(jù)調(diào)制過(guò)程中狀態(tài)轉(zhuǎn)換的失真。 當(dāng)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器增益受到自動(dòng)校準(zhǔn)時(shí)，可以將合成器引入數(shù)據(jù)調(diào)制模式。為了 做到這一點(diǎn)，調(diào)制多工器27受到控制，從而連接到以由來(lái)自基準(zhǔn)振蕩器2的基準(zhǔn)信號(hào)提供 的時(shí)鐘信號(hào)作為時(shí)鐘的高斯型數(shù)字濾波器30。高斯型濾波器對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)Tx 31進(jìn)行整形， 以便提供一系列的二進(jìn)制命令字，其能隨著時(shí)間以例如直到2MHz的頻率作為將被發(fā)送的 數(shù)據(jù)的函數(shù)改變狀態(tài)。因此，數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器必須快到足夠跟隨至少1M位/秒的調(diào)制位流 的最大速率，且其一直可到2M位/秒的最大值。 應(yīng)當(dāng)注意，由電壓控制振蕩器10產(chǎn)生的高頻信號(hào)頻率的值為2分頻器8的輸出上 的高頻輸出信號(hào)Sout的頻率的兩倍，其包含頻率調(diào)制數(shù)據(jù)。因此，必須提供對(duì)最大調(diào)制頻 率偏差或偏移A f以及載波頻率f0的加倍，以便在高頻輸出信號(hào)Sout上獲得希望的頻率。 在輸出信號(hào)Sout中，所選擇發(fā)送信道的載波頻率可具有接近于2. 45GHz的值，頻率調(diào)制的 數(shù)據(jù)以至少lMHz的頻率在此載波頻率附近。 在校準(zhǔn)操作之前，當(dāng)高頻通道的調(diào)制頻率偏差不同于第一鎖相環(huán)的調(diào)制頻率偏差
12時(shí)，這導(dǎo)致頻率合成器的輸出信號(hào)的某些偏差或開關(guān)延遲。為了獲得合成器調(diào)制帶寬的整
個(gè)頻率范圍上的調(diào)制過(guò)程中的幾乎恒定的頻率偏差，數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器必須被校準(zhǔn)。 為了表示未校準(zhǔn)的頻率合成器的高頻通道和第一鎖相環(huán)之間的頻率偏差偏移，參
照調(diào)制數(shù)據(jù)譜的圖3a和3b。圖3a和3b示出了第一鎖相環(huán)的第一傳遞函數(shù)Hl以及高頻通
道的第二傳遞函數(shù)H2。例如，這些傳遞函數(shù)可用對(duì)于除以輸入信號(hào)的頻率偏差的dB表達(dá)。
兩個(gè)傳遞函數(shù)的幅值必須被均衡化，以便校準(zhǔn)高頻通道和第一鎖相環(huán)。 如陰影線部分可見，第一傳遞函數(shù)&覆蓋低頻調(diào)制帶寬(BWpJ，其中，第一環(huán)形
濾波器具有例如100kHz的數(shù)量級(jí)的截止頻率。但是，第二傳遞函數(shù)^覆蓋可能超過(guò)由
fm(lMHz)定義的最大調(diào)制頻率的帶寬，頻率合成器必須被校準(zhǔn)為具有直到至少lMHz的調(diào)制
帶寬(BWm。d)。 第一傳遞函數(shù)&的最大幅值被示為小于第二傳遞函數(shù)H2的最大幅值。幅值偏移 AH必須被校正，以便獲得整個(gè)恒定調(diào)制帶寬BWm。d上的最大幅值。電壓控制振蕩器疊加兩 個(gè)傳遞函數(shù)，并進(jìn)行兩個(gè)函數(shù)的加法，如圖3b所示。 圖4a到4c也示出了相對(duì)于所選載波頻率的隨時(shí)間的頻率變化圖，對(duì)應(yīng)于來(lái)自校 準(zhǔn)或未校準(zhǔn)的頻率合成器的輸出信號(hào)S。UT中的數(shù)據(jù)調(diào)制。通過(guò)電壓控制振蕩器，數(shù)據(jù)調(diào)制 由第一鎖相環(huán)和高頻通道合并。 通過(guò)將載波頻率f0與最大調(diào)制頻率偏差或偏移A f相加，其給出f0+ A f ， " 1"調(diào) 制狀態(tài)在輸出信號(hào)S。UT中定義。此"l"狀態(tài)可通過(guò)命令字給出，其對(duì)應(yīng)于到數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換 器以及到sigma-delta調(diào)制器的字Max。 通過(guò)從載波頻率f0中減去最大調(diào)制頻率偏差或偏移Af，其給出fO-Af，"0"調(diào) 制狀態(tài)在輸出信號(hào)S。UT中定義。此"O"狀態(tài)可通過(guò)命令字給出，其對(duì)應(yīng)于到數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換 器和到sigma-delta調(diào)制器的字Min。 如果第二傳遞函數(shù)的最大幅值大于第一傳遞函數(shù)的最大幅值，如圖3a與3b所示， 高頻轉(zhuǎn)換相對(duì)于低頻轉(zhuǎn)換得到強(qiáng)調(diào)，如圖4a所示。因此，在數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器中存在太大的 增益。最大調(diào)制狀態(tài)改變頻率被限定為1/Tc。 相反，如果第一鎖相環(huán)的最大幅值大于高頻通道的最大幅值，狀態(tài)轉(zhuǎn)換如圖4b所 示相對(duì)較慢。因此，在數(shù)據(jù)模擬轉(zhuǎn)換器中不存在足夠的增益。 —旦數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的增益已經(jīng)如下面參照?qǐng)D2a到2f所闡釋被校準(zhǔn)，如圖4c所 示，在整個(gè)調(diào)制帶寬上的輸出信號(hào)中看不到失真或切換延遲。 當(dāng)然，代替圖4a到4c的是，還可以顯示出眼睛形狀的(eye-sh即ed)圖，以便顯示 第一環(huán)和具有數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的高頻通道之間的未調(diào)制的狀態(tài)。如果調(diào)制被執(zhí)行，將會(huì)顯 示眼睛的口徑(即erture)的最大化，而根據(jù)圖4a或4b的未調(diào)制將顯示沿圖的一個(gè)軸線或 其他的平坦眼睛形狀。 參照?qǐng)D2a到2f，頻率合成器1的自校準(zhǔn)方法的所有階段或步驟被示出，以便均衡 由與第一低頻鎖相環(huán)結(jié)合的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20調(diào)制的數(shù)據(jù)的譜幅值水平。應(yīng)當(dāng)注意，在這 些圖的每一個(gè)中，靜止或關(guān)斷的合成器的多個(gè)部分以虛線示出。因此，易于理解用于自動(dòng)校 準(zhǔn)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的多個(gè)階段，一直到實(shí)際數(shù)據(jù)調(diào)制階段。由于頻率合成器l的所有的元 素已經(jīng)參照?qǐng)D1介紹，不再更為具體地闡釋它們。 圖2a示出了用于頻率合成器1的自校準(zhǔn)方法的第一階段或步驟。在這種第一階
13段中，第一鎖相環(huán)已經(jīng)被鎖定到被選擇的發(fā)送信道的載波頻率f。。 調(diào)制多工器27受到控制，以便提供表示載波頻率f。的二進(jìn)制命令字0。此二進(jìn)制 字0被供給數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20，以及經(jīng)由多工器37和加法器12被供給sigma-delta調(diào)制 器11。 Sigma-delta調(diào)制器還接收來(lái)自頻率寄存器34的頻率字，以便能夠限定將由第一鎖 相環(huán)合成的載波頻率fo。 在此第一階段中，第一電荷泵4被開通，而第二電荷泵14被斷開。另外，第一多工 器7被控制，使得其將單位電壓跟隨器6的輸出連接到電壓控制振蕩器的主變抗器的第一 輸入。通過(guò)這種方式，存儲(chǔ)在第一環(huán)形濾波器5中的電壓通過(guò)電壓跟隨器6被發(fā)送，以便供 給第一控制電壓信號(hào)KVC0。 第二多工器17被控制，使得其將低通反混淆現(xiàn)象濾波器25的輸出連接到電壓控 制振蕩器10的第二調(diào)制輸入。數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20因此通過(guò)低通濾波器和第二多工器17 供給等級(jí)依賴于命令字com的第二控制電壓信號(hào)，其在這種情況下為二進(jìn)制字0。采用此二 進(jìn)制字0，所述轉(zhuǎn)換器的第一基本輸出電壓的等級(jí)不隨所述轉(zhuǎn)換器的增益的變化而變化。
作為提醒，假定第一鎖相環(huán)的低截止頻率，例如以1或2M位/秒的數(shù)據(jù)頻率調(diào)制 不能由第一低頻環(huán)進(jìn)行。這也由于基準(zhǔn)振蕩器的基準(zhǔn)頻率在16與26MHz之間，且可能有必 要具有150MHz的數(shù)量級(jí)的頻率，以便具有足夠快的環(huán)。但是，以150MHz的基準(zhǔn)頻率，不可 能降低頻率合成器的電力消耗，然而，可能需要消耗降低。 如果截止頻率在此低頻鎖相環(huán)中被設(shè)置為足夠低，這主要因?yàn)楸仨毐灰瞥?sigma-delta調(diào)制器產(chǎn)生的噪音。然而，用100kHz的數(shù)量級(jí)的截止頻率，頻率合成器近似為 比16MHz的基準(zhǔn)頻率慢九倍。 如果希望在輸出信號(hào)Sout上以1MHz的頻率調(diào)制頻率數(shù)據(jù)，在第一電荷泵之后，帶 寬必須增大到lMHz。用具有這樣的低頻的石英振蕩器，不能期望低頻環(huán)的這種迅速性。對(duì)于 高頻轉(zhuǎn)換，高頻通道因此也用于電壓控制振蕩器。對(duì)于頻率調(diào)制的頻率差受到第一鎖相環(huán) 的控制，其中，小的電壓偏差導(dǎo)致大的頻率差。數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器必須因此給出精確的增益， 以便對(duì)在第一環(huán)中以及由高頻通道調(diào)制的數(shù)據(jù)的譜幅值水平進(jìn)行均衡，其將在下面特別參 照?qǐng)D2b到2e介紹。 由于經(jīng)由數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的高頻通道，所述轉(zhuǎn)換器將能夠?qū)⒏郀顟B(tài)轉(zhuǎn)換注入與更 為精確的第一低頻環(huán)結(jié)合的頻率調(diào)制。如果存在從一個(gè)狀態(tài)到另一個(gè)狀態(tài)的調(diào)制數(shù)據(jù)的快 速轉(zhuǎn)換，通過(guò)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，如果其如所希望地被校準(zhǔn)的話，不存在在輸出信號(hào)中觀測(cè)到 的失真或延遲。 鎖定檢測(cè)器13的鎖定檢測(cè)可確定第一鎖相環(huán)被鎖定到所選載波頻率的瞬間。一 旦檢測(cè)到，其可被轉(zhuǎn)移到圖2b所示的自校準(zhǔn)方法的第二階段。然而，如先前介紹的那樣，這 種類型的鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間一般是已知的，且其可被設(shè)置或編程以便自動(dòng)從自校準(zhǔn)方法的 第一階段轉(zhuǎn)移到第二階段。 圖2b示出了頻率合成器l的自校準(zhǔn)方法的第二階段或步驟。在此第二階段中，第 一電荷泵4必須斷開，以便斷開第一鎖相環(huán)，而第二電荷泵14必須被開通，以便構(gòu)成具有第 二環(huán)形濾波器15的第二鎖相環(huán)。在此第二階段中，比較器21和控制邏輯22可被斷開。
在該方法的第二階段中，必須小心不是突然將第一電荷泵4斷開，因?yàn)檩p微恒定 的電壓誤差可能仍保持存儲(chǔ)在第一環(huán)形濾波器5中，其可能導(dǎo)致數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的后來(lái)的校準(zhǔn)誤差。因此，優(yōu)選為逐漸關(guān)斷第一電荷泵，以便避免這樣的誤差。需要大概60個(gè)周期來(lái)關(guān)斷電荷泵。因此，第一鎖相環(huán)的帶寬被漸進(jìn)且連續(xù)地減小到OHz，處在類似靜態(tài)的過(guò)程中。 在此第二階段中，表示所選擇的載波頻率的存儲(chǔ)在第一環(huán)形濾波器5中的電壓經(jīng)由單位電壓跟隨器6和第一多工器7作為第一控制電壓信號(hào)KVCO被傳送到電壓控制振蕩器的第一輸入。這一存儲(chǔ)的電壓表示第一控制電壓信號(hào)KVCO。如先前所示的，電壓跟隨器可補(bǔ)償電壓控制振蕩器中的電流損失，以便保持第一環(huán)形濾波器5的恒定電壓。
第二多工器17受到控制，以便將第二環(huán)形濾波器15連接到電壓控制振蕩器的第二輸入，從而使第二鎖相環(huán)閉合。第二鎖相環(huán)必須在第一合成器輸出頻率f。+Af在第二階段中被鎖定，其必須對(duì)應(yīng)于載波頻率f。與最大調(diào)制頻率偏差或偏移Af的相加。第二環(huán)路鎖定操作的持續(xù)時(shí)間可以為40iis的數(shù)量級(jí)。為了做到這一點(diǎn)，調(diào)制多工器27必須被控制，以便將二進(jìn)制字Max供給在第二階段中被保持為空閑的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20，特別是sigmadelta調(diào)制器11。 存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的電壓作為第三控制電壓信號(hào)被供到電壓控制振蕩器10的第二輸入，其處于第二電壓水平。第二濾波器15中存儲(chǔ)的此電壓將會(huì)使得數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20在第三階段中被自動(dòng)校準(zhǔn)。 圖2c示出了頻率合成器l的自校準(zhǔn)方法的第三階段或步驟。在此第三階段中，第一電荷泵4保持?jǐn)嚅_，第二電荷泵14斷開，同時(shí)，保持存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的校準(zhǔn)電壓。第二環(huán)形濾波器中的此校準(zhǔn)電壓在整個(gè)轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)步驟中保持基本恒定，即使低的泄漏電流可與電壓控制振蕩器10的第二輸入結(jié)合觀察到。校準(zhǔn)階段可以在4ii s左右，其是第二環(huán)的鎖定持續(xù)時(shí)間的十分之一。 在第三階段中，比較器21、控制邏輯22、數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器運(yùn)行。因此，運(yùn)行電壓比較器21將轉(zhuǎn)換器20的輸出電壓——其具有接收的二進(jìn)制字Max——與存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的電壓進(jìn)行比較。電壓比較器21在控制邏輯22上運(yùn)行?？刂七壿嫻┙o二進(jìn)制字增益，其對(duì)轉(zhuǎn)換器增益進(jìn)行校準(zhǔn)，一直到轉(zhuǎn)換器20的輸出電壓等于在第二電壓等級(jí)上存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的電壓。 在數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)操作過(guò)程中，由于改變所述轉(zhuǎn)換器的增益的二進(jìn)制字增益的變化，在轉(zhuǎn)換器輸出中觀察到幾個(gè)電壓跳變。在對(duì)于轉(zhuǎn)換器20獲得未計(jì)數(shù)的(discounted)增益之前，可能存在經(jīng)由比較器21和控制邏輯22進(jìn)行的例如5個(gè)測(cè)量。二分匹配(dichotomy matching)算法可用于此。 在數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20的輸出上，第一 電壓水平與第二電壓水平之間的電壓偏差或偏移表示相對(duì)于第一鎖相環(huán)將要校準(zhǔn)的最大調(diào)制頻率偏差或偏移A f。
圖2d示出了對(duì)于頻率合成器1的自校準(zhǔn)方法的第四階段或步驟。此第四階段不是對(duì)于校準(zhǔn)頻率合成器嚴(yán)格必需的。然而，第四階段允許頻率合成器更好地線性化。在這種第四階段中，比較器21和控制邏輯22也可斷開。 在第四階段中，第一電荷泵4保持?jǐn)嚅_，保持第一鎖相環(huán)開路，而第二電荷泵14被重新開通，以便與第二環(huán)形濾波器15構(gòu)成第二鎖相環(huán)。此第二鎖相環(huán)此時(shí)必須被鎖定在第二合成器輸出頻率f。_ A f ，其必須對(duì)應(yīng)于從載波頻率f。中減去最大調(diào)制頻率偏差或偏移Af。為了做到這一點(diǎn)，調(diào)制多工器27必須被控制，以便將二進(jìn)制字Min供到在此第四階段中保持為空閑的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20，特別是到sigma delta調(diào)制器11。因此，存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的新電壓此時(shí)在第三電壓水平。 圖2e顯示出頻率合成器l的自校準(zhǔn)方法的第五階段。在此第五階段中，第一電荷泵4保持?jǐn)嚅_，第二電荷泵14重新斷開，同時(shí)，將存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的新校準(zhǔn)電壓保持在第三電壓水平。在整個(gè)轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)步驟中，第二環(huán)形濾波器中的校準(zhǔn)電壓保持為近似恒定，即使低的泄漏電流可與電壓控制振蕩器10的第二輸入結(jié)合觀察到。
在此第五階段中，比較器21、控制邏輯22和數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器運(yùn)行。因此，電壓比較器21將存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的電壓與其已經(jīng)接收到二進(jìn)制字Min的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20的輸出電壓進(jìn)行比較。電壓比較器21的輸出在控制邏輯22上運(yùn)行，以便對(duì)轉(zhuǎn)換器20的增益進(jìn)行適應(yīng)，使得轉(zhuǎn)換器輸出電壓和存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器15中的電壓相同。這種新的轉(zhuǎn)換器增益匹配能移除頻率合成器中的某些非線性缺陷。 最后，圖2f顯示出所述頻率合成器一旦已經(jīng)校準(zhǔn)時(shí)對(duì)于頻率合成器1的自校準(zhǔn)方法末尾的調(diào)制階段。 在此調(diào)制階段中，第二電荷泵14斷開，第一電荷泵4重新開通。然而，在此調(diào)制階段中，單位電壓跟隨器6必須斷開。因此，第一多工器7受到控制，以便直接將第一環(huán)形濾波器5連接到電壓控制振蕩器10的第一輸入。 在高頻通道之后，第二多工器17受到控制，以便將反折疊效應(yīng)(anti-folding)低通濾波器25直接連接到電壓控制振蕩器10的第二輸入。第二控制電壓信號(hào)KVC0jiiod可由數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器20提供。 調(diào)制多工器27此時(shí)受到控制，以便基于將在高頻輸出信號(hào)S。UT中受到調(diào)制的數(shù)據(jù)Tx 31在輸出上供給來(lái)自高斯型數(shù)字濾波器30的一系列命令字。此一系列的命令字經(jīng)由多工器37和加法器12被提供給sigma delta調(diào)制器11和轉(zhuǎn)換器20 二者。由于轉(zhuǎn)換器20的增益被校準(zhǔn)，高頻通道與第一鎖相環(huán)的組合使得高頻信號(hào)在沒有任何失真或數(shù)字調(diào)制切換延遲的情況下被獲得。 由已經(jīng)給出的介紹，在不脫離權(quán)利要求限定的本發(fā)明的范圍的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以想到合成器自校準(zhǔn)方法和用于實(shí)現(xiàn)所述方法的合成器的幾種變型。在連接裝置中，電荷泵可用開關(guān)代替，但電荷泵結(jié)構(gòu)與開關(guān)結(jié)構(gòu)相比相對(duì)較為簡(jiǎn)單和迅速。電壓控制振蕩器的兩個(gè)輸入上的靈敏度可被改變。可能存在將被校準(zhǔn)和連接到電壓控制振蕩器的第二輸入的兩個(gè)或兩個(gè)以上的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器?；鶞?zhǔn)振蕩器頻率可被改變或適應(yīng)。最后，電壓控制振蕩器可在輸出上產(chǎn)生相位相反的兩個(gè)高頻信號(hào)。
權(quán)利要求
用于可進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸?shù)膬牲c(diǎn)頻率調(diào)制的頻率合成器(1)的自校準(zhǔn)方法，頻率合成器包含-第一低頻鎖相環(huán)，其中具有基準(zhǔn)振蕩器(2)；連接到基準(zhǔn)振蕩器的相位比較器(3)；第一低通環(huán)形濾波器(5)；電壓控制振蕩器(10)，其經(jīng)由第一低頻環(huán)中具有第一靈敏度的第一變抗器的第一輸入連接，用于經(jīng)由第一低通濾波器接收第一控制電壓信號(hào)(KVCO)；多模式計(jì)數(shù)器-分頻器(9)，其由調(diào)制器(11)控制，以便基于由電壓控制振蕩器產(chǎn)生的高頻信號(hào)對(duì)高頻輸出信號(hào)(SOUT)進(jìn)行分頻，從而供給分頻信號(hào)，用于在相位比較器中與基準(zhǔn)振蕩器的基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比較，以及-高頻通道，其中具有數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)，其用于向電壓控制振蕩器(10)的具有第二靈敏度的第二變抗器的第二輸入供給第二控制電壓信號(hào)(KVCO mod)，用于高頻數(shù)據(jù)調(diào)制，第二靈敏度在大小上比第一靈敏度小幾個(gè)數(shù)量級(jí)，第二變抗器獨(dú)立于第一變抗器，自校準(zhǔn)方法的特征在于包含以下步驟a)在第一階段中，以合成器輸出上的確定的載波頻率(f0)，將第一低通鎖相環(huán)鎖定在傳輸信道上，并且，將第一命令字(0，com)供到高頻通道中的轉(zhuǎn)換器，其對(duì)應(yīng)于確定的載波頻率，在第一基本電壓水平上，產(chǎn)生電壓控制振蕩器的第二控制電壓信號(hào)，b)在第二階段中，斷開第一鎖相環(huán)，同時(shí)，經(jīng)由第一環(huán)形濾波器，對(duì)于電壓控制振蕩器的第一輸入，保持與確定的載波頻率對(duì)應(yīng)的第一控制電壓信號(hào)，在等于載波頻率加最大調(diào)制頻率偏移的第一輸出頻率(f0+Δf)上，鎖定第二鎖相環(huán)，其包含連接在第一環(huán)的相位比較器(3)與電壓控制振蕩器的第二輸入之間的高頻通道中的第二低通環(huán)形濾波器(15)，向數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器供給表示第一輸出頻率(f0+Δf)的第二命令字(Max，com)，c)在第三階段中，斷開第二鎖相環(huán)，同時(shí)，經(jīng)由第二環(huán)形濾波器，對(duì)于電壓控制振蕩器的第二輸入，保持與第一輸出頻率(f0+Δf)對(duì)應(yīng)的第二控制電壓信號(hào)，將轉(zhuǎn)換器輸出電壓與存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器中的電壓進(jìn)行比較，以便自動(dòng)校準(zhǔn)轉(zhuǎn)換器增益，使得轉(zhuǎn)換器輸出電壓等于在第二電壓水平上存儲(chǔ)在第二濾波器中的電壓，第二電壓水平與第一基本電壓水平的偏移限定了最大均衡化調(diào)制頻率偏移，以及d)在調(diào)制階段，閉合第一鎖相環(huán)并將轉(zhuǎn)換器輸出連接到電壓控制振蕩器的第二輸入，通過(guò)電壓控制振蕩器，使用在時(shí)間上供到校準(zhǔn)的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器和第一鎖相環(huán)的調(diào)制器的一系列命令字(30，31)，用于兩點(diǎn)數(shù)據(jù)調(diào)制。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1的自校準(zhǔn)方法，其特征在于，在步驟c)與步驟d)之間，其包含以下 步驟-在第四階段中，閉合并將第二鎖相環(huán)鎖定在第二輸出頻率(f。-Af)上，其為從載波頻 率中減去最大調(diào)制頻率偏差的結(jié)果，將第三命令字(Min， com)供給數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)， 表示第二輸出頻率，以及-在第五階段中，斷開第二鎖相環(huán)，同時(shí)，經(jīng)由第二環(huán)形濾波器，對(duì)于電壓控制振蕩器的 第二輸入，保持與第二輸出頻率(f。-Af)對(duì)應(yīng)的第二控制電壓信號(hào)，將轉(zhuǎn)換器輸出電壓與 存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器中的電壓進(jìn)行比較，以便自動(dòng)校準(zhǔn)轉(zhuǎn)換器增益，使得轉(zhuǎn)換器輸出電 壓等于在第三電壓水平上在第二濾波器中存儲(chǔ)的電壓，第三電壓水平與第一基本電壓水平 的偏移限定了最大均衡化調(diào)制頻率偏移。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1的自校準(zhǔn)方法，其中，第一鎖相環(huán)包含相位比較器(3)與第一環(huán)形濾波器(5)之間的第一電荷泵(4)，第二鎖相環(huán)包含相位比較器(3)與第二環(huán)形濾波器(15) 之間的第二電荷泵(14)，其特征在于，第一鎖相環(huán)經(jīng)由第一電荷泵被斷開或閉合，第二鎖相 環(huán)經(jīng)由第二電荷泵被斷開或閉合，在斷開階段，第一電荷泵和/或第二電荷泵被逐漸斷開， 特別是在60周期之后，其中，第一和/或第二鎖相環(huán)的帶寬逐漸且連續(xù)減小到0Hz，以便以 良好限定的水平保持第一濾波器和/或第二濾波器中的恒定電壓。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l的自校準(zhǔn)方法，其特征在于，第一到第五階段中，第一控制電壓信號(hào) 由在輸入上連接到第一環(huán)形濾波器的單位電壓跟隨器(6)供給，以便補(bǔ)償電壓控制振蕩器 的第一變抗器中的泄漏電流。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4的自校準(zhǔn)方法，其中，第一多工器(7)被布置在電壓控制振蕩器 (10)的第一輸入與單位電壓跟隨器(6)及第一環(huán)形濾波器(5)的輸出之間，其特征在于，在 第一到第五階段中，第一多工器(7)受到控制，以便將電壓跟隨器連接到電壓控制振蕩器 的第一輸入，而在調(diào)制階段，第一多工器受到控制，以便將第一低通濾波器連接到電壓控制 振蕩器的第一輸入。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l的自校準(zhǔn)方法，其中，第二多工器(17)被布置在電壓控制振蕩器的 第二輸入與連接到數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)的低通反混淆現(xiàn)象濾波器(25)及第二環(huán)形濾波器 (15)的輸出之間，其特征在于，在第一階段和調(diào)制階段中，第二多工器(17)受到控制以將 電壓控制振蕩器的第二輸入連接到反混淆現(xiàn)象濾波器(25)，以便直接供給來(lái)自數(shù)字模擬轉(zhuǎn) 換器(20)輸出的第二控制電壓信號(hào)，且在第二到第五階段中，第二多工器受到控制，以便 將電壓控制振蕩器的第二輸入連接到第二環(huán)形濾波器，從而接收第三控制電壓信號(hào)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1的自校準(zhǔn)方法，其特征在于，在合成器運(yùn)行模式中，在各個(gè)編程運(yùn)行 時(shí)間段結(jié)束時(shí)，或一旦合成器被開通時(shí)，進(jìn)行數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)步驟，在輸出上連接到比 較器(21)的控制邏輯(22)通過(guò)例如5位字等的二進(jìn)制字來(lái)對(duì)轉(zhuǎn)換器增益進(jìn)行適應(yīng)。
8. 用于實(shí)現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1的自校準(zhǔn)方法的頻率合成器(l)，頻率合成器能夠進(jìn)行數(shù) 據(jù)傳輸?shù)膬牲c(diǎn)頻率調(diào)制，所述頻率合成器包含-第一低頻鎖相環(huán)，其中具有基準(zhǔn)振蕩器(2);連接到基準(zhǔn)振蕩器的相位比較器(3); 經(jīng)由第一電荷泵(5)連接到相位比較器的第一低通環(huán)形濾波器(5);電壓控制振蕩器(10)，其經(jīng)由第一低頻環(huán)中具有第一靈敏度的第一變抗器的第一輸入連接，用于經(jīng)由第一低通濾波器接收第一控制電壓信號(hào)(KVC0);多模式計(jì)數(shù)器-分頻器(9)，其由調(diào)制器(11)控制，以 便基于由電壓控制振蕩器產(chǎn)生的高頻信號(hào)對(duì)高頻輸出信號(hào)(S。UT)進(jìn)行分頻，從而供給分頻 信號(hào)，用于在相位比較器中與基準(zhǔn)振蕩器的基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行比較，以及-高頻通道，其中具有數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)，其用于向電壓控制振蕩器(10)中具有第二靈敏度的第二變抗器的第二輸入供給第二控制電壓信號(hào)(KVC0 mod)，用于高頻數(shù)據(jù)調(diào) 制，第二靈敏度在大小上比第一靈敏度小幾個(gè)數(shù)量級(jí)，第二變抗器獨(dú)立于第一變抗器，頻率合成器的特征在于包含高頻通道中的第二環(huán)形濾波器(15)，其可經(jīng)由第二電荷泵 (14)連接在第一環(huán)的相位比較器(3)與電壓控制振蕩器(10)的第二輸入之間，以便形成第 二低頻鎖相環(huán)，用于數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器校準(zhǔn)運(yùn)行，并且，高頻通道包含電壓比較器(21)，在第 二鎖相環(huán)鎖定在確定的輸出頻率上之后，電壓比較器(21)用于將直接來(lái)自數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換 器(20)的輸出電壓與存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器中的電壓進(jìn)行比較，以便自動(dòng)調(diào)節(jié)數(shù)字模擬 轉(zhuǎn)換器增益。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于包含高頻通道中的控制邏輯(22)，用 于接收來(lái)自電壓比較器(21)的輸出信號(hào)，以便供給用于調(diào)節(jié)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)增益的 二進(jìn)制字，其中，二進(jìn)制字可以為5位的字。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于包含第一鎖相環(huán)中的單位電壓跟隨 器(6)，其一個(gè)輸入被連接到第一環(huán)形濾波器的一個(gè)輸入，電壓跟隨器的一個(gè)輸出可被連接 到電壓控制振蕩器的第一輸入，所述單位電壓跟隨器被提供為補(bǔ)償電壓控制振蕩器變抗器 中的任何電流泄漏。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10的頻率合成器(l)，其特征在于包含布置在電壓控制振蕩器(10) 的第一輸入與單位電壓跟隨器(6)以及第一環(huán)形濾波器(5)的輸出之間的第一多工器(7)， 第一多工器被控制，以便將電壓跟隨器或第一環(huán)形濾波器連接到電壓控制振蕩器的第一輸 入。
12. 根據(jù)權(quán)利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于包含布置在電壓控制振蕩器(10) 的第二輸入與連接到數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)的低通反混淆現(xiàn)象濾波器(25)以及第二環(huán)形濾 波器(15)的一個(gè)輸出之間的第二多工器(17)，第二輸入的第二靈敏度是第一輸入的第一 靈敏度的100分之一的數(shù)量級(jí)，特別是大約4MHz/V，第二多工器受到控制，以便將反混淆現(xiàn) 象濾波器或第二環(huán)形濾波器連接到電壓控制振蕩器的第二輸入。
13. 根據(jù)權(quán)利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于，第一鎖相環(huán)包含由第一差分電荷 泵、第一差分環(huán)形濾波器和差分電壓跟隨器構(gòu)成的差分結(jié)構(gòu)，用于將差分電壓跟隨器的輸 出或第一環(huán)形濾波器的輸出連接到電壓控制振蕩器的第一差分輸入。
14. 根據(jù)權(quán)利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于，第二鎖相環(huán)包含由第二差分電荷 泵和第二差分環(huán)形濾波器構(gòu)成的差分結(jié)構(gòu)，其中，當(dāng)?shù)诙i相環(huán)閉合時(shí)，第二環(huán)形濾波器的 輸出用于到電壓控制振蕩器的第二差分輸入的連接。
15. 根據(jù)權(quán)利要求8的頻率合成器，其特征在于包含將至少一個(gè)調(diào)制頻率命令字供給 數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)以及sigma delta轉(zhuǎn)換器的調(diào)制多工器(27)，用于控制第一或第二鎖 相環(huán)的多模式計(jì)數(shù)器-分頻器，并且，數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)由開關(guān)電流源和有源多電阻負(fù) 載0TA形成。
全文摘要
本發(fā)明涉及使用兩點(diǎn)FSK調(diào)制的頻率合成器的自校準(zhǔn)方法。用于實(shí)現(xiàn)自校準(zhǔn)方法的頻率合成器(1)包含第一鎖相環(huán)和高頻通道，高頻通道包含由該方法校準(zhǔn)的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)，其連接到電壓控制振蕩器的第二輸入。第一鎖相環(huán)包含基準(zhǔn)振蕩器(2)、相位比較器(3)、第一電荷泵(4)、第一環(huán)形濾波器(5)、由第一環(huán)中的第一輸入連接的電壓控制振蕩器(10)、由調(diào)制器(11)控制并連接到相位比較器的多模式分頻器計(jì)數(shù)器(9)。對(duì)于校準(zhǔn)操作，頻率合成器包含連接到相位比較器(3)的第二電荷泵(14)以及高頻通道中的第二環(huán)形濾波器(15)。當(dāng)?shù)诙姾杀帽婚_通時(shí)，其與連接到電壓控制振蕩器的第二濾波器形成第二鎖相環(huán)。為了對(duì)轉(zhuǎn)換器增益進(jìn)行校準(zhǔn)，在斷開先前被鎖定在確定的輸出頻率上的第二鎖相環(huán)的第二電荷泵之后，電壓比較器(21)將數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(20)的輸出電壓與存儲(chǔ)在第二環(huán)形濾波器中的電壓進(jìn)行比較。
文檔編號(hào)H03C3/09GK101777873SQ200910175688
公開日2010年7月14日 申請(qǐng)日期2009年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月3日
發(fā)明者A·卡薩格蘭德 申請(qǐng)人:斯沃奇集團(tuán)研究和開發(fā)有限公司