專利名稱：用于變頻的系統(tǒng)、方法、和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信。
背景
許多用于將信息從一地傳送到另一地的技術(shù)包括一個(gè)或更多個(gè)變頻操作。在 發(fā)射應(yīng)用中，例如攜帶信息的信號(hào)可以被上變頻成射頻(RF)信號(hào)以供在諸如無(wú) 線信道或者導(dǎo)電或光導(dǎo)電纜之類的介質(zhì)上傳輸。在接收應(yīng)用中，攜帶信息的RF信 號(hào)可以從這樣的介質(zhì)接收到并且被下變頻到中頻或到基帶以供處理和/或解調(diào)。
通?；祛l器被用于執(zhí)行變頻操作。在典型的應(yīng)用中，混頻器被安排成將位于 初始頻率FO處的信號(hào)乘以本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)以獲得位于和頻與差頻處的分 量。例如，可以使用正交混頻操作以根據(jù)諸如以下的表達(dá)式來(lái)獲得90度異相的兩 個(gè)信道
cos( )cos(^。0 =會(huì)(cos[(^。 + ioy] + C0S[(6V。 - "io>])，
cos( )si—。0 =會(huì)(sin[(6V。 + wi0 >] - sin[(cyF?！?>])。
如有必要，可以通過(guò)對(duì)混頻器輸出進(jìn)行帶通濾波來(lái)選擇每個(gè)信道中這兩個(gè)所得頻率 分量中合需的那一個(gè)。
在外差電路中，中頻(IF)與基帶和RF兩者都顯著不同，如此使得基帶與 RF之間的轉(zhuǎn)換典型地是在兩級(jí)或更多級(jí)中執(zhí)行的。在零差或即"零IF"電路中， LO信號(hào)的頻率實(shí)質(zhì)性地等于RF，如此使得該信號(hào)在一級(jí)中在基帶與RF之間轉(zhuǎn)換。 在其他被稱為為"低IF"或"近零IF"的技術(shù)中，IF接近基帶(例如，幾百kHz或更低)。
概述
根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的裝置包括變頻器，該變頻器具有被配置成如此生成第一互
補(bǔ)本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)對(duì)和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)以使得第一互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)與 第二互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)之間的相位差實(shí)質(zhì)性地等于90度的信號(hào)發(fā)生器。該變頻器還 包括被配置和安排成將射頻(RF)電流信號(hào)與第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻的第一混 頻器、以及被配置和安排成將該RF電流信號(hào)與第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻的第二混 頻器。在該裝置中，信號(hào)發(fā)生器被配置成將第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成 為具有實(shí)質(zhì)性地少于50%的占空因數(shù)。
根據(jù)一實(shí)施例的變頻方法包括如此生成第一互補(bǔ)本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)對(duì)和 第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)以使得第一互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)與第二互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)之間的相 位差實(shí)質(zhì)性地等于90度。該方法還包括在第一通道中將射頻(RF)電流信號(hào)與第 一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻，以及在第二通道中將該RF電流信號(hào)與第二互補(bǔ)LO信號(hào) 對(duì)混頻。在該方法中，第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)具有實(shí)質(zhì)性地少于50% 的占空因數(shù)。
根據(jù)另一實(shí)施例的裝置包括變頻器，其具有用于生成第一互補(bǔ)本機(jī)振蕩器 (LO)信號(hào)對(duì)和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)如此使得第一互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)與第二互補(bǔ)對(duì) 中的信號(hào)之間的相位差實(shí)質(zhì)性地等于90度的裝置。該變頻器還包括用于在第一通 道中將射頻(RP)電流信號(hào)與第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻的裝置，以及用于在第二 通道中將該RF電流信號(hào)與第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻的裝置。在該裝置中，上述用 于生成的裝置被配置成將第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地 少于50%的占空因數(shù)。
附圖簡(jiǎn)要說(shuō)明
圖1示出包括兩個(gè)混頻器的變頻器的框圖。
圖lb示出驅(qū)動(dòng)跨阻放大器的變頻器的框圖。
圖2a示出有源混頻器的實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖2b示出有源混頻器的另一種實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖3a示出無(wú)源混頻器的示意圖。
圖3b示出圖3a中圖解的無(wú)源混頻器的另一個(gè)示意圖。圖4示出基于無(wú)源電流換向混頻器架構(gòu)的變頻器100的框圖。
圖5示出變頻器100的示例110的框圖。 圖6a示出偏置安排的示例的示意圖。 圖6b示出偏置安排的另一示例的示意圖。 圖7示出MOSFET特性曲線的示例。
圖8示出正交的一組占空因數(shù)為50%的本機(jī)振蕩器信號(hào)的圖。
圖9示出4分頻計(jì)數(shù)器的框圖。
圖IO示出多相濾波器的示意圖。
圖11示出圖8的這組本機(jī)振蕩器信號(hào)中的工作周期之間的交迭的示例。
圖12示出緣于圖11的時(shí)段A中所示交迭的跨通道電路路徑的示例。
圖13示出緣于圖11的時(shí)段B中所示交迭的跨通道電路路徑的示例。
圖14示出I和Q混頻器之間的電阻性隔離的示例。
圖15示出根據(jù)一實(shí)施例的一組本機(jī)振蕩器信號(hào)的示例。
圖16示出可用于將圖8中所示的這組LO信號(hào)轉(zhuǎn)換成圖15中所示的這組LO 信號(hào)的邏輯電路的框圖。
圖17示出可用于將圖8中所示的這組LO信號(hào)轉(zhuǎn)換成一組占空因數(shù)少于25% 的LO信號(hào)的邏輯電路的框圖。
詳細(xì)說(shuō)明
一般期望如此執(zhí)行變頻以使得轉(zhuǎn)換增益被最大化和/或經(jīng)轉(zhuǎn)換信號(hào)中的噪聲電 平被最小化。
本文中把術(shù)語(yǔ)"節(jié)點(diǎn)"用成包括其作為"電路中電勢(shì)不變的區(qū)域"的通常含 意。本文中把術(shù)語(yǔ)"端子"用成包括其作為電路、設(shè)備或元件的"端節(jié)點(diǎn)"的通常
曰^ o
盡管出于便利考慮，以下描述主要提及為信號(hào)接收而配置的應(yīng)用和設(shè)備，但 所公開(kāi)的結(jié)構(gòu)和方法也可應(yīng)用于為信號(hào)傳送而配置的應(yīng)用和設(shè)備，并且這樣的應(yīng)用 被明示地構(gòu)想了的并且由此被公開(kāi)。
盡管本文中遵循將混頻器的相對(duì)端標(biāo)記為"RF"和"IF"的慣例，但將本文 中所公開(kāi)的變頻器和其他結(jié)構(gòu)用于直接變換或即"零IF"應(yīng)用(即，在RF與基帶 之間直接變換)也是被明示地構(gòu)想了的并且由此被公開(kāi)。因此，應(yīng)理解正如本文中 所使用的標(biāo)記"IF"不過(guò)是指示位于RF與LO頻率之差頻處的信號(hào)，而該頻率可以實(shí)質(zhì)性地等于0 (即，基帶信號(hào))。
圖la示出基于包括兩個(gè)混頻器10i、 10q的正交混頻器架構(gòu)的變頻器的框圖， 其中這兩個(gè)混頻器各自耦合至差分RF輸入并且輸出正交IF信號(hào)對(duì)中相應(yīng)的一個(gè)。 混頻器可用各種方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。例如， 一些實(shí)現(xiàn)使用傳輸線結(jié)構(gòu)、無(wú)源組件(電阻器、 電容器、和/或電感器)、和/或二極管。然而，絕大多數(shù)混頻器是用諸如雙極結(jié)型 晶體管(BJT)或金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET)之類的可以被制 作成具有合需的質(zhì)量—諸如低成本、小特征尺寸、以及良好的可再現(xiàn)性的有 源器件來(lái)實(shí)現(xiàn)的。MOSFET包括配置成控制跨過(guò)溝道區(qū)域的電流流向的柵極，其 中溝道區(qū)域靠近柵極但與其絕緣并且具有兩端(稱為"漏極"和"源極")，柵極 的兩側(cè)一邊一個(gè)。
目前，混頻器典型地被實(shí)現(xiàn)為開(kāi)關(guān)混頻器。開(kāi)關(guān)混頻器被配置成將RF信號(hào)乘 以根據(jù)本機(jī)振蕩器頻率和相位在具有實(shí)質(zhì)性地相等的振幅和相反的幅值(例如， + 1和-l)的兩個(gè)值之間交替的序列。這樣的混頻器是使用被安排成在混頻器輸出 端子之間切換該RF信號(hào)的兩側(cè)的諸如BJT或MOSFET之類的器件來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
開(kāi)關(guān)混頻器架構(gòu)可以被配置成切換RF電壓("電壓換向"架構(gòu))或RF電流 ("電流換向"架構(gòu))。圖lb示出基于電流換向正交混頻器架構(gòu)的變頻器的框圖。 在該示例中，開(kāi)關(guān)混頻器12i、 12q的輸出驅(qū)動(dòng)在此被實(shí)現(xiàn)為帶反饋的差分運(yùn)算放 大器的相應(yīng)各個(gè)跨阻放大器20i、 20q，其將電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)。
開(kāi)關(guān)混頻器可以根據(jù)有源配置或無(wú)源配置來(lái)實(shí)現(xiàn)。圖2a示出也被稱為Gilbert 單元的雙平衡有源電流換向混頻器電路的一個(gè)示例的示意圖。該電路包括差分跨導(dǎo) 級(jí)(Ml、 M2)和正交混頻器核心(M3-M6)?；祛l器核心包括兩個(gè)差分對(duì)(M3、 M4以及M5、 M6)并且作為全平衡的倒相電流開(kāi)關(guān)來(lái)操作?；祛l器核心開(kāi)關(guān)的柵 極被安排成由互補(bǔ)(這就是說(shuō)，180度異相)的本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)對(duì)LO+、 LO-來(lái)驅(qū)動(dòng)。典型地期望每個(gè)LO信號(hào)具有實(shí)質(zhì)性地接近50。/。的占空因數(shù)(例如， 以避免偶次諧波)。
如圖2b中所示，提供要被切換(或即"被轉(zhuǎn)向")的偏置電流的電流源可以 實(shí)現(xiàn)為有源器件M7。替換地，電流源可以實(shí)現(xiàn)為電感器或LC電路(例如，在RF 頻率處諧振的并聯(lián)LC槽路)。在另一個(gè)示例中，器件M1、 M2的源極直接而非 通過(guò)電流源連接至Vss軌。也有可能由兩個(gè)混頻器核心(例如，I通道中一個(gè)并且 Q通道中一個(gè))來(lái)共享公共的跨導(dǎo)級(jí)。匹配負(fù)載Z^可以如圖2b中所示地實(shí)現(xiàn)為電 阻器。替換地，匹配負(fù)載可以實(shí)現(xiàn)為或者包括諸如電感器之類的其他無(wú)源組件，或者實(shí)現(xiàn)為有源負(fù)載。
有源混頻器的一個(gè)潛在缺點(diǎn)是通常被稱為"閃爍噪聲"的l/f噪聲。將RF信 號(hào)從開(kāi)關(guān)混頻器的差分對(duì)中的一個(gè)開(kāi)關(guān)切換到另一個(gè)的動(dòng)作并不是瞬時(shí)發(fā)生的，并 且有源混頻器在差分對(duì)中的兩個(gè)開(kāi)關(guān)都導(dǎo)通(即，兩個(gè)器件的溝道皆在導(dǎo)電)時(shí)產(chǎn) 生閃爍噪聲。該時(shí)段被稱為"交越點(diǎn)"，并且其在本機(jī)振蕩器的波形變成倒圓角的 而非方形時(shí)可能會(huì)發(fā)生，在高頻處尤甚。該閃爍噪聲在混頻器輸出處是可見(jiàn)的并且
一般與開(kāi)關(guān)器件中的DC偏置電流的電平成比例。
閃爍噪聲具有與頻率成反比的功率譜密度。在外差架構(gòu)中，混頻器輸出頻率 典型地遠(yuǎn)高于在其中閃爍噪聲很顯著的頻率范圍。然而由于閃爍噪聲在低頻上占優(yōu)
勢(shì)，因此其對(duì)零差("零IF"或"直接轉(zhuǎn)換")和低IF架構(gòu)會(huì)變成重大問(wèn)題?；?頻器開(kāi)關(guān)的閃爍噪聲一般是前端閃爍噪聲的主導(dǎo)貢獻(xiàn)因素。
通過(guò)使用無(wú)源混頻器而非有源混頻器可以大大地減少混頻器中的閃爍噪聲產(chǎn) 生。圖3a示出包括4個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)Nl-N4的無(wú)源混頻器的示意圖。圖3b示出 表明其環(huán)形結(jié)構(gòu)的相同電路的另一個(gè)圖。由于無(wú)源混頻器的開(kāi)關(guān)的溝道實(shí)質(zhì)性地不
攜帶DC電流，因此由開(kāi)關(guān)產(chǎn)生閃爍噪聲的情況可以在很大程度上被消除，并且該 特征是無(wú)源混頻器在對(duì)1/f噪聲敏感的應(yīng)用中的主要優(yōu)點(diǎn)。
開(kāi)關(guān)混頻器中的開(kāi)關(guān)的尺寸可以根據(jù)一方面的線性性和匹配與另一方面的噪 聲和驅(qū)動(dòng)要求之間的合需折衷來(lái)最優(yōu)化。較大的開(kāi)關(guān)將趨于具有增進(jìn)線性性和匹配 的較低導(dǎo)通電阻，但會(huì)具有較大的寄生電容，而這會(huì)提高噪聲和驅(qū)動(dòng)要求。在一個(gè) 示例中，無(wú)源混頻器的實(shí)現(xiàn)的開(kāi)關(guān)Nl-N4被配置成具有在約為300 - 400 (三百到 四百)的范圍中的W/L比。
如以上述及的，無(wú)源混頻器在實(shí)質(zhì)性地沒(méi)有偏置電流的情況下操作，且由此 典型地比有源混頻器消耗更少功率并產(chǎn)生少很多的閃爍噪聲。然而，無(wú)源混頻器也 具有少于單位1的轉(zhuǎn)換增益(即，有轉(zhuǎn)換損耗)如此使得無(wú)源混頻器的輸出通常必 須要被放大。典型地，無(wú)源混頻器之后跟隨有可以包括運(yùn)算放大器(或稱"運(yùn)放") 的放大級(jí)。遺憾的是，運(yùn)放對(duì)閃爍噪聲和白噪聲兩者皆有貢獻(xiàn)，其中閃爍噪聲在低 頻(例如，對(duì)于CMOS設(shè)計(jì)是少于幾MHz)上占優(yōu)勢(shì)。期望能使放大級(jí)對(duì)噪聲貢 獻(xiàn)的程度最小化。
如圖3a、 3b中所示的無(wú)源混頻器50可用作電壓換向混頻器或電流換向混頻 器。圖4示出基于包括無(wú)源混頻器50的兩個(gè)實(shí)例50i、 50q的電流換向正交混頻器 架構(gòu)的變頻器100的示例。變頻器100具有將RF電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成電流信號(hào)并AC耦合至這些混頻器的跨導(dǎo)級(jí)(包括器件Tl、 T2)。在另一示例中，器件Tl、 T2 的源極直接而非通過(guò)電流源連接至Vss軌。本機(jī)振蕩器信號(hào)(未示出)也可以AC 耦合(電容性耦合)至相應(yīng)各個(gè)混頻器開(kāi)關(guān)柵極。每個(gè)混頻器驅(qū)動(dòng)低阻抗負(fù)載，其 在本例中為相應(yīng)閉環(huán)運(yùn)放20i、 20q的虛擬接地。在一些情形中，每個(gè)無(wú)源混頻器 50i、 50q還具有跨其輸出端子連接的小電容器(例如，用以移除高頻分量)。
圖5示出其中使用MOSFET來(lái)實(shí)現(xiàn)電流源的變頻器100的示例110。對(duì)這些 器件的柵極偏置電壓可以藉由各種技術(shù)來(lái)產(chǎn)生。圖6a示出其中對(duì)器件Tl、 T2起 到有源負(fù)載作用的這些器件是自偏置的一個(gè)示例。在該具體示例中，這些有源負(fù)載 器件中的每一個(gè)是經(jīng)由其柵極與源極之間的電阻性路徑來(lái)二極管式連接的。圖6b
示出其中使用共模反饋(CMFB)電路來(lái)偏置有源負(fù)載器件的另一個(gè)偏置示例。在 這樣的安排中也可以使用其他形式的CMFB電路。無(wú)論有源負(fù)載器件是自偏置的 還是使用CMFB電路來(lái)偏置的，都可以使用電流鏡來(lái)設(shè)置有源器件向跨導(dǎo)器件T1、 T2提供DC電流的DC工作點(diǎn)，如圖6a和6b中所示。替換地，可以使用另一種 形式的偏置電壓生成電路來(lái)產(chǎn)生這些柵極偏置電壓中的一個(gè)或更多個(gè)，諸如帶隙基 準(zhǔn)電壓發(fā)生器或PTAT (與絕對(duì)溫度成正比的)偏置電路。
圖7示出M0SFET特性曲線的示例，其中Ids表示漏扱與源板(即，分別為n 溝道MOSFET的溝道區(qū)域的最正端和最負(fù)端)之間的電流，Vos表示漏極與源極 之間的電壓，VciS表示柵極與源極之間的電壓，而VT表示該器件的閩值電壓。正 如從該圖可以領(lǐng)會(huì)到的那樣，MOSFET的阻抗(dVDS/dIDS)取決于該器件在其中 工作的區(qū)域。有源混頻器的開(kāi)關(guān)典型地被偏置成在飽和區(qū)中工作，從而導(dǎo)致高阻抗。 無(wú)源混頻器的開(kāi)關(guān)N1-N4被偏置成鄰近閾值以在線性(或"三極管")區(qū)中工作 并由此具有低阻抗。
如以上述及的，開(kāi)關(guān)混頻器的柵極典型地由互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)來(lái)驅(qū)動(dòng)。圖8示出 典型的一組用于驅(qū)動(dòng)正交混頻器架構(gòu)的混頻器的正交本機(jī)振蕩器信號(hào)的圖。I+和 Q+信號(hào)是卯度異相的，并且每一者具有180度異相的補(bǔ)(I-、 Q-)。在該示例中， 這4個(gè)LO信號(hào)中的每一個(gè)具有以本機(jī)振蕩器頻率并根據(jù)此特定信號(hào)的相位在0與 1之間交替的振幅。典型地將本機(jī)振蕩器信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地接近50%的占空 因數(shù)，這減少了偶次諧波。
圖9示出可用于生成如圖8中所示的一組正交本機(jī)振蕩器信號(hào)的4分頻電路 的一個(gè)示例。該分頻器取差分時(shí)鐘輸入(如圖8中所示的時(shí)鐘信號(hào)CLK及其補(bǔ) CLKB)并且生成用于I和Q通道兩者的軌對(duì)軌差分輸出。如圖4中所示，該分頻器包括比倒相器小(例如，小4倍)并且被安排在差分路徑之間的鎖存器，其可以 幫助維護(hù)快速的信號(hào)切換和良好的差分平衡。包括D觸發(fā)器或差分倒相器的4分 頻電路也是已知的。
在一些情形中，將振蕩器實(shí)現(xiàn)為生成以LO頻率的4倍來(lái)運(yùn)行的時(shí)鐘信號(hào)或許 是不可行的(例如，在甚高頻率或甚低功率應(yīng)用中)或可能因其他原因而不可取。 在這樣的情形中，可使用諸如多相濾波器或其他相移網(wǎng)絡(luò)之類的另一種結(jié)構(gòu)來(lái)生成 這組正交LO信號(hào)。圖10示出配置成生成如圖8中所示的一組正交本機(jī)振蕩器信 號(hào)的二次多相濾波器的一個(gè)示例?？捎糜谏蛇@些正交LO信號(hào)的其他結(jié)構(gòu)的示例 包括傳輸線結(jié)構(gòu)和基于運(yùn)放的全通網(wǎng)絡(luò)。
無(wú)源混頻器中的開(kāi)關(guān)的低阻抗在實(shí)踐中可能會(huì)導(dǎo)致若干問(wèn)題。例如，I和Q通 道之間的不良隔離是可能會(huì)因在正交變頻器中使用無(wú)源混頻器而出現(xiàn)的一個(gè)重大 問(wèn)題。如圖8中所示，例如通常使用占空因數(shù)約為50%的LO信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)正交的開(kāi) 關(guān)混頻器對(duì)。從該圖可以領(lǐng)會(huì)，在任何時(shí)刻，信號(hào)I+和I-中有一個(gè)為高，并且信 號(hào)Q+和Q-中有一個(gè)為高。圖11圖解在信號(hào)I+的活動(dòng)半周期期間的兩個(gè)交迭時(shí)段 的示例。盡管具體的活動(dòng)信號(hào)對(duì)每半周期就改變，但是作為這種交迭的結(jié)果，在任 何時(shí)刻I和Q混頻器兩者中都有開(kāi)關(guān)是導(dǎo)通的。
由于無(wú)源混頻器中開(kāi)關(guān)的低阻抗之故，因此使兩側(cè)上的開(kāi)關(guān)在同時(shí)開(kāi)路就會(huì) 創(chuàng)生出在I混頻器的輸出端子與Q混頻器的輸出端子之間的路徑。圖12中的加粗 線示出對(duì)應(yīng)于圖11中所示的交迭時(shí)段A的在I與Q混頻器輸出之間的路徑的示例， 而圖13中的加粗線示出對(duì)應(yīng)于圖11中所示的交迭時(shí)段B的在I與Q混頻器輸出 之間的路徑的示例。當(dāng)這些混頻器被安排成驅(qū)動(dòng)低阻抗輸入(諸如運(yùn)放的虛擬接地) 時(shí)，這些路徑的一種效應(yīng)是每個(gè)混頻器呈現(xiàn)低阻抗輸出。
由運(yùn)放產(chǎn)生的噪聲電流與如在該運(yùn)放輸入處呈現(xiàn)的前級(jí)輸出阻抗成反比。因 此，圖8的架構(gòu)中的無(wú)源混頻器開(kāi)關(guān)通道的低輸出阻抗可能導(dǎo)致來(lái)自運(yùn)放級(jí)的噪聲 貢獻(xiàn)更高。I與Q通道之間的低阻抗也可能導(dǎo)致有在帶沿附近不對(duì)稱的上邊帶和下 邊帶傳遞函數(shù)。在包括無(wú)源混頻器的正交混頻器架構(gòu)中，將I和Q混頻器輸入彼 此隔離是可取的。這樣的隔離可以幫助減少跟在這些混頻器之后的放大器級(jí)的輸出 處的噪聲，和/或保持增益跨帶寬的平坦性。
避免I與Q無(wú)源混頻器之間的交叉耦合效應(yīng)的一種辦法是使用分路器將差分 RF輸入的每一側(cè)拆分成兩條分開(kāi)的路徑。雖然該辦法可以有效地使混頻器彼此隔 離，但很可能合適的分路器將會(huì)是片外組件，由此增大了制造成本和電路占地，同時(shí)分路器的插入損耗將進(jìn)一步增加總轉(zhuǎn)換損耗。如圖13中所示，另一種辦法
是將每個(gè)混頻器的輸入端子與RF輸入電阻性地隔離。雖然這樣的隔離可以減少I 和Q混頻器的泄漏和交叉耦合，但該辦法也是未臻最優(yōu)的。除了有會(huì)減少電壓凈
空并且可能增加轉(zhuǎn)換損耗的很大電壓降之外，電阻器還將貢獻(xiàn)熱噪聲。
在電流換向正交混頻器架構(gòu)中，在混頻器之間添加分路器或其他隔離級(jí)會(huì)減
小對(duì)每個(gè)混頻器可用的RF電流并且由此減小轉(zhuǎn)換增益。可能會(huì)減小電流換向正交 混頻器架構(gòu)中的轉(zhuǎn)換增益——即便在沒(méi)有隔離級(jí)的情況下亦是如此——的另一個(gè) 因素是I和Q混頻器的交迭導(dǎo)通時(shí)段(例如，如圖ll中所示那樣)。不管該架構(gòu) 是包括有源混頻器還是無(wú)源混頻器，這樣的開(kāi)關(guān)交迭皆允許RF電流在這兩個(gè)混頻 器之間被拆分。如圖ll中所示，I和Q通道的開(kāi)關(guān)交迭在使用占空因數(shù)為50y。的 本機(jī)振蕩器信號(hào)的正交開(kāi)關(guān)混頻器架構(gòu)中會(huì)恒常地發(fā)生。
在根據(jù)一實(shí)施例的方法中，混頻是使用占空因數(shù)少于50%的LO信號(hào)來(lái)執(zhí)行 的。盡管當(dāng)使用這樣的LO信號(hào)時(shí)每個(gè)混頻器中的開(kāi)關(guān)具有更短的導(dǎo)通時(shí)段，但在 該時(shí)間期間RF電流中有更多被交換到該混頻器，從而收獲轉(zhuǎn)換增益上總的理論增 加。關(guān)于在混頻器下游出現(xiàn)的噪聲(其一般在基帶附近的頻率上占優(yōu)勢(shì))，該增加 可得到更高的信噪比(SNR)。通過(guò)減少或消除I和Q通道中的無(wú)源混頻器交迭的 導(dǎo)通時(shí)段，這樣的操作還可以減少運(yùn)放噪聲并且可以減少或消除對(duì)通道之間的隔離 級(jí)的需要。當(dāng)使用例如占空因數(shù)為25。/。或更少的LO信號(hào)時(shí)，每刻只有一個(gè)混頻器 是導(dǎo)通的。
圖15示出正交的一組占空因數(shù)為25%的本機(jī)振蕩器信號(hào)的一個(gè)示例。如同在 圖8中所示的那組LO信號(hào)中一樣，I+和Q+信號(hào)是90度異相的，并且每一者具有 180度異相的補(bǔ)(I-、 Q-)。在此示例中，這4個(gè)LO信號(hào)中的每一個(gè)具有以本機(jī) 振蕩器頻率并根據(jù)此特定信號(hào)的相位在0與1之間交替的振幅。
圖16示出包括4個(gè)與(AND)門(mén)的可用于從一組占空因數(shù)為50y。的LO信號(hào) 生成一組占空因數(shù)為25%的LO信號(hào)的邏輯電路的一個(gè)示例?？梢詫⑷鐖D8或9中 所示的LO信號(hào)發(fā)生器修改為包括這樣的電路或其等效。在另一種實(shí)現(xiàn)中，將如圖 8或9中所示的LO信號(hào)發(fā)生器修改成直接產(chǎn)生一組占空因數(shù)為25%的LO信號(hào)。
對(duì)(A)使用占空因數(shù)為50。/。的互補(bǔ)的方波LO信號(hào)對(duì)的混頻器架構(gòu)可預(yù)期望 的理論轉(zhuǎn)換增益與(B)對(duì)使用占空因數(shù)為25%的互補(bǔ)的方波LO信號(hào)對(duì)的混頻器 架構(gòu)可預(yù)期的理論轉(zhuǎn)換增益的比較可以根據(jù)混頻操作的以下表達(dá)式來(lái)計(jì)算<formula>formula see original document page 16</formula>
其中^。是輸入信號(hào)的頻率而^。是每個(gè)LO信號(hào)的基波分量的頻率。使用符號(hào)a 和卩來(lái)表示對(duì)于輸入及LO頻率的相應(yīng)權(quán)重，并且使用下標(biāo)1和2來(lái)表示使用占空 因數(shù)分別為50%和25%的LO信號(hào)的混頻操作，我們可以將這些理論轉(zhuǎn)換增益之比 表達(dá)為
<formula>formula see original document page 16</formula>
首先，我們考慮對(duì)于這些輸入信號(hào)的權(quán)重a之比。當(dāng)使用占空因數(shù)為50%的 LO信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)正交的開(kāi)關(guān)混頻器對(duì)時(shí)，在任何時(shí)刻I和Q混頻器兩者中都有開(kāi)關(guān) 是導(dǎo)通的。當(dāng)使用占空因數(shù)為50%的LO信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)例如圖2或3中所示的正交的 差分混頻器對(duì)時(shí)，在任何時(shí)刻I和Q混頻器每一者中有開(kāi)關(guān)對(duì)是導(dǎo)通的。圖ll圖 解這樣的交迭開(kāi)關(guān)激活的示例。這種交迭導(dǎo)致RF電流在這些混頻器之間被拆分， 如此使得在有混頻器開(kāi)關(guān)或開(kāi)關(guān)對(duì)導(dǎo)通的任何時(shí)刻，該混頻器僅接收到RF輸入電 流的一半。然而當(dāng)使用占空因數(shù)為25n/。的LO信號(hào)時(shí)，在有混頻器開(kāi)關(guān)或開(kāi)關(guān)對(duì)導(dǎo) 通的任何時(shí)刻，該混頻器接收到RF輸入電流的全部。由此比率^/^等于2。
對(duì)于LO信號(hào)的權(quán)重p之間的關(guān)系可以通過(guò)在頻域中考慮這些LO信號(hào)來(lái)決
定。周期性的矩形脈沖串的傅立葉變換可以使用以下級(jí)數(shù)來(lái)表達(dá)
<formula>formula see original document page 16</formula>
其中」是增益常數(shù)而Z)是每個(gè)脈沖的占空因數(shù)。在該表達(dá)式中，第一項(xiàng)代表DC 偏移并且求和項(xiàng)代表基波(對(duì)于/=1)和諧波(對(duì)于/>1)。對(duì)于等于0.5的占空 因數(shù)O而言，對(duì)所有偶數(shù)/的求和項(xiàng)等于0，從而該LO信號(hào)不包含偶次諧波。對(duì) 于不等于0.5的D值而言，對(duì)應(yīng)于偶次諧波的求和項(xiàng)中至少有一些是非零的。 從以上級(jí)數(shù)，我們可以將基波頻率分量表達(dá)為
<formula>formula see original document page 16</formula>
對(duì)于50。/。的占空因數(shù)D而言，因子sin(7iD)等于1。對(duì)于25W的占空因數(shù)D而言， 因子sin(兀D)等于VI/2。由于,(0的其他因子與占空因數(shù)不相關(guān)，因此LO信號(hào) 的基波頻率分量的權(quán)重之比A/A等于V^/2。
通過(guò)將這兩個(gè)權(quán)重比的值代入以上表達(dá)式我們可以對(duì)理論轉(zhuǎn)換增益之比求值
<formula>formula see original document page 17</formula>
該比率單獨(dú)適用于I和Q通道中的每一個(gè)。由于當(dāng)使用一組占空因數(shù)為25。/。的LO 信號(hào)時(shí)(與使用一組占空因數(shù)為50。/。的LO信號(hào)時(shí)相比)I和Q通道中的每一者 由此達(dá)成V^的理論增益，因此總的理論信號(hào)增益為3dB。
當(dāng)使用25%而非50%的LO占空因數(shù)時(shí)，可預(yù)期關(guān)于在這些混頻器的下游(例 如，在運(yùn)放中)出現(xiàn)的噪聲在SNR上有3dB的增益。例如，可預(yù)期跟在混頻器之 后的放大級(jí)(例如，放大器20)的輸出處在SNR上有3dB的增益。盡管該增益或 許不適用于如由混頻器接收到時(shí)那樣在信號(hào)中出現(xiàn)的噪聲(例如，來(lái)自LNA的噪 聲)，但在一些應(yīng)用中，主導(dǎo)噪聲源出現(xiàn)在混頻級(jí)之后。對(duì)于基于例如無(wú)源混頻器 的變頻器而言，閃爍噪聲絕大部分來(lái)自跟在這些混頻器之后的運(yùn)放。
當(dāng)將一組正交LO信號(hào)生成為具有25%的占空因數(shù)時(shí)，如施加在混頻器處時(shí) 那樣的信號(hào)將很可能因可能由諸如寄生電容等效應(yīng)導(dǎo)致的諸如波形倒圓角之類的 畸變而具有大于25%的占空因數(shù)。從圖15可以領(lǐng)會(huì)到，如果占空因數(shù)超過(guò)25%， 則I與Q通道之間的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間交迭就可能發(fā)生。這樣的交迭可能如上所討論 地導(dǎo)致RF電流拆分和/或更高的運(yùn)放噪聲。在進(jìn)一步實(shí)施例中，將這些LO信號(hào)生 成為具有少于25%的占空因數(shù)。在一個(gè)這樣的示例中，將這些LO信號(hào)生成為具有 實(shí)質(zhì)性地少于25%的占空因數(shù)(在LO信號(hào)的占空因數(shù)的上下文中，"實(shí)質(zhì)性地少 于"意為"少10%或更多")。例如，LO信號(hào)發(fā)生器可以被配置成生成一組占空 因數(shù)為20%或甚至15。/。的LO信號(hào)。圖17示出具有4個(gè)與門(mén)和4個(gè)延遲元件的可 用于將圖8中所示的這組LO信號(hào)轉(zhuǎn)換成一組占空因數(shù)少于25。/。的LO信號(hào)的邏輯 電路的一個(gè)示例。在該情形中，每個(gè)輸出信號(hào)bl+Z-、 60+/-的合需占空因數(shù)可以通 過(guò)為每個(gè)延遲元件選擇恰適的延遲值來(lái)配置。可以將如圖8或9中所示的LO信號(hào) 發(fā)生器修改為包括這樣的電路或其等效。在另一種實(shí)現(xiàn)中，將如圖8或9中所示的 LO信號(hào)發(fā)生器修改成直接產(chǎn)生一組占空因數(shù)為257。的LO信號(hào)。由于基波頻率分 量的幅值隨著占空因數(shù)變小而下降，因此期望為特定應(yīng)用確定預(yù)期可以避免開(kāi)關(guān)交 迭的占空因數(shù)值同時(shí)又將占空因數(shù)保持在接近25%。
LO信號(hào)中的諧波可能致使混頻器輸出信號(hào)中產(chǎn)生不想要的分量。占空因數(shù)例 如接近25%的LO信號(hào)具有可能致使產(chǎn)生位于頻率^。±2^。處的分量的強(qiáng)二次
諧波。在一些情形中，可能期望對(duì)混頻器輸出進(jìn)行濾波或者以其他方式從經(jīng)混頻信號(hào)的兩個(gè)或更多個(gè)主頻率分量中選擇一個(gè)。如以上提及的，例如可以納入跨每個(gè)混頻器的輸出端子的小電容器來(lái)抑制高頻。
提供前面對(duì)所描述的實(shí)施例的介紹是為了使得本領(lǐng)域任何技術(shù)人員皆能制作或使用本發(fā)明。對(duì)這些實(shí)施例的各種修改是可能的，并且本文中給出的普適原理也可以應(yīng)用到其他實(shí)施例。例如， 一實(shí)施例可以部分或整個(gè)地實(shí)現(xiàn)為硬連線電路、制作在專用集成電路中的電路配置、或者加載到非易失性存儲(chǔ)中的固件程序或作為機(jī)器可讀代碼從或向數(shù)據(jù)存儲(chǔ)介質(zhì)(諸如半導(dǎo)體或其他易失性或非易失性存儲(chǔ)器、或諸如盤(pán)之類的磁和/或光介質(zhì))中加載的軟件程序，其中這些代碼是可由諸如微處理器或其他數(shù)字信號(hào)處理單元或有限狀態(tài)機(jī)等邏輯元件陣列執(zhí)行的指令。
實(shí)施例還可以包括如在所附權(quán)利要求書(shū)中闡述并通過(guò)對(duì)結(jié)構(gòu)性實(shí)施例的操作的描述而在本文中明示公開(kāi)的變頻方法。這些方法中的每一個(gè)可以作為機(jī)器可讀代碼有形地實(shí)施在一個(gè)或更多個(gè)數(shù)據(jù)存儲(chǔ)介質(zhì)中。
使用變頻的無(wú)線通信應(yīng)用的示例包括無(wú)線通信用便攜式設(shè)備，諸如蜂窩電話、
個(gè)人數(shù)字助理(PDA)、尋呼機(jī)、便攜式電子郵件設(shè)備(諸如Blackberry (黑莓) )、以及消費(fèi)用和其他用途的衛(wèi)星設(shè)備(例如，GPS接收機(jī)、訂閱音樂(lè)接收機(jī)、電視接收機(jī))。無(wú)線通信用設(shè)備的其他示例包括配置成在無(wú)線局域和/或個(gè)域網(wǎng)上通信的設(shè)備，諸如遵從諸如IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.lla、 802.11b、和/或802.11n， IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.15.4 (也稱為ZigBee )，和IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.15.1 (Bluetooth (藍(lán)牙)TM)等一個(gè)或更多個(gè)規(guī)范的版本的設(shè)備，和/或超寬帶(UWB)設(shè)備。實(shí)施例包括如本文中所公開(kāi)的、配置成供與任何這樣的示例一起使用的方法和結(jié)構(gòu)。
如本文中描述那樣的變頻器的實(shí)現(xiàn)可以實(shí)施在芯片中，可能作為可包括輸入級(jí)(例如，包括晶體管Tl、 T2的跨導(dǎo)級(jí))、輸出級(jí)(例如，諸如運(yùn)放20i、 20q之類的跨阻放大器)、和/或正交本機(jī)振蕩器信號(hào)發(fā)生器的較大電路的一部分。這樣的芯片還可以包括用于信號(hào)接收和/或傳送的其他電路系統(tǒng)，諸如低噪聲放大器、功率放大器、調(diào)制器、解調(diào)器、和/或數(shù)字信號(hào)處理器。實(shí)施例還包括本文中所公開(kāi)結(jié)構(gòu)的硬件描述語(yǔ)言(諸如各種Verilog或VHDL)形式的規(guī)范，以及包括一個(gè)或更多個(gè)這樣的結(jié)構(gòu)的消費(fèi)電子設(shè)備(例如，蜂窩電話)。由此，本發(fā)明并非旨在被限定于以上所示出的實(shí)施例，而是應(yīng)被授予與以任何方式在本文中公開(kāi)的原理和新穎性特征一致的最寬范圍。
權(quán)利要求
1. 一種包括變頻器的裝置，所述變頻器包括信號(hào)發(fā)生器，配置成如此生成第一互補(bǔ)本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)對(duì)和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)以使得所述第一互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)與所述第二互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)之間的相位差實(shí)質(zhì)性地等于90度；第一混頻器，被配置和安排成將射頻(RF)電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻；以及第二混頻器，被配置和安排成將所述RF電流信號(hào)與所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻，其中所述信號(hào)發(fā)生器被配置成將所述第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地少于50％的占空因數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述信號(hào)發(fā)生器被配置成將所述 第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地等于25%的占空因數(shù)。
3. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述信號(hào)發(fā)生器被配置成將所述 第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地少于25%的占空因數(shù)。
4. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第一混頻器被配置和安排成 將差分RF電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻，以及其中所述第二混頻器被配置和安排成將所述差分RF電流信號(hào)與所述第二互 補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻。
5. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述變頻器包括被配置和安排成 基于RF電壓信號(hào)來(lái)輸出所述RF電流信號(hào)的跨導(dǎo)級(jí)。 —
6. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第一和第二混頻器各自包括 無(wú)源混頻器。
7. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第一混頻器被配置成根據(jù)所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)來(lái)使所述RF電流信號(hào)換向，以及其中所述第二混頻器被配置成根據(jù)所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)來(lái)使所述RP電流信號(hào)換向。
8. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第一混頻器被配置成隨著時(shí)間推移地根據(jù)所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)的振幅來(lái)周期性地倒轉(zhuǎn)所述RF電流信號(hào)的相位，以及其中所述第二混頻器被配置成隨著時(shí)間推移地根據(jù)所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)的振幅來(lái)周期性地倒轉(zhuǎn)所述RF電流信號(hào)的相位。
9. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第一和第二混頻器各自包括Gilbert單元。
10. 如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第一混頻器被配置成將所述RF電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻以產(chǎn)生基于所述RF電流信號(hào)的同相分量的基帶信號(hào)，以及其中所述第二混頻器被配置成將所述RF電流信號(hào)與所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻以產(chǎn)生基于所述RF電流信號(hào)的正交分量的基帶信號(hào)。
11. 如權(quán)利要求l所述的裝置，其特征在于，所述變頻器包括第一跨阻放大器，被安排成從所述第一混頻器接收基于所述RF電流信號(hào)和所述第一互補(bǔ)對(duì)的經(jīng)變頻信號(hào)；以及第二跨阻放大器，被安排成從所述第二混頻器接收基于所述RF電流信號(hào)和所述第二互補(bǔ)對(duì)的經(jīng)變頻信號(hào)。
12. 如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，所述第一和第二跨阻放大器之中至少有一者包括運(yùn)算放大器。
13. 如權(quán)利要求3所述的裝置，其特征在于，所述裝置是集成電路。
14. 如權(quán)利要求3所述的裝置，其特征在于，所述裝置是納入所述變頻器的無(wú)線通信用設(shè)備。
15. 如權(quán)利要求3所述的裝置，其特征在于，所述裝置包括納入所述變頻器的蜂窩電話。
16. —種具有如權(quán)利要求3所述的裝置的硬件描述語(yǔ)言形式的機(jī)器可執(zhí)行規(guī)范的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)介質(zhì)。
17. —種變頻方法，所述方法包括-如此生成第一互補(bǔ)本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)對(duì)和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)以使得所述第一互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)與所述第二互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)之間的相位差實(shí)質(zhì)性地等于90度；在第一通道中將射頻(RF)電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻；以及在第二通道中將所述RF電流信號(hào)與所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻，其中所述第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)具有實(shí)質(zhì)性地少于50%的占空因數(shù)。
18. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述方法包括將所述第一和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地等于25%的占空因數(shù)。
19. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述方法包括將所述第一和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有少于25%的占空因數(shù)。
20. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述方法包括將所述第一和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地少于25%的占空因數(shù)。
21. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述在第一通道中混頻包括將差分RF電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻，以及其中所述在第二通道中混頻包括將所述差分RF電流信號(hào)與所述第二互補(bǔ)LO 信號(hào)對(duì)混頻。
22. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述方法包括將RF電 壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成所述RF電流信號(hào)。
23. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述在第一通道中混頻 包括根據(jù)所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)來(lái)使所述RF電流信號(hào)換向，以及其中所述在第一通道中混頻包括根據(jù)所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)來(lái)使所述RF電 流信號(hào)換向。
24. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述在第一通道中混頻 包括隨著時(shí)間推移地根據(jù)所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)的振幅來(lái)周期性地倒轉(zhuǎn)所述RF 電流信號(hào)的相位，以及其中所述在第二通道中混頻包括隨著時(shí)間推移地根據(jù)所述第二互補(bǔ)LO信號(hào) 對(duì)的振幅來(lái)周期性地倒轉(zhuǎn)所述RF電流信號(hào)的相位。
25. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述方法包括在所述第 一通道中將基于所述RF電流信號(hào)和所述第一互補(bǔ)對(duì)的經(jīng)變頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信 號(hào)，以及在所述第二通道中將基于所述RF電流信號(hào)和所述第二互補(bǔ)對(duì)的經(jīng)變頻信 號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)。
26. 如權(quán)利要求17所述的變頻方法，其特征在于，所述在第一通道中混頻 包括將所述RF電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)對(duì)混頻以產(chǎn)生基于所述RF信號(hào)的同相分 量的第一基帶信號(hào)，以及其中所述在第二通道中混頻包括將所述RF電流信號(hào)與所述第二互補(bǔ)對(duì)混頻 以產(chǎn)生基于所述RF信號(hào)的正交分量的第二基帶信號(hào)。
27. —種包括變頻器的裝置，所述變頻器包括用于如此生成第一互補(bǔ)本機(jī)振蕩器(LO)信號(hào)對(duì)和第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)以使 得所述第一互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)與所述第二互補(bǔ)對(duì)中的信號(hào)之間的相位差實(shí)質(zhì)性地等于90度的裝置；在第一通道中的用于將射頻(RF)電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻 的裝置；以及在第二通道中的用于將所述RF電流信號(hào)與所述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻的裝置，其中所述用于生成的裝置被配置成將所述第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào) 生成為具有實(shí)質(zhì)性地少于50%的占空因數(shù)。
28. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述用于生成的裝置被配置 成將所述第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地等于25%的占空 因數(shù)。
29. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述用于生成的裝置被配置 成將所述第一和第二互補(bǔ)對(duì)中的每一個(gè)信號(hào)生成為具有實(shí)質(zhì)性地少于25%的占空 因數(shù)。
30. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述變頻器包括用于將RF 電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成所述RF電流信號(hào)的裝置。
31. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述在第一通道中的用于混 頻的裝置被配置成根據(jù)所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)來(lái)使所述RF電流信號(hào)換向，以及其中所述在第二通道中的用于混頻的裝置被配置成根據(jù)所述第二互補(bǔ)LO信 號(hào)對(duì)來(lái)使所述RF電流信號(hào)換向。
32. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述在第一通道中的用于混 頻的裝置被配置成隨著時(shí)間推移地根據(jù)所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)的振幅來(lái)周期性 地倒轉(zhuǎn)所述RF電流信號(hào)的相位，以及其中所述在第二通道中的用于混頻的裝置被配置成隨著時(shí)間推移地根據(jù)所述 第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)的振幅來(lái)周期性地倒轉(zhuǎn)所述RF電流信號(hào)的相位。
33. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述在第一通道中的用于混頻的裝置被配置成將所述RF電流信號(hào)與所述第一互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻以產(chǎn)生基于 所述RF電流信號(hào)的同相分量的基帶信號(hào)，以及其中所述在第二通道中的用于混頻的裝置被配置成將所述RF電流信號(hào)與所 述第二互補(bǔ)LO信號(hào)對(duì)混頻以產(chǎn)生基于所述RF電流信號(hào)的正交分量的基帶信號(hào)。
34. 如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述變頻器包括 用于將從所述在第一通道中的用于混頻的裝置接收到的并且是基于所述RF電流信號(hào)和所述第一互補(bǔ)對(duì)的經(jīng)變頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)的裝置；以及用于將從所述在第二通道中的用于混頻的裝置接收到的并且是基于所述RF 電流信號(hào)和所述第二互補(bǔ)對(duì)的經(jīng)變頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)的裝置。
35. 如權(quán)利要求29所述的裝置，其特征在于，所述裝置是集成電路。
36. 如權(quán)利要求29所述的裝置，其特征在于，所述裝置包括納入所述變頻 器的無(wú)線通信用設(shè)備。
37. 如權(quán)利要求29所述的裝置，其特征在于，所述裝置包括納入所述變頻 器的蜂窩電話。
全文摘要
根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的方法包括使用正交的一組占空因數(shù)實(shí)質(zhì)性地少于50％的本機(jī)振蕩器信號(hào)來(lái)執(zhí)行對(duì)射頻電流信號(hào)的混頻操作。其他實(shí)施例包括使用正交的一組占空因數(shù)少于25％的本機(jī)振蕩器信號(hào)。
文檔編號(hào)H03D7/16GK101490947SQ200780026473
公開(kāi)日2009年7月22日 申請(qǐng)日期2007年7月10日 優(yōu)先權(quán)日2006年7月11日
發(fā)明者A·哈德吉克里斯托, G·K·薩和塔, 偉 卓, 彭索蒂 申請(qǐng)人:高通股份有限公司