專利名稱：失真補償電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及適用于對由高頻功率放大器發(fā)生的非線性失真進行 補償?shù)氖д嫜a償電路。
背景技術：
在高頻功率放大電路中，通常，將動作點設定在附加效率高的飽 和點附近，所以發(fā)生很多非線性失真。由于這樣的非線性失真，產(chǎn)生3次、5次等交叉調(diào)制，由于這樣的交叉調(diào)制，產(chǎn)生頻帶內(nèi)的C/N比 (Carrier to Noise ratio,栽波噪聲比)的劣化，而產(chǎn)生BER( Bit Error Rate,誤碼率)劣化這樣的問題。另外，被頻帶限制的輸入信號由于 3次、5次交叉調(diào)制而向頻帶外擴展，產(chǎn)生對鄰接信道造成干擾這樣 的問題。另外，由于由AM-PM變換引起的相位噪聲，具有相位調(diào) 制信號的BER劣化這樣的問題。為了解決這些問題點，例如如非專利文獻l，提出了預矯正方式 的失真補償電路。即，關于高頻放大電路的非線性失真，具有非線性特性成為振幅 失真而被表現(xiàn)的AM-AM特性、和非線性特性成為相位失真而被表 現(xiàn)的AM-PM特性。在產(chǎn)生這樣的非線性失真的情況下，在高頻放 大電路的前級預先附加特性與其相逆的失真即可。在圖33所示的以往的預矯正方式的失真補償電路中，準備用于 去除AM-AM特性的振幅失真的電路系統(tǒng)和用于去除AM-PM特 性的相位失真的電路系統(tǒng)，而消除非線性失真。在圖33中，來自輸入端子400的輸入信號被供給到輸入信號檢 測電路401，并且,皮供給到延遲電路402。延遲電路402的輸出信號 經(jīng)由相位調(diào)制電路403、振幅調(diào)制電路404，被供給到高頻放大電路410。另外，來自輸入信號檢測電路401的包絡線輸出信號通過A/D 轉(zhuǎn)換器405被數(shù)字化，而被供給到查找表406a以及406b。在查找表406a中，存儲有用于根據(jù)AM - PM特性消除相位失 真的相位失真成分數(shù)據(jù)。在查找表406b中，存儲有用于根據(jù)高頻放 大電路110的AM - AM特性消除振幅失真的振幅失真成分數(shù)據(jù)。從查找表406a讀出的相位失真數(shù)據(jù)通過D/A轉(zhuǎn)換器407a被轉(zhuǎn) 換成模擬值，而被供給到相位調(diào)制電路403。由相位調(diào)制電路403對 輸入信號的相位進行調(diào)制，以消除高頻放大電路410的AM-PM特 性。從查找表406b讀出的振幅失真數(shù)據(jù)通過D/A轉(zhuǎn)換器407b轉(zhuǎn)換 成才莫擬值，而被供給到振幅調(diào)制電路404。由振幅調(diào)制電路404對輸 入信號的振幅進行調(diào)制，以消除高頻放大電路410的AM-AM特性。另外，高頻放大電路410的輸出信號從輸出端子412輸出，并且 被供給到輸出信號檢測電路411。輸出信號檢測電路411的輸出信號 被供給到比較器408。由比較器408對輸入信號的檢測值與輸出信號 的檢測值進行比較。根據(jù)該比較器408的比較輸出，更新查找表406b。非專利文獻1: S.Kusunoki"Power - Amplifier Module With Digital Adaptive Predistortion for Cellular Phones，，IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, Vol.50, NO.12， December 2002發(fā)明內(nèi)容在上述以往的預矯正方式的失真補償電路中，在查找表406a以 及406b中，積蓄相位失真成分數(shù)據(jù)以及振幅失真成分數(shù)據(jù)，通過A/D 轉(zhuǎn)換器405將輸入信號檢測電路401的輸出信號二進制化后送到查找 表406a以及406b，通過D/A轉(zhuǎn)換器407a以及407b將查找表406a 以及406b的輸出轉(zhuǎn)換成模擬值，而提供到相位調(diào)制電路403以及振 幅調(diào)制電路404。這樣，在將來自輸入信號檢測電路401的輸出信號通過A/D轉(zhuǎn)換器405 二進制化后送到查找表406a以及406b，并將查找表406a 以及406b的輸出通過D/A轉(zhuǎn)換器407a以及407b轉(zhuǎn)換成模擬值的結(jié) 構(gòu)中，與數(shù)字電路的內(nèi)部時鐘同步地進行處理，所以在從A/D轉(zhuǎn)換器 405至D/A轉(zhuǎn)換器407a以及407b之間，產(chǎn)生幾個時鐘的延遲。因此， RF信號通道與數(shù)字失真發(fā)生電路之間的延遲差變大，特性惡化。因此，在這樣的結(jié)構(gòu)中，為了使RF信號通道與數(shù)字失真發(fā)生電 路的延遲一致，在RF信號通道中，插入延遲電路402。作為延遲電 路402，需要幾個時鐘的延遲量，所以附加SAW (Surface Acoustic Wave,表面聲波)設備或長的延遲線路。但是，在SAW設備的情況下，上限頻率存在界限，界限大致為 2GHz。另外，比列頻帶也存在大約5%位的界限。因此，在上述以往 的預矯正電路中，在微波以上的寬頻帶中使用時，存在問題。另外， 在延遲線路的情況下，線路長變長，而產(chǎn)生大型化、重量變大這樣的 問題。另外，為了將數(shù)字失真發(fā)生電路的采樣時鐘頻率至少設定成信號 頻帶寬度的4倍左右并確保寬頻帶，需要提高采樣時鐘頻率。但是， 在上述以往的預矯正電路中，如果提高時鐘頻率，則在延遲電路402 的動作中產(chǎn)生問題。因此，難以確保具有充分的頻帶寬度的電路。通 常，在衛(wèi)星通信等中要求36MHz至lOOMHz左右的頻帶寬度，所以 要求144Msps至400Msps左右的速度。另外，在以往，在A/D轉(zhuǎn)換器405中以等間隔的電壓寬度對檢 測信號進行量化。因此，如果希望增大補償電路的動態(tài)范圍，并且在 整個范圍內(nèi)確保一定以上的C/N比，則量化步驟電壓寬度被固定在具 有最嚴格的規(guī)格的點處。因此，在飽和點附近或回退(back off)大 的點處，被抑制成所需以上的低量化噪聲，并且對A/D轉(zhuǎn)換器，要求 所需以上的位數(shù)。進而，在這樣的預矯正方式的失真補償電路中，RF信號通道與 失真發(fā)生電路的延遲差對性能的影響較大。因此，在延遲電路402那 樣的固定的延遲電路中，難以去除RF信號通道與失真發(fā)生電路的延遲差，需要調(diào)整RF信號通道與失真發(fā)生電路的延遲差。進而，由于被補償高頻功率放大器、失真補償電路本身的溫度變 化或經(jīng)時變化，失真補償電路中要求的失真特性產(chǎn)生變化。因此，需 要與溫度變化或經(jīng)時變化對應地改寫失真成分數(shù)據(jù)。鑒于上述的課題，本發(fā)明的目的在于提供一種可以在寬頻帶、超 高頻下進行動作的失真補償電路。另外，本發(fā)明的目的在于提供一種可以實現(xiàn)小型、輕量且低成本 的失真補償電路。另外，本發(fā)明的目的在于提供一種可以確保較寬的動態(tài)范圍的失 真補償電路。另外，本發(fā)明的目的在于提供一種可以簡單地調(diào)整RF信號通道 與失真發(fā)生電路的延遲差的失真補償電路。另外，本發(fā)明的目的在于提供一種可以將系統(tǒng)自動地校正成最佳 的傳遞特性的失真補償電路。為了解決上述課題，本發(fā)明的預矯正方式的失真補償電路包括 傳送輸入高頻信號的RF通道；失真發(fā)生單元，根據(jù)輸入高頻信號的 輸入信號電平，發(fā)生用于消除高頻放大器的非線性失真的失真成分； 以及調(diào)制單元，通過來自失真發(fā)生單元的失真成分針對高頻輸入信號 消除高頻放大器的非線性失真，其特征在于，失真發(fā)生單元包括電 平比較器，將輸入信號電平與多個基準電壓進行比較，根據(jù)該比較結(jié) 果發(fā)生選擇存儲矩陣中的某l行的行選擇信號；存儲矩陣，二維地排 列有存儲元件，在各行的每一行存儲有與輸入信號電平對應的失真成 分數(shù)據(jù)，如果從電平比較器被供給行選擇信號，則從通過行選擇信號 選擇的行的存儲元件以行單位一并讀出與輸入信號電平相當?shù)氖д?成分數(shù)據(jù)；以及D/A轉(zhuǎn)換單元，將通過行選擇信號從存儲矩陣讀出的 失真成分數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬信號。優(yōu)選，其特征在于，RF通道包括對輸入信號進行頻帶限制的帶 通濾波器，失真發(fā)生單元包括檢波單元，對輸入信號的輸入信號電 平進行檢測；第l數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由檢波單元檢測出的輸入信號電平，發(fā)生由關于同相分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分；以 及第2數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由檢波單元檢測出的輸入信號電平， 發(fā)生由關于正交分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分，調(diào)制單元包 括分支單元，將輸入信號分支成同相信號分量和正交信號分量；第 l振幅調(diào)制單元，對輸入信號的同相信號分量與來自第l數(shù)字失真發(fā) 生單元的通過關于同相分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分進行乘 法計算；第2振幅調(diào)制單元，對輸入信號的正交信號分量與來自第2 數(shù)字失真發(fā)生單元的通過關于正交分量的偶數(shù)次多項式得到的失真 成分進行乘法計算；以及同相合成單元，對第l調(diào)制單元的輸出與第 2調(diào)制單元的輸出進行加法計算而合成。優(yōu)選，其特征在于，RF通道包括對輸入信號進行頻帶限制的帶 通濾波器，失真發(fā)生單元包括檢波單元，對輸入信號的輸入信號電 平進行檢測；第3數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由檢波單元檢測出的輸入 信號電平，發(fā)生相位失真成分；以及第4數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由 檢波單元檢測出的輸入信號電平，發(fā)生振幅失真成分，調(diào)制單元包括 相位調(diào)制單元，對輸入信號與來自第3數(shù)字失真發(fā)生單元的相位失真 成分進行調(diào)制；以及振幅調(diào)制單元，對輸入信號與來自第4數(shù)字失真 發(fā)生單元的振幅失真成分進行調(diào)制。優(yōu)選，其特征在于，失真發(fā)生單元還包括延遲調(diào)整單元，針對從 存儲矩陣讀出的失真成分數(shù)據(jù)，調(diào)整延遲時間而輸出到A/D轉(zhuǎn)換單 元。優(yōu)選，其特征在于，將RF通道的帶通濾波器設為用于使RF通 道的延遲量與由失真發(fā)生單元產(chǎn)生的延遲量一致的延遲單元。優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成使量 化步幅成為一定。優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成使量 化步幅與輸入信號電平之積成為一定。優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成使量 化步幅與輸入信號電平之比成為一定。優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成使量 化步幅與輸入信號電平的平方之積成為一定。
優(yōu)選，其特征在于，對于電平比較器中的多個基準電壓，根據(jù)輸 入信號電平，組合使量化步幅成為一定的設定、使量化步幅與輸入信 號電平之積成為一定的設定、使量化步幅與輸入信號電平之比成為一 定的設定、使量化步幅與輸入信號電平的平方之積成為一定的設定。
優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在 輸入信號電平大于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入信號電平之比 成為一定，在輸入信號電平小于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入 信號電平之積成為一定。
優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在 輸入信號電平大于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入信號電平之比 成為一定，在輸入信號電平小于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入 信號電平的平方之積成為一定。
優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被分割成輸入 信號電平未超過高頻放大器的飽和點的范圍的電壓、和超過高頻放大 器的飽和點的范圍的電壓，存儲矩陣中的各行被分割成輸入信號電平 未超過高頻放大器的飽和點的范圍的區(qū)域、和超過高頻放大器的飽和 點的范圍的區(qū)域，在輸入信號電平未超過高頻放大器的飽和點的范圍 的區(qū)域中，在存儲矩陣的各行的每一行存儲有與輸入信號電平對應的 失真成分數(shù)據(jù)，在輸入信號電平超過高頻放大器的飽和點的范圍的區(qū) 域中，在存儲矩陣的各行的每一行存儲有使輸出信號電平成為一定的 限制數(shù)據(jù)。
優(yōu)選，其特征在于，電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在
輸入信號電平大于飽和點的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入信號電平 r之比成為一定。
進一步優(yōu)選，其特征在于，具有根據(jù)高頻放大器的輸出信號對失 真成分數(shù)據(jù)進行更新的自動校正單元，自動校正單元包括檢波單元， 對輸入信號電平進行檢測；正交分割單元，將輸入信號分割成同相信號分量和正交信號分量；第1乘法單元，對高頻放大器的輸出信號與 輸入信號的同相分量進行乘法計算；第2乘法單元，對高頻放大器的 輸出信號與輸入信號的正交分量進行乘法計算；運算單元，使用檢波 單元的輸出信號和第1以及第2乘法單元的輸出信號，求出由失真發(fā) 生單元以及高頻放大器構(gòu)成的信號路徑的綜合傳遞特性，對所求出的 綜合傳遞特性與預設的傳遞特性進行比較來計算出校正值；以及控制 單元，根據(jù)由運算單元求出的校正值，更新存儲矩陣的各行的失真成 分數(shù)據(jù)。
根據(jù)本發(fā)明，預矯正方式的失真補償電路包括RF通道，被傳 送輸入高頻信號；失真發(fā)生單元，根據(jù)輸入高頻信號的輸入信號電平， 發(fā)生用于消除高頻放大器的非線性失真的失真成分；以及調(diào)制單元， 通過來自失真發(fā)生單元的失真成分針對高頻輸入信號消除高頻放大 器的非線性失真，其中，失真發(fā)生單元包括電平比較器，將輸入信 號電平與多個基準電壓進行比較，根據(jù)該比較結(jié)果發(fā)生選擇存儲矩陣
中的某l行的行選擇信號；存儲矩陣，二維地排列有存儲元件，在各 行的每一行存儲有與輸入信號電平對應的失真成分數(shù)據(jù)，如果從電平
比較器被供給行選擇信號，則從通過行選擇信號選擇的行的存儲元件 以行單位一并讀出與輸入信號電平相當?shù)氖д娉煞謹?shù)據(jù)；以及D/A轉(zhuǎn) 換單元，將通過行選擇信號從存儲矩陣讀出的失真成分數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模 擬信號。由此，從失真發(fā)生單元，以1個時鐘以下的大致實時方式， 進行波形轉(zhuǎn)換，可以得到失真成分，可以改善由數(shù)字失真發(fā)生器產(chǎn)生 的延遲時間與由RF通道產(chǎn)生的延遲時間的時間差的問題。由此，通 過高速采樣，可以在寬頻帶中得到良好的特性。另外，由于以大致實 時的方式進行波形轉(zhuǎn)換，所以結(jié)構(gòu)變得簡單，可以實現(xiàn)小型、輕量、 成本降低。另外，由于無需特別的延遲電路，所以可以提高時鐘頻率 來實現(xiàn)寬頻帶化。
另外，根據(jù)本發(fā)明，失真發(fā)生單元包括檢波單元，對輸入信號 的輸入信號電平進行檢測；第l數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由檢波單元 檢測出的輸入信號電平，發(fā)生由關于同相分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分；以及第2數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由檢波單元檢測出的輸 入信號電平，發(fā)生由關于正交分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分， 調(diào)制單元包括分支單元，將輸入信號分支成同相信號分量和正交信 號分量；第l振幅調(diào)制單元，對輸入信號的同相信號分量與來自第1 數(shù)字失真發(fā)生單元的通過關于同相分量的偶數(shù)次多項式得到的失真 成分進行乘法計算；第2振幅調(diào)制單元，對輸入信號的正交信號分量 與來自第2數(shù)字失真發(fā)生單元的通過關于正交分量的偶數(shù)次多項式得 到的失真成分進行乘法計算；以及同相合成單元，對第l調(diào)制單元的 輸出與第2調(diào)制單元的輸出進行加法計算而合成。由此，將輸入信號 分割成同相信號分量和正交信號分量，可以改善由高頻放大器產(chǎn)生的 非線性失真。
另外，根據(jù)本發(fā)明，失真發(fā)生單元包括檢波單元，對輸入信號 的輸入信號電平進行檢測；第3數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由檢波單元 檢測出的輸入信號電平，發(fā)生相位失真成分；以及第4數(shù)字失真發(fā)生 單元，根據(jù)由檢波單元檢測出的輸入信號電平，發(fā)生振幅失真成分， 調(diào)制單元包括相位調(diào)制單元，對輸入信號與來自第3數(shù)字失真發(fā)生 單元的相位失真成分進行調(diào)制；以及振幅調(diào)制單元，對輸入信號與來 自第4數(shù)字失真發(fā)生單元的振幅失真成分進行調(diào)制。由此，將輸入信 號分割成相位分量和振幅分量，可以改善由高頻放大器產(chǎn)生的非線性 失真。
另外，根據(jù)本發(fā)明，失真發(fā)生單元還包括延遲調(diào)整單元，針對從 存儲矩陣讀出的失真成分數(shù)據(jù)，調(diào)整延遲時間而輸出到A/D轉(zhuǎn)換單 元。這樣，通過微細地調(diào)整延遲時間，可以更有效地抑制交叉調(diào)制。
另外，根據(jù)本發(fā)明，將RF通道的帶通濾波器設為用于使RF通 道的延遲量與由失真發(fā)生單元產(chǎn)生的延遲量一致的延遲單元。因此， 無需設置特別的延遲電路，而可以調(diào)整由數(shù)字失真發(fā)生器產(chǎn)生的延遲 時間與由R F通道產(chǎn)生的延遲時間的時間差。
另外，根據(jù)本發(fā)明，電平比較器中的多個基準電壓被設定成使量 化步幅成為一定。另外，電平比較器中的多個基準電壓被設定成使量化步幅與輸入信號電平之積成為一定。另外，電平比較器中的多個基 準電壓被設定成使量化步幅與輸入信號電平之比成為一定。另外，電 平比較器中的多個基準電壓被設定成使量化步幅與輸入信號電平的 平方之積成為一定。
這樣，通過對基準電壓進行最佳化，可以減少量化步驟數(shù)，可以 在能夠制造的邏輯電路數(shù)的范圍內(nèi)確保所需充分的量化噪聲比，同時 可以確保所需的動態(tài)范圍。其結(jié)果，可以一并具有限制功能，可以適 用于通信衛(wèi)星搭載用的放大器等多種信號的放大器。另外，可以減少 電路的元件數(shù)，所以可以使用比較大的元件，而可以構(gòu)成高速的數(shù)字 電路。
另外，根據(jù)本發(fā)明，對于電平比較器中的多個基準電壓，根據(jù)輸 入信號電平，組合使量化步幅成為一定的設定、使量化步幅與輸入信 號電平之積成為一定的設定、使量化步幅與輸入信號電平之比成為一 定的設定、使量化步幅與輸入信號電平的平方之積成為一定的設定。 由此，可以對基準電壓進一步進行最佳化，而可以減少量化步驟數(shù)。
另夕卜，根據(jù)本發(fā)明，電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在 輸入信號電平大于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入信號電平之比 成為一定，在輸入信號電平小于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入 信號電平之積成為一定。由此，可以對基準電壓進一步進行最佳化， 而可以減少量化步驟數(shù)。
另外，根據(jù)本發(fā)明，電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在 輸入信號電平大于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入信號電平之比 成為一定，在輸入信號電平小于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅與輸入 信號電平的平方之積成為一定。由此，可以對基準電壓進一步進行最 佳化，而可以減少量化步驟數(shù)。
另夕卜，根據(jù)本發(fā)明，電平比較器中的多個基準電壓被分割成輸入 信號電平未超過高頻放大器的飽和點的范圍的電壓、和超過高頻放大 器的飽和點的范圍的電壓，存儲矩陣中的各行被分割成輸入信號電平 未超過高頻放大器的飽和點的范圍的區(qū)域、和超過高頻放大器的飽和點的范圍的區(qū)域，在輸入信號電平未超過高頻放大器的飽和點的范圍 的區(qū)域中，在存儲矩陣的各行的每一行存儲有與輸入信號電平對應的 失真成分數(shù)據(jù)，在輸入信號電平超過高頻放大器的飽和點的范圍的區(qū) 域中，在存儲矩陣的各行的每一行存儲有使輸出信號電平成為一定的 限制數(shù)據(jù)。由此，可以一并具有限制功能，而可以適用于通信衛(wèi)星搭 栽用的放大器等各種信號的放大器。
另外，根據(jù)本發(fā)明，電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在
輸入信號電平大于飽和點的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入信號電平 r之比成為一定。由此，即使一并具有超過飽和點的寬的限制輸入?yún)^(qū) 域，也可以抑制量化步驟數(shù)的急劇增大。
另外，根據(jù)本發(fā)明，具有根據(jù)高頻放大器的輸出信號對失真成分 數(shù)據(jù)進行更新的自動校正單元，自動校正單元包括檢波單元，對輸 入信號電平進行檢測；正交分割單元，將輸入信號分割成同相信號分 量和正交信號分量；第1乘法單元，對高頻放大器的輸出信號與輸入 信號的同相分量進行乘法計算；第2乘法單元，對高頻放大器的輸出 信號與輸入信號的正交分量進行乘法計算；運算單元，使用檢波單元
的輸出信號和第1以及第2乘法單元的輸出信號，求出由失真發(fā)生單 元以及高頻放大器構(gòu)成的信號路徑的綜合傳遞特性，對所求出的綜合 傳遞特性與預設的傳遞特性進行比較來計算出校正值；以及控制單 元，根據(jù)由運算單元求出的校正值，更新存儲矩陣的各行的失真成分 數(shù)據(jù)。由此，可以在動作中改寫失真成分數(shù)據(jù)的變換表，并且可以以 采樣數(shù)據(jù)單位改寫失真成分數(shù)據(jù)的變換表，所以可以將改寫時的特性
的偏差抑制成最小，可以應對溫度變化、經(jīng)時變化等連續(xù)性變化，無 需停止動作，而可以維持最適合于抑制交叉調(diào)制的特性。


圖1是示出本發(fā)明的第1實施方式的整體結(jié)構(gòu)的框圖。
圖2是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。
圖3是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。圖4是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。 圖5是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。 圖6是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。 圖7是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。 圖8是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。 圖9是本發(fā)明的第1實施方式的動作說明中使用的波形圖。 圖IO是本發(fā)明的第1實施方式中的數(shù)字延遲發(fā)生電路的說明中 使用的框圖。
圖11是本發(fā)明的第1實施方式中的數(shù)字延遲發(fā)生電路的一個例 子的框圖。
圖12是本發(fā)明的第1實施方式中的數(shù)字延遲發(fā)生電路的基本結(jié) 構(gòu)的框圖。
圖13是本發(fā)明的第1實施方式中的數(shù)字延遲發(fā)生電路中的表的 一個例子的說明圖。
圖14是一并具有限制功能的數(shù)字延遲發(fā)生電路中的表的一個例 子的框圖。
圖15是一并具有限制功能的數(shù)字延遲發(fā)生電路中的表的一個例 子的說明圖。
圖16是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的量化失真的說明中使用的框圖。
圖17是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的量化失真的說明圖。
圖18是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的量化失真的說明圖。圖19是量化步驟的組合的說明圖。
圖20是量化步驟的說明中使用的曲線圖。
圖21是數(shù)字延遲發(fā)生電路的具體結(jié)構(gòu)的說明中使用的框圖。
圖22是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的電平比較器的第1具體結(jié)構(gòu)的框圖。
圖23是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的電平比較器的第2具體結(jié)構(gòu)的框圖。
圖24是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的存儲矩陣的第l具體結(jié)構(gòu)的框圖。圖25是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的存儲矩陣的第l具體結(jié)構(gòu)中的存 儲元件的連接圖。
圖26是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的存儲矩陣的第l具體結(jié)構(gòu)的說明 中使用的時序圖。
圖27是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的存儲矩陣的第2具體結(jié)構(gòu)的框圖。
圖28是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的存儲矩陣的第2具體結(jié)構(gòu)中的存 儲元件的連接圖。
圖29是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的存儲矩陣的第2具體結(jié)構(gòu)的說明 中使用的時序圖。
圖30是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的A/D轉(zhuǎn)換器的具體結(jié)構(gòu)的一個例 子的連接圖。
圖31是數(shù)字延遲發(fā)生電路中的延遲調(diào)整電路的具體結(jié)構(gòu)的一個 例子的連接圖。
圖32是示出本發(fā)明的第2實施方式的整體結(jié)構(gòu)的框圖。
圖33是以往的預矯正方式的高頻放大電路的一個例子的框圖。
標號說明
1預矯正數(shù)字線性化器
2 RF通道
3正交調(diào)制器
4數(shù)字失真發(fā)生器
5自動校正電路
11輸入端子
12分支電路
13帶通濾波器
14分支電路
15 90度混合器
16a、 16b振幅調(diào)制器
17同相合成器
18線性檢波電路19a、 19b數(shù)字失真發(fā)生電路
20時鐘發(fā)生電路
21延遲調(diào)整電路
22a、 22b ^氐通濾波器
23a、 23b偏置電路
24高頻放大器
25分支電路
26輸出端子
27分支電路
28a、 28b乘法器
29延遲電路
30 90度混合器
31線性檢波電路
32a、 32b、 32c A/D轉(zhuǎn)換器
33運算電路
34控制電路
51存儲矩陣
52電平比較器
53 D/A轉(zhuǎn)換器
54延遲調(diào)整電路
56門電路
具體實施方式
第1實施方式
以下，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行說明。圖l是示出本發(fā) 明的第1實施方式的預矯正數(shù)字線性化器1的結(jié)構(gòu)的圖。
在圖1中，RF通道2由分支電路12、帶通濾波器13、分支電路 14構(gòu)成。來自輸入端子11的輸入信號通過分支電路12被分支成2個 路徑的信號。由分支電路12分支的主信號經(jīng)由帶通濾波器13被供給到分支電路14。帶通濾波器13確保輸入信號的頻帶。該輸入信號通 過分支電路14被分支成2個路徑的信號。
正交調(diào)制器3由90度混合器15、振幅調(diào)制器16a、 16b、同相合 成器17構(gòu)成。振幅調(diào)制器16a、 16b是乘法器。同相合成器17是加 法器。由分支電路14分支的主信號被供給到90度混合器15。通過 90度混合器，輸入信號被分支成與輸入信號同相的同相信號分量和相 對于輸入信號具有90度的相位差的正交信號分量。同相信號分量被 供給到振幅調(diào)制器16a,正交信號分量被供給到振幅調(diào)制器16b。
數(shù)字失真發(fā)生器4由線性檢波電路18、數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b、時鐘發(fā)生電路20、延遲調(diào)整電路21、低通濾波器22a、 22b、偏 置電路23a、 23b構(gòu)成。
由分支電路12分支的信號被供給到線性檢波電路18。線性檢波 電路18通過線性檢波對輸入信號的包絡線電平進行檢測。另外，雖 然在此設置了線性檢波電路18，但也可以使得對包絡線的電平的平方 進行檢測。由線性檢波電路18得到的包絡線電平的檢測值被供給到 數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b。
在數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b中，如后述那樣，分別設置有 積蓄了通過將輸入信號的包絡線電平設為變量并基于提供同相信號 失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)、以及通過將輸入信號的包 絡線電平設為變量并基于提供正交信號失真的偶數(shù)次多項式得到的 失真成分數(shù)據(jù)的查找表。如果由線性檢波電路18檢測出的輸入信號 的包絡線的檢測值被供給到數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b，則根據(jù) 該輸入信號的包絡線的檢測值，從數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b,
據(jù)以及通過提供正、^信號^失真的偶數(shù)次多項式得-到:失真成分數(shù)據(jù)。 另外，可以使用偏置電路23a、 23b來發(fā)生失真波形的直流分量。
失真波形成為將來自偏置電路23a、 23b的直流分量和來自數(shù)字失真
發(fā)生電路19a、 19b的信號組合的波形。
數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b的輸出分別經(jīng)由低通濾波器22a以及22b，分別被供給到振幅調(diào)制器16a以及16b。另外，偏置電路 23a以及23b的輸出分別被供給到振幅調(diào)制器16a以及16b。
低通濾波器22a以及22b是用于去除采樣信號的混疊的奈奎斯特 (Nyquist)濾波器。另外，上述RF通道2的帶通濾波器13確保輸入 頻帶，并且提供與由該低通濾波器22a以及22b和數(shù)字失真發(fā)生電路 19a、 19b發(fā)生的延遲之和相當?shù)难舆t。
由時鐘發(fā)生電路20發(fā)生的時鐘被供給到數(shù)字失真發(fā)生電路19a、
19b。
由振幅調(diào)制器16a對輸入信號的同相信號分量與通過提供同相 信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分進行乘法計算。另外，由振 幅調(diào)制器16b對相對于輸入信號具有90度的相位差的正交信號分量 與通過提供正交信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分進行乘法 計算。
振幅調(diào)制器16a以及振幅調(diào)制器16b的輸出信號被供給到同相合 成器17?？梢酝ㄟ^同相合成器17對振幅調(diào)制器16a的輸出信號與振 幅調(diào)制器16b的輸出信號進行加法計算。由此，針對輸入信號，求出 同相信號分量與通過提供同相信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真 成分的乘法值、和正交信號分量與通過提供正交信號失真的偶數(shù)次多 項式得到的失真成分的乘法值之和。
同相合成器17的輸出信號被供給到作為被補償電路的高頻放大 器24。高頻放大器24對輸入信號進行功率放大，作為高頻放大器24， 例如l吏用^f亍波管放大器(TWTA: Traveling Wave Tube Amplifier ) 或晶體管放大器。
高頻放大器24具有非線性失真特性，但如上所述，針對輸入信 號，對同相信號分量與通過提供同相信號失真的偶數(shù)次多項式得到的 失真成分的乘法值、和正交信號分量與通過提供正交信號失真的偶數(shù) 次多項式得到的失真成分的乘法值進行加法計算。由此，消除非線性 失真的失真成分在高頻放大器24的前級被調(diào)制到輸入信號，可以得 到線性特性的輸出信號。即，如果向輸入端子ll輸入了圖2 ( A)所示的波形的高頻輸入 信號，則如圖3 ( A)以及圖3 (B)所示，該輸入信號通過90度混合 器15被分支成同相分量和正交分量。另外，該輸入信號被供給到線 性檢波電路18,由線性檢波電路18如圖2(B)所示對輸入信號的包 絡線電平進行檢波。該線性檢波電路18的輸出信號被供給到數(shù)字失 真發(fā)生電路19a以及19b。從數(shù)字失真發(fā)生電路19a，根據(jù)圖2(B) 所示的輸入信號的包絡線電平的檢測值，輸出通過提供同相信號失真 的偶數(shù)次多項式得到的失真成分，并且從數(shù)字失真發(fā)生電路19b，根 據(jù)圖2 (B)所示的輸入信號的包絡線電平的檢測值，輸出通過提供 正交信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分。由振幅乘法器16a對 數(shù)字失真發(fā)生電路19a的輸出信號與輸入信號的同相分量進行乘法計 算，由振幅乘法器16b對數(shù)字失真發(fā)生電路19b的輸出信號與輸入信 號的正交分量進行乘法計算，而由同相合成器17對它們進行相加。 由此，得到圖2 (C)所示的波形的輸出信號。由此，可以消除高頻 放大器24的非線性失真。
例如，高頻放大器24的AM-AM傳遞特性成為圖4所示，其 AM-PM特性成為圖5所示。在該情況下，從數(shù)字失真發(fā)生電路19a 以及19b，如圖6的特性Al以及A2所示，輸出同相失真成分以及正 交失真成分。從振幅調(diào)制器16a以及16b，如圖7的特性B1以及B2 所示，得到同相信號分量以及正交信號分量的調(diào)制輸出。通過它們的 和，從預矯正數(shù)字線性化器l，如圖8所示，得到消除高頻放大器24 的AM-AM傳遞特性的那樣的AM-AM特性，并且，如圖9所示， 得到消除高頻放大器24的AM-PM傳遞特性的那樣的AM-PM特 性。
自動校正電路5由分支電路27、乘法器28a、 28b、延遲電路29、 90度混合器30、線性檢波電路31、 A/D轉(zhuǎn)換器32a、 32b、 32c、運 算電路33、控制電路34構(gòu)成。自動校正電路5對輸入信號的包絡線 電平進行檢測，求出預矯正數(shù)字線性化器1與高頻放大器24的合成 特性，檢測出從預定的線性特性的偏差，對數(shù)字失真發(fā)生電路的數(shù)據(jù)的改寫進行校正。
高頻放大器24的輸出信號被分支電路25分支后從輸出端子26 輸出，并且被供給到自動校正電路5的分支電路27。通過分支電路 27，高頻放大器24的輸出信號被分支成2個，而被供給到乘法器28a 以及28b。
另外，由RF通道2的分支電路14分支的輸入信號經(jīng)由延遲電 路29，被供給到90度混合器30，并且被供給到線性檢波電路31。
由線性檢波電路31對輸入信號的包絡線電平進行檢測。該線性 檢波電路31的輸出信號經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器32c被數(shù)字化，而被供給到 運算電路33。
另外，通過90度混合器30，高頻輸入信號被分支成同相信號分 量和正交信號分量。同相信號分量被供給到乘法器28a，正交信號分 量被供給到乘法器28b，在各乘法器28a以及28b中通過取與高頻放 大器24的輸出的積，將高頻輸入信號設為基準，得到輸出信號的同 相分量的包絡線電平和正交分量的包絡線電平。乘法器28a以及28b 的輸出信號分別經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器32a以及32b被數(shù)字化，而被供給到 運算電路33。
運算電路33使用線性檢波電路31、乘法器28a以及28b的輸出 信號，求出預矯正數(shù)字線性化器1和高頻放大器24的綜合傳遞特性， 對所求出的傳遞特性與預設的傳遞特性進行比較，決定校正值，對當 前的數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b的表中的輸入輸出特性施加校 正，來決定輸入輸出特性。根據(jù)由運算電路33決定的數(shù)據(jù)，通過控 制電路34，設定數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b的表的數(shù)據(jù)。運算電 路33再次進行傳遞特性的測定來確認是否收斂于預設的傳遞特性， 如果需要則再次決定校正值，對數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b的表 中的輸入輸出特性施加校正，來決定輸入輸出特性，并直到收斂為止 將其重復。在本發(fā)明的第1實施方式中，可以如上所述逐次改寫數(shù)字 失真發(fā)生電路19a以及19b的表。由此，可以對應于溫度變化、經(jīng)時 變化等連續(xù)變化。如上所述，在本發(fā)明的第1實施方式中，由數(shù)字失真發(fā)生電路
19a以及19b，根據(jù)輸入信號的包絡線電平的檢測值，輸出通過提供 同相信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)以及通過提供正 交信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)，由振幅調(diào)制器16a 以及16b，求出同相信號分量與通過提供同相信號失真的偶數(shù)多項式 得到的失真成分的乘法值、和正交信號分量與通過提供正交信號分量 的偶數(shù)次多項式得到的失真成分的乘法值，由同相合成器17對它們 進行加法計算。由此，消除非線性失真的那樣的失真成分在高頻放大 器24的前級被調(diào)制到輸入信號，可以得到線性的特性的輸出信號。 以下對其進行說明。
首先，在高頻放大器24中由于元件的非線性傳遞特性發(fā)生非線 性失真。 一般，由于該非線性特性，輸出基帶分量、基波分量、2倍，3 倍的高次諧波分量等。但是，線性化器對基波的非線性特性進行補償， 所以僅注目于這樣的非線性電路的基波分量的傳遞函數(shù)，并將其求 出。
角頻率wo的附近的輸入信號x —般被表示成下式。
x = a(t)'cos (wo't) + b(t)'sin (wo't) (1)
如果對非線性電路施加輸入信號，則按照電路的AM-PM傳遞 特性發(fā)生正交信號分量。與輸入信號x正交的正交信號分量y被表示 成下式。
y = -a(t) sin (wo. t) + b(t〉. cos (wo, t) (2)
輸出信號Z可以通過由式(1)所示的輸入信號的同相信號分量
x的多項式、和由式(2)所示的正交信號分量y的多項式之和來近似。 進而，使用飽和輸出點對輸入輸出特性進行歸一化，來簡化以后 的考察。首先，由于不會從sin函數(shù)或cos函數(shù)以及它們等的線性和 的偶數(shù)方產(chǎn)生基波附近的分量，所以不會通過偶數(shù)次的項傳遞基波分 量。另外，由于從奇數(shù)次的項必定產(chǎn)生基波分量。所以，可知如果僅 著眼于基波分量，則多項式僅由奇數(shù)次的項構(gòu)成。因此，如果將輸出 信號設為z，則基波分量的傳遞函數(shù)一般成為下式。z = cl*x + c3,x + c5'x + c7'x + c9,x +......
(3)
+ dl'y + d3.y3 + d5'y5 + d7,y7 + d9.y9 +......
如果向上式分別代入如下的同相信號分量X以及正交信號分量
y，
x = a(t)'cos (wo't) + b(t).sin (wo't) y = -a(t). sin (wo t) + b(t) cos (wo' t)
進而僅提取出基波分量并進行整理，則成為下式。 z = ((cl + (3/4).c3，( a 2+ b2) + (5/8).c5'( a 2+ b2)2+ (35/64).c7.( a 2
+ b2)3+(63/128).c9'(a2+ b2)4+.......)'x
+ ((dl + (3/4〉'd3.( a 2 + b2) + (5/8)'d5.( a 2+ b2)2+ (35/64).d7.( a 2+ (4) b2)3+ (63/128).d9.(a2+b2)4+.......)'y
即，同相信號分量x的系數(shù)部分、正交信號分量y的系數(shù)部分分 別成為一般的復數(shù)傳遞函數(shù)的實部、虛部。
此處，如果將同相信號分量x轉(zhuǎn)換成極坐標系，則成為下式。
x = a(t)'cos (wcrL) + b(t》sin (wo'L) = r(L〉'sin (wo,t + ^ (L)) (5)
此處，
r(t) = SQRT((a(t))2+(b(t))2) tan( 0 (t)) = a(t) / b(t) 。
另外，如果將正交信號分量y轉(zhuǎn)換成極坐標系，則成為下式。
y = r(t)'sin (wo,t + (f> (t) +丌/2) = r(t)'cos (wo't + 0 (t)) (6) 因此，成為下式， [公式1
〔rf,.Kf) + !.rf,,ri(f) +〖d5.r5(0 + ^《r7(')《々 "〕.(c+。'W)))
(7)
從而可知非線性電路的傳遞函數(shù)是通過輸入信號的包絡線分量 的多項式來決定的。
如果對上式(7)進行進一步變形，則成為下式。 [公式2<formula>formula see original document page 25</formula>
即，通過上式(8),非線性的高頻電路的特性可以表示成對同 相信號分量r (t) 'sin ( wo't + (J) (t))乘上通過將輸入信號的包絡線 信號r (t)設為變量的提供同相信號失真的偶數(shù)次多項式而得到的部 分、
[公式3
c,十丁.^.f2(,) + r(V"(,) + ^^c:7,一(,)+:.cvre(f) +…(r(0-sin(av"W))) 乂 4 8 64 128 乂
以及對正交信號分量r (t) 'cos (w(K + (J) (t))乘上通過將輸 入信號的包絡線信號r (t)設為變量的提供正交信號失真的偶數(shù)次多 項式的部分
[公式4
P + 4. 2(,) +番.^ . r-(,) +蕓.d7. . 一(,) +品.af, . r8(,) +.. )(,(,). c+。 .' + V 4 8 64 128 乂之和。
由此，如果準備實現(xiàn)式(8)所示的式的電路，則可以實現(xiàn)具有 任意的失真的非線性電路，可以消除高頻放大器的失真。本實施方式 的預矯正數(shù)字線性化器1是將其具體化的部分。
如果將高頻放大器的輸入設為r (t) 'sin (wo't + (J) (t))，則 改寫非線性電路的一般式式(8)，而輸出z成為下式。
[公式5
"A W))' sin(必。
/ +柳)+ W, . cos(必。'/ +柳 = )). sin(w。
f +州+ ，)))
此處，
[公式6
0( (t))表示由非線性電路引起的相位失真。另外，Rr(r)、 Ri (r)是r的奇數(shù)次多項式(奇函數(shù))。線性化器的傳遞特性是高頻放大器24的傳遞特性的反函數(shù)，如果將輸入設為r (t) 'sin ( wo't +小 (t))，則線性化器的輸出zl成為下式， [公式7
= f(KO)-sin0y。'" 《(/T'(r(0))) 如果將其設為高頻放大器的輸入，則輸出Z成為下式，
[公式8
可知由線性化器補償了非線性特性。
奇函數(shù)多項式R (r)的反函數(shù)也是奇數(shù)次多項式，根據(jù)R(r) 的各項的系數(shù)來求出反函數(shù)的各項的系數(shù)，而可以從低次項的系數(shù)依 次求出。但是，實際上已經(jīng)使用表或曲線提供了 TWTA的傳遞特性， 由此可以僅通過更換輸入輸出的數(shù)值容易地決定逆?zhèn)鬟f特性。
另外，在正交調(diào)制器的情況下，將線性化器的式變形成下式，
[公式9
=/T1 (cos(e(f sin(w。
/ + 0(0) - sin(S(;r1))))' cos(o。' f +州)))
因此，向同相分量的數(shù)字失真發(fā)生電路19a，存儲通過下式?jīng)Q定
的數(shù)據(jù)，
[公式10
向正交分量的數(shù)字失真發(fā)生電路19b，存儲通過下式?jīng)Q定的數(shù)
據(jù)，
[公式11
從而可以補償非線性特性。
即，在本發(fā)明的第1實施方式中，向輸入端子11輸入成為下式 的輸入信號。
x = a(t) cos (wo' t) + b(t) sin (wo ， t)
通過90度混合器15，輸入信號被分支成同相信號分量x和正交信號分量y。
x = a(t).cos (wo.t) + b(t)'sin (wo't) = r(t)'sin (wo't + 0 (t》 y = -a(t). sin (wo t) + b(t) sin (wo t) = r(t). cos (wo. t + J) (t))
輸入信號的同相信號分量x被供給到振幅調(diào)制器16a，正交信號 分量y被供給到振幅調(diào)制器16b。
由線性檢波電路18通過線性檢波對輸入信號的包絡線電平進行 檢測。即，在線性檢波的情況下，通過cos分量的振幅值(a (t)) 和sin分量的振幅值(b (t))的平方和的平方根r (t) - SQRT ( ( a (t) ) 2+ (b (t) ) 2)，得到輸入信號的包絡線電平。另外，在平方 律檢波的情況下，通過r (t) 2= (a (t) ) 2+ (b (t) ) 2，得到輸 入信號的包絡線的平方電平。
傳遞函數(shù)的同相信號分量的系數(shù)部分以及正交信號分量的系數(shù) 部分是包絡線r(t)的函數(shù)，是將檢波輸出設為變量的偶數(shù)次多項式 的唯一函數(shù)。因此，數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b可以通過將輸入 信號的包絡線電平r (t)設為輸入的查找表來實現(xiàn)。
在數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b中，分別設置有積蓄了用于消 除高頻放大器24的非線性失真的通過提供同相信號失真的偶數(shù)次多 項式得到的失真成分數(shù)據(jù)、以及通過提供正交信號失真的偶數(shù)次多項 式得到的失真成分數(shù)據(jù)的查找表。如果由線性檢波電路18檢測出的 包絡線的檢測值被供給到數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b，則根據(jù)該 包絡線電平，從數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b，輸出通過提供同相
真的偶數(shù)次多項式得到:失真成分，其被供給到振幅調(diào);器以及
振幅調(diào)制器16b。另外，可以由偏置電路23a、 23b發(fā)生失真波形的直
流分量。
由振幅調(diào)制器16a對輸入信號的同相信號分量與通過提供同相 信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分進行乘法計算。另外，由振 幅調(diào)制器16b對輸入信號的正交信號分量與通過關于正交分量的偶數(shù) 次多項式得到的失真成分進行乘法計算。由同相合成器17對振幅調(diào)制器16a的輸出信號與振幅調(diào)制器16b的輸出信號進行加法計算。
由此，如式(8)所示，求出輸入信號的同相分量與通過關于同 相信號分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分的乘法值、和輸入信號的 正交分量與通過關于正交信號分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分 的乘法值之和。
在圖1中，在自動校正電路5中，使用線性檢波電路31的輸出 和高頻放大器的輸出，對輸入信號的包絡線電平進行檢測，求出預矯 正數(shù)字線性化器1和高頻放大器24的合成特性，檢測出從預定的線 性特性的偏差，進行數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b的查找波的改寫。
即，從線性檢波電路31的輸出，對預矯正前的輸入信號的包絡 線電平進行檢測。此處，將輸入信號設為下式，<formula>formula see original document page 28</formula>
將高頻放大器24的輸出信號設為下式。 <formula>formula see original document page 28</formula>
高頻放大器24的輸出信號通過分支電路25被分支，經(jīng)由分支電 路27被供給到乘法器28a以及28b。在該情況下，乘法器28a的基帶 輸出成為下式。
[公式12
另外，乘法器28b的基帶輸出成為下式。 [公式13
如果對乘法器28a的輸出與乘法器28b的輸出分別進行平方并求
和，則成為下式。
[公式14
<formula>formula see original document page 28</formula>
4
另一方面，線性檢波電路31的輸出成為下式， [公式151所以，通過上式得到下式那樣的AM-AM特性, [公式16
V(c2(/) + ^)/(a2(,) + 62(0)
通過對乘法器28a的輸出與乘法器28b的輸出的平方和與線性檢 波電路31的輸出進行比較，可以得到AM-AM特性。
另外，對于AM-PM特性，需要使乘法器28a的輸出與乘法器
28b的輸出之比成為一定。實際上，通過下式來決定系數(shù)c和d。
c2+d2=k(a2+b2)
c/d=常數(shù)
另外，延遲電路29提供與從分支電路14至正交調(diào)制器3、高頻 放大器24的路徑的延遲量相當?shù)难舆t。
接下來，對本發(fā)明的第1實施方式中的數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b進行說明。
在數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b中，分別設置有積蓄了通過提
正交信號失真的偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)的查找表。
在以往這樣的查找表通常如圖10所示，由將輸入信號轉(zhuǎn)換成二 進制的數(shù)字值的A/D轉(zhuǎn)換器301、將A/D轉(zhuǎn)換器301的輸出設為地址 而輸出與其對應的失真成分數(shù)據(jù)的存儲器302、將存儲器302的輸出 轉(zhuǎn)換成模擬值的D/A轉(zhuǎn)換器303構(gòu)成。在該情況下，從將輸入信號轉(zhuǎn) 換成二進制的數(shù)字值到對存儲器302進行訪問而輸出失真成分的波形 為止，需要幾個時鐘的時間。
與其相對，在本發(fā)明的第1實施方式中，如圖11所示，由存儲 矩陣51、電平比較器52、 D/A轉(zhuǎn)換器53構(gòu)成數(shù)字失真發(fā)生電路19a 以及19b。在該例子中，不使用將輸入模擬值轉(zhuǎn)換成二進制的A/D轉(zhuǎn) 換器301，而從查找表直接讀出失真數(shù)據(jù)，可以以l個時鐘以內(nèi)的大 致實時方式，得到失真成分的波形。另外，數(shù)字失真發(fā)生電路19a以 及19b同樣地構(gòu)成。參照圖12對這樣的結(jié)構(gòu)的數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b的概 要進行說明。
在圖12中，在存儲矩陣51中，二維地排列有存儲元件。在該存 儲矩陣51中，在各行的每一行中存儲有失真成分數(shù)據(jù)。
電平比較器52包括多個比較器55—1、 55—2、 55_3.....55—n
和門電路56。比較器55—1、 55_2、 55—3..... 55_11對輸入信號的包
絡線電平的檢測值與階段性地變化的各基準電壓ei、 e2、 e3、...進行 比較。門電路56根據(jù)比較器55—1、 55—2、 55—3、...的輸出，與輸入 信號的包絡線電平對應地輸出選擇存儲矩陣51的1個行的行選擇信 號。
來自圖1中的線性檢波電路18的輸入信號的包絡線電平的檢測 值被供給到輸入端子50。該輸入信號的包絡線電平的檢測值從輸入端 子50被供給到電平比較器52的各比較器55_1、 55_2、 55_3、...，由 比較器55一1、 55_2、 55—3、...對輸入信號的包絡線的檢測值與基準電 壓e2、 e3、…分別進行比較。比較器55—1、 55_2、 55—3、...的輸 出被供給到門電路56。從門電路56，根據(jù)比較器55一1、 55—2、 55—3、... 的輸出，發(fā)生選擇存儲矩陣51的1個行的行選擇信號。
如果來自電平比較器52的行選擇信號被供給到存儲矩陣51，則 存儲矩陣51中的被選擇的1個行的數(shù)據(jù)被讀出，該數(shù)據(jù)被發(fā)送到D/A 轉(zhuǎn)換器53。從存儲矩陣51讀出的數(shù)據(jù)通過D/A轉(zhuǎn)換器53被轉(zhuǎn)換成 模擬信號，從輸出端子58輸出。
圖13是查找表的一個例子。在圖13所示的查找表中，將輸入信 號的包絡線電平為ep乂下時的失真成分數(shù)據(jù)設為Dl，將輸入信號的 包絡線電平為ei~e2時的失真成分數(shù)據(jù)設為D2，將輸入信號的包絡 線電平為e2~e3時的失真成分數(shù)據(jù)設為D3，以下同樣地，將輸入信 號的包絡線電平為en以上時的失真成分數(shù)據(jù)設為Dn + 1。
在該情況下，如圖12所示，在存儲矩陣51的行L1中存儲失真 成分數(shù)據(jù)D1，在存儲矩陣51的行L2中存儲失真成分數(shù)據(jù)D2，在存 儲矩陣51的行L3中存儲失真成分數(shù)據(jù)D3，以下同樣地，在存儲矩陣51的行Ln + 1中存儲失真成分數(shù)據(jù)Dn + 1。
從輸入端子50向電平比較器52的比較器55—1、 55—2、 55—3、… 供給輸入信號的包絡線電平的檢測值。在該輸入信號的包絡線電平的 檢測值為ei以下時，從門電路56，輸出選擇行L1的選擇信號SEL 1。 由此，從存儲矩陣51的行L1， 一并讀出失真成分數(shù)據(jù)D1。
在輸入信號的包絡線電平的檢測值為e! e2時，從門電路56， 輸出選擇行L2的選擇信號SEL 2。由此，從存儲矩陣51的行L2， 一并讀出失真成分數(shù)據(jù)D2。
在輸入信號的包絡線電平的檢測值為e2 e3時，從門電路56， 輸出選擇行L3的選擇信號SE 3。由此，從存儲矩陣51的行L3， 一 并讀出失真成分數(shù)據(jù)D3。
以下同樣地，根據(jù)輸入信號的包絡線電平的檢測值，從門電路 56，輸出選擇存儲矩陣51中的1個行的選擇信號，通過該選擇信號， 從存儲矩陣51 —并讀出失真成分數(shù)據(jù)。
從該存儲矩陣51讀出的失真成分數(shù)據(jù)被供給到D/A轉(zhuǎn)換器53, 通過D/A轉(zhuǎn)換器53，失真成分數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換成模擬信號，并從輸出端 子58輸出。在本發(fā)明的實施方式中，如上所述，由存儲矩陣51、電 平比較器52、 D/A轉(zhuǎn)換器53構(gòu)成數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b。 在這樣的結(jié)構(gòu)中，可以以1個時鐘以內(nèi)的大致實時的方式發(fā)生失真成 分。另外，在這樣的結(jié)構(gòu)中，不僅僅使得發(fā)生失真成分，而且還可以 使數(shù)字失真發(fā)送生電路19a以及19b具有限制功能。
圖14是使數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b具有限制功能的圖。 在使數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b具有限制功能的情況下，如圖14 所示，在電平比較器52中，i殳置比較器55—1 ~55—n以及比較器55—n + 1 ~ 55—m，在存儲矩陣51中，設置行Ll ~ Ln以及行Ln + 1 ~ Lm + 1。而且，對比較器55—1~55—n，設定基準電壓e! en，對比較器 55—n + l~55—m， i殳定基準電壓en + 1 ~ em?；鶞孰妷篹n + 1 ~ em相當于 超過高頻放大器24的飽和區(qū)域的輸入電壓。
圖15是示出使數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b具有限制功能時的查找表的圖。如圖15所示，查找表被分割成用于失真成分數(shù)據(jù)的 表和用于限制數(shù)據(jù)的表。
對于基準電壓ei~en + 1，在失真成分數(shù)據(jù)用的表中，將輸入信號 的包絡線電平的檢測值為ei以下時的失真成分數(shù)據(jù)設為Dl,將輸入 信號的包絡線電平的檢測值為ei~e2時的失真成分數(shù)據(jù)設為D2,將 輸入信號的包絡線電平的檢測值為e2 e3時的失真成分數(shù)據(jù)設為D3， 以下同樣地，將輸入信號的包絡線電平的檢測值為en en + i以上時的 失真成分數(shù)據(jù)設為Dn + 1。
對于基準電壓en + 1~em，在限制數(shù)據(jù)用的表中，將輸入信號的包 絡線電平的檢測值為en + i en + 2時的失真成分數(shù)據(jù)設為LMD1，將輸 入信號的包絡線電平的檢測值為en + 2~en + 3時的失真成分數(shù)據(jù)設為 LMD 2，將輸入信號的包絡線電平的檢測值為 時的失真成
分數(shù)據(jù)設為LMD 3，以下同樣地，將輸入信號的包絡線的檢測值為 em以上時的失真成分數(shù)據(jù)i殳為LMDm。
如圖14所示，在存儲矩陣51的行LI中存儲有失真成分數(shù)據(jù) Dl，在存儲矩陣51的行L2中存儲有失真成分數(shù)據(jù)D2，在存儲矩陣 51的行L3中存儲有失真成分數(shù)據(jù)D3，以下同樣地，在存儲矩陣51 的行Ln + l中存儲有失真成分數(shù)據(jù)Dn + l。進而，在存儲矩陣51的 行Ln + 2中存儲有限制數(shù)據(jù)LMD1，在存儲矩陣51的行Ln + 3中存 儲有限制數(shù)據(jù)LMD 2，在存儲矩陣51的行Ln + 4中存儲有限制數(shù)據(jù) LMD3，以下同樣地，在存儲矩陣51的行Lm + l中存儲有限制數(shù)據(jù) LMD m。
這樣，當使在數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b中具備限制功能的 情況下，直到對超過高頻放大器24的飽和區(qū)域的輸入信號的包絡線 電平的基準電壓為止，基準電壓的范圍被擴大。而且，存儲矩陣51 被分割成構(gòu)成失真成分數(shù)據(jù)的查找表的行Ll~Ln+l、和構(gòu)成限制數(shù) 據(jù)的查找表的行Ln + 2~Lm。由此，針對超過飽和區(qū)域的輸入信號 電平，發(fā)生限制數(shù)據(jù)，而可以使輸出信號電平成為一定。
此處，限制數(shù)據(jù)使輸出信號電平成為一定。即，針對飽和輸入點以上的輸入，對振幅調(diào)制器16a、 16b供給提供與輸入信號的包絡線 電平r成比例的衰減量的限制數(shù)據(jù)，從而將線性化器的輸出保持成一 定。此時，對于振幅調(diào)制器16a、 16b的衰減量之比，通過保持飽和 點處的衰減量之比，可以將限制區(qū)域中的相位保持成一定，可以使向 相位調(diào)制信號或頻率調(diào)制信號提供的失真成為最小。
具體而言，如果將高頻放大器24的輸出信號的同相分量設為a， 將正交分量設為b，則求出(a2 + b2)或SQR (a2 + b2)成為一定的 那樣的數(shù)據(jù)，并根據(jù)該數(shù)據(jù)，設定限制數(shù)據(jù)LMDl LMDm。
進而，如后述那樣，通過設定基準電壓以使Arlmax/r成為一定， 可以大幅減少步驟數(shù)。
在限制區(qū)域中，高頻放大器24的輸入大致成為飽和點輸入點， 所以AM-AM傳遞特性成為極大點，相對于輸入的變化，輸出的變 化成為最小。因此，可以通過以何種程度控制AM-PM轉(zhuǎn)換，來決 定Arlmax/r = k的值。
在本發(fā)明的第1實施方式中，如上所述，作為數(shù)字失真發(fā)生電路
19a以及19b,利用如下部件，其具有二維排列了存儲元件的存儲
矩陣51;根據(jù)信號電平與多個基準電壓的比較結(jié)果，發(fā)生選擇存儲矩
陣51的行中的1個行的行選擇信號的電平比較器52;以及將從存儲
矩陣51讀出的失真成分數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬信號的D/A轉(zhuǎn)換器53。由此，
可以改善由數(shù)字失真發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲時間與由RF通道2產(chǎn)生的
延遲時間的時間差t d的問題。由此，可以在寬頻帶中得到良好的特性。 以下對其進行說明。
在圖1所示的預矯正數(shù)字線性化器1中，為了確保充分的頻帶寬 度，而得到良好的特性，由數(shù)字失真發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲時間與由 RF通道2產(chǎn)生的延遲時間的時間差td變得重要。
即，交叉調(diào)制抑制的機理被考慮成由預矯正數(shù)字線性化器1產(chǎn)生 的交叉調(diào)制成分與由高頻放大器24產(chǎn)生的交叉調(diào)制成分被抵消的結(jié) 果。因此，這些2個交叉調(diào)制成分的相位差變得重要。
在本發(fā)明中，著眼于由該數(shù)字失真發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲時間與由RF通道2產(chǎn)生的延遲時間的時間差td的重要性，減少由數(shù)字失真發(fā) 生器4產(chǎn)生的絕對延遲時間，而減小由數(shù)字失真發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲 時間與由RF通道2產(chǎn)生的延遲時間之差td。
即，在本發(fā)明的實施方式中，數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b如圖 ll所示，由存儲矩陣51、電平比較器52、 D/A轉(zhuǎn)換器53構(gòu)成。在這 樣的結(jié)構(gòu)中，不使用將輸入值轉(zhuǎn)換成二進制數(shù)據(jù)的A/D轉(zhuǎn)換器，而從 存儲矩陣51的各行一并讀出與輸入信號的包絡線的電平的檢測值對 應的失真成分數(shù)據(jù)。因此，可以以1個時鐘以內(nèi)的大致實時的方式， 得到失真成分的波形，由數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b產(chǎn)生的延遲時 間變小。
另外，在RF通道2的路徑中，如圖1所示，設置具有與奈奎斯 特濾波器的低通濾波器22a、 22b的延遲時間、與由數(shù)字失真發(fā)生電 路19a、 19b產(chǎn)生的延遲時間之和相當?shù)难舆t量的帶通濾波器13，而 使由數(shù)字失真發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲時間與由RF通道2產(chǎn)生的延遲時 間一致。
即，帶通濾波器13是用于確保頻帶的濾波器，如果將該帶通濾 波器13的延遲量設為與作為奈奎斯特濾波器的低通濾波器22a、 22b 大致相當?shù)难舆t量，則可以使由數(shù)字失真發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲時間與 由RF通道2產(chǎn)生的延遲時間一致?；旧?，該帶通濾波器13只要是 對與低通濾波器22a、 22b等同的部分進行頻率變換而使用的濾波器 即可。另外，為了使數(shù)字失真發(fā)生電路的延遲時間等效，可以采取增 大濾波器的級數(shù)或減少頻帶寬度等手段。因此，無需使用SAW濾波 器那樣的特別的元件，而可以實現(xiàn)小型化，且還可以改善高頻特性。
由此，在本發(fā)明的實施方式中，通過高速釆樣，可以在寬頻帶中 得到良好的特性。例如，在希望抑制包括頻帶外的3次交叉調(diào)制整體 來改善特性的情況下，需要在數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b中，生成 時對輸入信號的包絡線信號進行平方而得到的2倍波成分。其頻帶寬 度與高頻信號的頻帶寬度相等。如果為了防止由于重疊而引起的混 疊，而進行過采樣，則需要至少高頻信號的頻帶寬度的4倍左右的采樣時鐘。例如通過500Msps的采樣，可以實現(xiàn)頻帶寬度125MHz的線 性化器。另外，由于大致實時地進行波形變換，所以結(jié)構(gòu)被簡化，而 可以實現(xiàn)小型、輕量、降低成本。另外，由于無需特別的延遲電路， 所以可以提高時鐘頻率，而實現(xiàn)寬頻帶化。
如上所述，在本發(fā)明的第1實施方式的預矯正數(shù)字線性化器1 中，作為數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及19b,利用如下部件，其具有 二維排列了存儲元件的存儲矩陣51;根據(jù)信號電平與多個基準電壓的 比較結(jié)果，發(fā)生選擇存儲矩陣51的行中的1個行的行選擇信號的電 平比較器52;以及將從存儲矩陣51讀出的失真成分數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬 信號的D/A轉(zhuǎn)換器53。在該情況下，在數(shù)字失真發(fā)生電路19a以及 19b中，通過電平比較器52對包絡線電平的檢測值進行量化，從存儲 矩陣51讀出失真成分數(shù)據(jù)，通過D/A轉(zhuǎn)換器53轉(zhuǎn)換成模擬值，所以 由電平比較器52以及D/A轉(zhuǎn)換器53產(chǎn)生量化誤差。此處，考察該量 化誤差。
本發(fā)明的第1實施方式的預矯正數(shù)字線性化器1如圖16所示， 可以表示成通過正交調(diào)制器3對來自RF通道2的信號與經(jīng)由數(shù)字失 真發(fā)生器4的信號進行調(diào)制的構(gòu)成。由此，如果將數(shù)字失真發(fā)生器4 的傳遞函數(shù)設為下式，
<formula>formula see original document page 35</formula>
此處，將由電平比較器52和D/A轉(zhuǎn)換器53引起的量化誤差設 為Arl、 Ar2。本來信號電平應為r,但由于通過電平比較器52進行 量化，在數(shù)字失真發(fā)生器4中判斷為(r + Arl)，從而產(chǎn)生Arl。進 而，在D/A轉(zhuǎn)換器53中，也僅采用離散值，所以發(fā)生與誤差Ar2相
伴的量化誤差。
因此，預矯正數(shù)字線性化器1的輸出z成為如下所示。 <formula>formula see original document page 35</formula>另外，無誤差時的輸出如下所示，z = cl.r.(l + g (r))
所以，輸出中的量化誤差Az成為下式。
△z = cl.r'dg/dr'Arl+cl'r'Ar2 (12)
如果將高頻放大器24的傳遞函數(shù)設為F(z)，則高頻放大器24
的輸出中的量化誤差成為下式。
△y=dF/dz'Az (13)
如果對高頻放大器24的傳遞函數(shù)F (Z)進行冪級數(shù)展開，則成 為下式。
F (z) = al 'z + a3'z3+ a5.z5+ a7'z7+ a9'z9+...... (14)
如果對其進行微分，則成為下式， dF/dz = al +3.a3'z2+5.a5'/+7.a7'z6+9.a9.z8+…. (15)
而得到dF/dz。進而，如果代入式(10)，則成為下式，
△y = dF/dz.Az= (2'al'c3'r 2+cl(6.a3'cl'c3+(4'al'c5/cl))(rV......) △
rl + (al-cl.r+3.a3.(Cl3)'(r3)+......).Ar2 (16)
而得到高頻放大器24的輸出中的量化誤差Ay。
此處，如圖17所示，對于電平ri,將量化步寬考慮成Arlmax、
-Arlmax。同樣地，將D/A轉(zhuǎn)換器53的量化步寬考慮成Ar2max、
—Ar之max。
用式(16)的兩邊除以輸入信號的包絡線電平r，由此輸出中的
量化誤差對包絡線電平比成為下式。
△y/r = (2. a 1.c3' r+c 1(6■ a3. c 1 c3+(4. al c5/cl))(r3) +......) 厶r lmax.(厶r 1/
△rlmax)+(al'cl+3'a3.(cl3).(r3) +......)'厶r2max.(Ar 2/Ar2max) (17)
此處，可以假設成輸入信號的包絡線電平r在某微小范圍內(nèi)概率 上一樣地分布。即，Arl/rlmax、 Ar2/r2max在(-1， +1)中一樣 地分布且處于該范圍內(nèi)。因此，輸出中的包絡線電平對量化噪聲比 Ay/r是通過量化步幅rlmax、 r2max來決定的。
據(jù)此，考察電平比較器52的設定電壓。另外，電平比較器52 的設定電壓決定量化步驟，所以該電平比較器52的設定電壓具體而 言是對各比較器55—1、 55—2、 55—3、…設定的基準電壓e" e2、 e3、…。
在電平比較器52中，如圖12所示，將輸入信號的包絡線電平與多個基準電壓ei、 e2、 e3、…進行比較。在該情況下，可以考慮為輸 入信號的包絡線電平相當于各基準電壓的中間值。即，包絡線電平的 檢測值n如圖18所示成為ri= (ei + ej-!) /2。
另外，量化步幅Arlmax如圖18所示那樣成為Arlmax= ( ei-
e卜')/2。
另外，設為作為D/A轉(zhuǎn)換器53使用 一定的量化步幅的轉(zhuǎn)換器， 并將量化步幅Ar2max設為一定。D/A轉(zhuǎn)換器53的輸入被二進制化， 量化步幅Ar2max可以設成充分小于量化步幅Arlmax，即使在該情 況下，存儲矩陣的尺寸也不會急劇變大。例如即使將步幅設為一半， 存儲矩陣的列(column )也僅增加1列。在以下的議論中，忽略量化 步幅Ar2max。
作為電平比較器52的基準電壓，假設如下那樣設定。 (a ) 進行設定以使量化步幅Arlmax成為一定。
(b) 進行設定以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之積 r'Arlmax成為一定。
(c) 進行設定以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比 Arlmax/r成為一定。
(d) 進行設定以使輸入信號的包絡線電平的平方與量化步幅 之積r2.Arlmax成為一定。
以上，對使用了線性檢波電路18的情況進行了論述，但在將其 置換成平方律檢波電路的情況下，或在置換成其他檢波電路的情況 下，只要包絡線電平r與量化步幅Ar滿足上述關系，則也可以與使 用了線性檢波電路的情況同樣地實現(xiàn)步驟數(shù)的最佳化。
另外，在由A/D轉(zhuǎn)換器、查找表、D/A轉(zhuǎn)換器構(gòu)成的以往的失 真發(fā)生電路中，通過設置A/D轉(zhuǎn)換器的基準電壓以使輸入信號的包絡 線電平與量化步幅之積r.Arlmax成為一定、4吏輸入信號的包絡線電 平與量化步幅之比Arlmax/r成為一定、使輸入信號的包絡線電平的 平方與量化步幅之積r2.Arlmax成為一定，也可以減少AD轉(zhuǎn)換器的 位數(shù)，其結(jié)果可以大幅減少存儲器的容量。但是，需要根據(jù)檢波器的特性來變換比較器52的基準電壓。例 如，在平方律檢波電路中輸入信號的包絡線電平r與檢波電路的輸出 r，的關系是r，-r2，所以平方律檢波電路時的基準電壓ei，相對于在上 述中求出的線性檢波電路時的基準電壓ei，成為e,- ei2。
首先，考察將量化步幅Arlmax設為一定的情況。通過式(17), 輸出中的量化誤差對包絡線電平比Ay/r與輸入信號的包絡線電平和 量化步幅之積r.Arlmax成比例。
在設定基準電壓以使量化步幅Arlmax成為一定、即Arlmax = k
(k為固定值)的情況下，式(17)成為下式，
厶y/r = (2'al.c3'r+cl(6.a3.cl'c3+(4.al'c5/cl))(r3) +......).k'(厶rl/厶rlmax
(18)
由于第2項以下為3次以上的微小量而可以忽略，所以輸出中的
量化誤差對包絡線電平比Ay/r與輸入信號的包絡線電平r成比例。 此處，由于量化步幅Arlmax為一定，所以成為下式。
△rlmax = (e — e、)/2= k
因此，電平比較器52的各基準電壓的設定值成為下式。
e"小k +e。 (19)
此處，k是在被提供了某輸入電平r下的量化誤差對信號電平比 時通過式(18)求出的。如果在包括該輸入電平r的最小值elQW、最 大值ehi的范圍內(nèi)應用該步驟，則該范圍內(nèi)的步驟數(shù)NO通過式(19)
而成為下式。
N0:(e -e )/(2k) (20)
hi low
接下來，考察進行設定以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之
積r.Arlmax成為一定的情況。
在設定基準電壓以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之積 r.Arlmax成為一定、即r'Arlmax - k ( k為固定值)的情況下，通過 式(17)，成為下式，
△y/r = (2'al'c3 +cl (6.a3'cl'c3+(4'al .c5/cl))(r 2) +......)'k'( Arl/Arlmax)
如果將第2項以下作為2次以上的微小量而忽略，則輸出中的量
38化誤差對包絡線電平比Ay/r與輸入信號的包絡線電平r無關而總是成 為一定。
如果設為r.Arlmax-k，則此時步驟i的基準電壓成為下式。 r'厶rlmax: ((e + e )/2) ((e -e )/2) =k (22)
i i-l i H
因此，得到下式那樣的遞推公式。
e2-e 2=4.k (23)
i i-l
因此，電平比較器52的各基準電壓成為下式。 e=2.SQRT(k.i+e 2) (24)
i 0
在被提供某輸入電平r下的量化誤差對信號電平比時通過式 (21)求出k。如果在包括該輸入電平r的最小值e,。w、最大值ew的范 圍內(nèi)應用該步驟，則該范圍內(nèi)的步驟數(shù)N1成為下式。
Nl=(e 2_e V(4k) (25)
hi low
接下來，考察將輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比 Arlmax/r設為一定的情況。如果將式(17)改寫，則得到下式。
△y/r = (2'al'c3'r2+cl(6.a3'cl.c3+(4,al.c5/cl))(r4) +......).(Arlmax/r)'(
△rl/Arlmax) (26)
此處，如果將輸入信號的包絡線電平r與量化步幅Arlmax之比
(Arlmax/r )設為一定、即Arlmax/r = k ( k為固定值)，并代入到上
式，則成為下式，
Ay/r = (2 al. c3.r 2+cl(6. a3 c 1. c3+(4.al c5/cl))(r4) +......) k (Arl/Arlmax )
(27)
輸出中的量化誤差對包絡線電平比與包絡線電平的檢測值r的 平方成比例。如果"i殳為Arlmax/r-k，則此時步驟i的基準電壓成為下式。
△rlmax々=(e -e )/(e + e 〉=k (28)
i i-l i i-l
因此，得到下式那樣的遞推公式。
e=(l+k)/(l-k)'e (29)
電平比較器52的各基準電壓成為下式。
e=((l+k)/(l-k))i'e (30)
i o此處，k是在被提供了某輸入電平r下的量化誤差對信號電平比 時通過式(27)求出的。如果在包括該輸入電平r的最小值e,。w、最 大值ehi的范圍內(nèi)應用該步驟，則該范圍內(nèi)的步驟數(shù)N成為下式。
<formula>formula see original document page 40</formula>
接下來，考察進行設定以使輸入信號的包絡線電平的平方與量化 步幅之積,Arlmax成為一定的情況。如果對式(17)變形，則成為 下式。
<formula>formula see original document page 40</formula>(32)
此處，如果設為r、Arlmax-k—定，則成為下式， Ay=(2'al.c3+cl(6'a3'c.c3+(4.al.c5)/cl)r2+ ...) k (厶rl/厶rlmax) (33)
第2項以下作為r的平方以上的微小量而可以忽略，輸出中的量 化誤差Ay與r無關而成為一定。
此時步驟i的基準電壓根據(jù)r2.Arlmax = k而成為下式。
<formula>formula see original document page 40</formula>
如果為了得到更簡單的遞推公式，而使用下式那樣的近似式，
<formula>formula see original document page 40</formula>
則得到下式那樣的遞推公式。
<formula>formula see original document page 40</formula>
因此，電平比較器52的各基準電壓成為下式。
<formula>formula see original document page 40</formula>
在被提供了某輸入電平r下的量化誤差對信號電平比時通過式 (19)來求出k。如果在包括該輸入電平r的最小值ei。w、最大值ehi
的范圍內(nèi)應用該步驟，則該范圍內(nèi)的步驟數(shù)N2成為下式。
<formula>formula see original document page 40</formula>
當總結(jié)以上的結(jié)果時，如下所述。
(a )在進行設定以使量化步幅Arlmax成為一定的情況下量化 誤差與包絡線電平r的平方成比例，量化誤差對包絡線電平比與r成 比例。(b) 在進行設定以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之積
r-Arlmax成為一定的情況下量化誤差與包絡線電平r成比例，量化 誤差對包絡線電平比與r無關而成為一定。
(c) 在進行設定以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比 Arlmax/r成為一定的情況下量化誤差與包絡線電平r的3次方成比 例，量化誤差對包絡線電平比與r的平方成比例。
(d )在進行設定以使輸入信號的包絡線電平的平方與量化步幅之 積一.Arlmax成為一定的情況下量化誤差與包絡線電平r無關而成 為一定。
根據(jù)以上的考察，進而考察預矯正數(shù)字線性化器1中的電平比較 器52的設定電壓。
首先，在將量化步幅Arlmax設為一定的情況下，如上所述，輸 出中的量化誤差對包絡線電平比與輸入信號的包絡線電平r成比例。 與其相對，3次交叉調(diào)制對信號比與輸入信號的包絡線電平r的平方 成比例(參照式(8))。因此，量化誤差對3次交叉調(diào)制比與輸入 信號的包絡線電平的檢測值r成反比，越靠近飽和點，越小。
如果考慮3次交叉調(diào)制可以穩(wěn)定地改善大約20dB左右的情況、 和無法改善飽和點附近處的交叉調(diào)制的情況，則在飽和點附近的交叉 調(diào)制失真為主導的區(qū)域中，減小量化誤差對3次交叉調(diào)制比變得無意 義。在飽和點附近及其以上的輸入中，不管在飽和點以下如何改善非 線性，也無法改善3次交叉調(diào)制失真。實際上，當輸入輸出特性在飽 和點以下為線性而相對飽和點以上的輸入具有一定的輸出的理想的 情況下，2波3次交叉調(diào)制在飽和點處也大約成為10dB。對于該值， 通過經(jīng)驗或模擬都可知，無論飽和點以下是什么樣的特性，也幾乎不 變化。
與其相對，如果在飽和點附近的交叉調(diào)制為主導的區(qū)域中，將量 化誤差對3次交叉調(diào)制比保持為一定，則可以增大量化步幅Arlmax， 而可以減少量化步驟數(shù)。從難以將3次交叉調(diào)制從20dB改善至30dB 以上這樣的情況來說，將量化誤差對3次交叉調(diào)制比保持為一定的做法是合理的考慮方法。
在將輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比Arlmax/r設為一定 的情況下，如上所述，輸出中的量化誤差對包絡線電平比與包絡線電 平r的平方成比例。其含義為，如果輸入信號的包絡線電平下降10dB, 則輸出中的量化誤差對包絡線電平比被改善20dB，與信號對3次交 叉調(diào)制的關系一致。即，該關系的含義為，在使用分貝表示的兩個對 數(shù)曲線來表示輸入值和輸出值時，輸出中的量化誤差對輸入信號的包
變化。因此，如果將輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比Arlmax/r 設為 一定，則可以將量化誤差對3次交叉調(diào)制比保持為 一定。
另外，由于成為下式，輸出的量化噪聲具有與3次交叉調(diào)制同樣 的頻率成分。因此，輸出中的量化噪聲總是被3次交叉調(diào)制屏蔽。
<formula>formula see original document page 42</formula>如果考慮為由預矯正數(shù)字線性化器1發(fā)生的3次交叉調(diào)制與由高 頻放大器24發(fā)生的3次交叉調(diào)制在相位上相互抵消而被抑制，則該 函數(shù)提供最佳的關系。因此，可以考慮為在飽和點附近的交叉調(diào)制失 真為主導的區(qū)域中，將輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比 Arlmax/r設為一定的做法是最佳的。
但是，如果將輸入信號的包絡線電平與量化步幅之比Arlmax/r 設為一定，則當輸入信號的包絡線電平r變小時，量化步幅Arlmax 也一起變小且沒有止境，而步驟數(shù)成為無限。
因此，如圖19(A)所示，在飽和點附近的交叉調(diào)制為主導的區(qū) 域中，設定電平比較器52的基準電壓以使輸入信號的包絡線電平與 量化步幅之比Arlmax/r成為一定，將量化誤差對3次交叉調(diào)制比保 持為一定，在輸入信號的包絡線電平為規(guī)定值rx以下時，進行設定 以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之積r.Arlmax成為一定，將 量化誤差對包絡線電平比設為一定，或者，如圖19(B)所示，在輸 入信號的包絡線電平為規(guī)定值rx以下時，進行設定以使輸入信號的 包絡線電平的平方與量化步幅之積r^Arlmax成為一定，將量化誤差設為一定。
即，如圖20所示，設為使用數(shù)字表示的兩個對數(shù)曲線來表示輸 入值和輸出值。在圖20中，Pl表示補償后的輸入輸出特性，P2表示 補償前的3次交叉調(diào)制特性，P2表示補償后的3次交叉調(diào)制，P4表 示最佳化后的量化誤差，P5表示將量化步幅設為 一定時的量化誤差。
補償前的3次交叉調(diào)制如用特性P2所示，成為斜率3的特性。 與其相對，如果將量化步幅Arlmax設為一定，則量化誤差與包絡線 電平的平方成比例，所以如用特性P5所示，成為斜率2的特性。這 樣，3次交叉調(diào)制的特性成為斜率3且量化誤差的特性成為斜率2， 所以在將量化步幅設為一定的情況下，在飽和點附近的邏輯上無法預 料交叉調(diào)制特性的改善的區(qū)域中，3次交叉調(diào)制對量化噪聲比隨著輸 入的增加而變大。其表示在飽和點附近將步幅減小到所需以上而增大 了量化步驟數(shù)。
在交叉調(diào)制失真為主導的區(qū)域中，如果將輸入信號的包絡線電平 與量化步幅之比Arlmax/r設為一定，則量化誤差與包絡線電平r的3 次方成比例，而成為斜率3的變化。因此，與3次交叉調(diào)制的特性的 斜率相同，可以將3次交叉調(diào)制對量化噪聲比保持為一定。但是，在 該情況下，如果輸入信號的包絡線電平變小，則量化步幅Arlmax也 一起變小，且沒有止境，而步驟數(shù)變成無限。
因此，在交叉調(diào)制失真為主導的區(qū)域中，進行設定以使輸入信號 的包絡線電平與量化步幅之比Arlmax/r成為一定，在量化噪聲成為 充分變小的規(guī)定值rx以下時，進行設定以使輸入信號的包絡線電平 與量化步幅之積r.Arlmax成為一定。在該情況下，如用特性P4所示， 在規(guī)定值rx以下時，斜率成為1、即輸出信號對量化噪聲比成為一定， 如果超過規(guī)定值rx，則成為斜率3的特性，而得到最佳的量化誤差特 性。
一般，在無線通信中，在考慮了熱噪聲等外部噪聲的基礎之上進 行系統(tǒng)設計、電路設計，即使僅僅極端地抑制量化噪聲，也無法得到 作為系統(tǒng)的效果。實際上在接收側(cè)，熱噪聲等來自外部的噪聲與來自放大器的發(fā)送輸出無關而為一定。因此，在發(fā)送輸出為某一定電平以 下時，無需抑制發(fā)送信號中包含的量化噪聲。在該情況下，在規(guī)定值
rx以下時，可以通過將輸入信號的包絡線電平的平方與量化步幅之比 r"Arlmax設為一定，而使量化噪聲與包絡線電平無關而成為一定， 由此可以進一步減少量化步驟數(shù)。在3次交叉調(diào)制以外的信號中附隨 的噪聲、或熱噪聲等外部噪聲為主導的區(qū)域中，可以通過上述的方法 來減少量化步驟數(shù)。
如上所述，通過組合量化步幅的設定的做法，可以設定對各系統(tǒng) 最佳的針對量化噪聲的要求。由此，可以大幅減少步驟數(shù)，可以實現(xiàn) 電路的簡化、高速化，還可以降低成本。
例如，通過將飽和點處的輸出中的量化誤差對包絡線電平之比設 為-45dB、在IBO (Input Back - off ，輸入回退)10dB的點處設為 -65dB，而相對其以下的輸入電平i殳定成-65dB的一定值，可以保 持系統(tǒng)中所需的量化噪聲對信號電平，并且與由等差數(shù)列比較器構(gòu)成 的情況相比可以大幅削減量化步驟數(shù)。從飽和點至IBO 10dB點為止， 根據(jù)非補償?shù)母哳l放大器24的3次交叉調(diào)制特性，大約是降低-35dB 的值。如果考慮通過線性化器將3次交叉調(diào)制改善20 - 30dB的情況， 則該值是充分的值。特別，如果考慮飽和點附近處的2波C/3IM (載 波對3次交叉調(diào)制)為幾十dB左右的情況、和是幾乎無法改善交叉 調(diào)制的區(qū)域的情況等，則是充分的值。
從IBO 10dB至飽和點，所設定的量化誤差對包絡線電平之比以 2dB/dB增加，其是通過設定電平比較器52的基準電壓以使輸入信號 的包絡線電平與量化步幅之比Arlmax/r成為一定而得到的。另外， 在IBO 10dB以下的區(qū)域中，所設定的量化誤差對包絡線電平比為一 定，其是通過進行設定以使輸入信號的包絡線電平與量化步幅之積 r.Arlmax成為一定而得到的。
通過根據(jù)高頻放大器的特性求出近似式，進而求出反函數(shù)，可以 求出下式的各系數(shù)。
△y = (2'al.c3.r2+cl(6'a3'cl'c3+(4'al'c5/cl))(r" +......)'△ rl如果在實際的TWTA中求出第1項的系數(shù)則成為2'al'c3 = 0.544。在該情況下根據(jù)r = 0.316 ( OBO; - 10dB )、厶y = 0.00017783
(-75dB)，而成為下式
△rlmax/r=0,01034
r.Arlmax = 0.00103
通過式(25) 、 (31)求出步驟數(shù)，分別得到55.6、 24.2而比較 器中要求的總步驟數(shù)大約成為80步驟。這樣，直到輸入信號的量化 誤差對包絡線電平比成為65dB的位置為止，設定量化步幅以使輸入 信號的包絡線電平與量化步幅之比Arlmax/r成為一定，在輸入信號 的量化誤差對包絡線電平比成為65dB的位置以下，設定量化步幅以 使輸入信號的包絡線電平r與量化步幅Arlmax之積r.Arlmax成為 一定的情況下，整個的步驟數(shù)大約成為80步驟。在該情況下，除了 零的最小的量化步驟el相當于信號輸入-24dB，在其以下不進行數(shù) 字化。
與其相對，如果在將量化步幅Arlmax設為一定的情況下，進行 設定以在IBO 10dB的點處，使量化誤差對包絡線電平比成為65dB， 則通過式(20)步驟數(shù)成為306。其原因為，在量化步幅Arlmax — 定的情況下如上所述量化誤差對包絡線電平比相對輸入電平的變化 以ldB/dB變化，不論在3次交叉調(diào)制為主導的區(qū)域中，還是在IBO 10dB以下的區(qū)域中，與上述的例子相比步驟被設定得更細而未被最 佳化。
通過這樣對量化步幅進行最佳化，可以大幅減少量化步驟數(shù)，可 以在能夠制造的邏輯電路數(shù)的范圍內(nèi)確保所需充分的量化噪聲比，同 時可以容易地得到20dB 30dB的動態(tài)范圍。另外，在衛(wèi)星搭載用的 設備等中，由于可以增大元件的大小，所以可以實現(xiàn)耐輻射線特性優(yōu) 良的部件。
如上所述，在本發(fā)明的實施方式中，如圖ll所示，由存儲矩陣 51、電平比較器52、 D/A轉(zhuǎn)換器53構(gòu)成數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b， 在這樣的結(jié)構(gòu)中，如圖14所示，通過擴展查找表，不僅可以發(fā)生失 真成分數(shù)據(jù)，而且還可以用作限制器。但是，由于附加限制功能，電平比較器52的輸入電壓范圍成為2-3倍。如果如以往那樣將Arlmax 設為一定則量化步驟數(shù)也相應地成為2-3倍，比較器和存儲器的元 件數(shù)急劇增加。因此，在使其具有限制功能的情況下，減少量化步驟 數(shù)變得重要。
如上所述，通過對量化步幅進行最佳化，而減少量化步驟數(shù)，可 以容易地實現(xiàn)限制功能，由此，可以適用于通信衛(wèi)星搭載用的放大器 等多種信號的放大器。
另外，在本發(fā)明的第1實施方式中的數(shù)字失真發(fā)生電路19a、19b 中，如圖12所示，根據(jù)包絡線電平的檢測值與基準電壓的比較結(jié)果， 選擇存儲矩陣51的行中的1個行，所以步驟數(shù)的增加意味著存儲矩 陣51的行數(shù)的增加。因此，通過削減量化步驟數(shù)，可以削減電路的 元件數(shù)。另外，其意味著可以使用比較大的元件，而可以構(gòu)成高速的 數(shù)字電路。
數(shù)字失真發(fā)生電路的具體例
接下來，對數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b的具體例進行詳細說明。 如圖ll的原理結(jié)構(gòu)所示，數(shù)字失真發(fā)生電路19a、 19b基本上由存儲 矩陣51、電平比較器52、 D/A轉(zhuǎn)換器53構(gòu)成。進而，在具體例中， 如圖21所示，經(jīng)由延遲調(diào)整電路54，向D/A轉(zhuǎn)換器53發(fā)送從存儲 矩陣51讀出的失真成分數(shù)據(jù)。延遲調(diào)整電路54對由數(shù)字失真發(fā)生器 4產(chǎn)生的延遲時間和由RF通道2產(chǎn)生的延遲時間的時間差td進行調(diào) 整。首先，對電平比較器52的具體結(jié)構(gòu)進行說明。
圖22是示出電平比較器52的第l例子的圖。在圖22中，在基 準電壓(VREF)的輸入端子151與接地之間，設置有梯形電阻153—1、
153— 2、 153—3、…。梯形電阻153—1、 153—2、 153_3、...的級間的輸 出被供給到比較器154—1、 154—2、 154—3、...的一個輸入端。
來自輸入端子152的輸入信號被供給到比較器154—1、 154—2、
154— 3、…的另一個輸入端。由比較器154—1、 154—2、 154一3、…對輸 入信號與來自梯形電阻153—1、 153—2、 153—3、…的級間的多個基準 電壓分別進行比較。向比較器154—1、 154_2、 154—3、…，供給選通信號(STB)。 如果向比較器154—1、 154—2、 154—3、...供給了選通信號，則從比較 器154—1、 154—2、 154—3、...分別輸出比較輸出。
比較器154—1、154_2、154—3、…的輸出被供給到"與非，，門156—1、 156—2、 156_3、.…
即，最下位的比較器154_1的輸出被反相后供給到"與非"門 156—1的2個輸入端，并且被反相后被供給到"與非"門156—2的一個 輸入端。比較器154_2的輸出被反相后被供給到"與非"門156一2的另 一個輸入端，并且被供給到"與非，，門156_3的一個輸入端。以下，各 比較器154—3、 154_4、...的輸出分別被反相后供給到"與非"門156—3、
156— 4、…的另一個輸入端，并且被供給到"與非"門156—4、 156_5、... 的一個輸入端。而且，向最上位的"與非"門電路156—n的2個輸入端， 供給最上位的比較器154—n-1的輸出。
"與非，，門156—1、 156_2、 156—3、...的輸出被分別供給到反相157— 1、 157—2、 157—3、…。向反相器157—1、 157_2、 157—3供給時 鐘。
如果向反相器157_1、 157—2、 157_3供給了時鐘，則"與非"門 156_1、 156—2、 156—3、...的輸出通過反相器157—1、 157—2、 157—3、... 而分別被反轉(zhuǎn)輸出。
在這樣的結(jié)構(gòu)的電平比較器中，對輸入值的電平與在電阻 153一1、 153_2、 153—3、...的級間設定的多個基準電壓進行比較，根 據(jù)該比較結(jié)果，可以發(fā)生選擇存儲矩陣的行中的l行的行選擇信號。
圖23是示出電平比較器52的第2例子的圖。在該例子中，作為 比較器154_1、 154—2、...，使用了可以輸出同相輸出和反相輸出的比 較器。關于其他結(jié)構(gòu)，基本上與圖22所示的第1例子相同，省略其 說明。
接下來，對存儲矩陣51的具體結(jié)構(gòu)進行說明。圖24是示出存儲 矩陣51的第1例子的圖。
在圖24中，在存儲矩陣51中，二維地排列有存儲元件161以及開關元件162。在同一行排列的存儲元件161分別與所對應的行的寫 入選擇線SWL1、 SWL 2、…、SWLm連接。另外，在同一行排列 的開關元件162的控制端子分別與讀出選擇線SRL 1、 SRL 2、 SRL m連接。
在同一列排列的存儲元件161分別與所對應的列的數(shù)據(jù)寫入線 WL—1以及WL 1、 WL 2以及WL—2、…、WLn以及n連 接。另外，在同一行排列的開關元件162的輸出端子分別與所對應的 列的數(shù)據(jù)讀出線RL—1、 RL—2、…、RL—n連接。此處，—表示"非，， (NOT)。
存儲元件161如圖25所示，包括由MOS晶體管Ql ~Q4構(gòu) 成的觸發(fā)器；和作為存取晶體管發(fā)揮功能的MOS晶體管Q5以及Q6。 由MOS晶體管Ql ~Q4構(gòu)成的觸發(fā)器經(jīng)由由MOS晶體管Q5以及 Q6構(gòu)成的存取晶體管，與數(shù)據(jù)寫入線WL j以及—WL j連接。MOS 晶體管Q5以及Q6的柵極與寫入數(shù)據(jù)線SWL i連接。在這樣的存儲 元件中，如果將寫入選擇線SWLi設為H (高)電平，則MOS晶體 管Q5以及Q6成為導通，從數(shù)據(jù)寫入線WL以及—WL送來的數(shù)據(jù)經(jīng) 由MOS晶體管Q5以及Q6 #:寫入到由MOS晶體管Ql ~ Q4構(gòu)成的 觸發(fā)器。
另外，MOS晶體管Q1~Q4的存儲數(shù)據(jù)經(jīng)由開關元件162被讀 出到數(shù)據(jù)讀出線RL j。開關元件162是拍頻倒相器(clock inverter )。 如果將讀出選擇線SRL i設為H電平，則開關元件162成為動作狀態(tài)， 存儲在由MOS晶體管Ql ~ Q4構(gòu)成的觸發(fā)器71中的數(shù)據(jù)經(jīng)由開關元 件162被反相而讀出到數(shù)據(jù)讀出線RLj。
在圖24中，從4亍地址解碼器163經(jīng)由反相器164—1、 164_2、... 以及拍頻倒相器165—1、 165—2、…，導出寫入選擇線SWL 1、 SWL 2.....SWL m。向拍頻倒相器165—1 、 165—2、...，提供寫入信號(Write )。
從行數(shù)據(jù)緩沖器166，導出數(shù)據(jù)寫入線WL 1、 WL 2.....WL n，
并且經(jīng)由反相器167_1、 167—2、…、167—n,導出數(shù)據(jù)寫入線—WLl、 WL2、…、WLn。讀出選擇線SRL1、 SRL 2..... SRL m從電平比較器52被導
出。數(shù)據(jù)讀出線RL1、 RL 2、…、RL n經(jīng)由延遲調(diào)整電路54被導 出到D/A轉(zhuǎn)換器53。
在讀出時，根據(jù)來自電平比較器52的輸出，向讀出選擇線SRL
1、 SRL 2..... SRLm中的l個，發(fā)送H電平的讀出選擇信號。通
過該讀出選擇信號，所選擇的行的開關元件162成為激活狀態(tài)，從所 選擇的行的存儲元件161，以行單位進行數(shù)據(jù)的讀出。
該數(shù)據(jù)經(jīng)由該行的開關元件162，被發(fā)送到數(shù)據(jù)讀出線RL 1、 RL2、…、RLn，從數(shù)據(jù)讀出線RL1、 RL2、…、RLn，經(jīng)由延遲 調(diào)整電路54，被送到D/A轉(zhuǎn)換器53。
在寫入時，通過輸入到行地址解碼器163的行地址，選擇存儲矩 陣51的1個行。根據(jù)所選擇的行，向?qū)懭脒x擇線SWL 1、 SWL 2、...、 SWLm中的1個，從行地址解碼器163發(fā)送H電平的寫入選擇信號。 然后，來自行數(shù)據(jù)緩沖器166的數(shù)據(jù)經(jīng)由數(shù)據(jù)寫入線WL1以及—WL 1、 WL2以及—WL2、...，被送到期望的行的存儲元件161，向在該 行排列的存儲元件161寫入數(shù)據(jù)。
圖26是示出這樣的存儲矩陣51的各部的動作的時序圖。從電平 比較器52，如圖26 (A)所示，如果在時刻tl的定時，輸出了選擇 第i行的信號，則該信號經(jīng)由讀出選擇線SRLi，被送到在第i行排列 的開關元件162。由此，從在第i行排列的存儲元件161，如圖26(B) 所示，輸出失真成分數(shù)據(jù)的列數(shù)據(jù)。該失真成分數(shù)據(jù)的列數(shù)據(jù)經(jīng)由數(shù)
據(jù)讀出線RL1、 RL2.....RLn被輸出，而經(jīng)由延遲調(diào)整電路54，
在圖26 (C)所示的定時，被輸入到D/A轉(zhuǎn)換器53。從D/A轉(zhuǎn)換器 53，如圖26 (D)所示，僅被延遲由延遲調(diào)整電路53引起的延遲時 間Td，在時刻t2，輸出失真成分的才莫擬值。
另外，所更新的失真成分數(shù)據(jù)的地址如圖26 (E)所示，在時刻 tll被確定，從行地址解碼器163，如圖26(F)所示，向第i行的寫 入選擇線SWi，提供選擇信號。另夕卜，如圖26(G)所示，向行數(shù)據(jù) 緩沖器166，輸出所更新的失真成分數(shù)據(jù)。如圖26 (B)所示，在時刻tl從在第i行排列的存儲元件161 的數(shù)據(jù)讀出完成后的時刻t12，如圖26 (H)所示，寫入信號Write 被送到拍頻倒相器165。由此，如圖26 (I)所示，向在第i行排列的 存儲元件161,寫入新的失真成分數(shù)據(jù)。這樣，從存儲矩陣51，可以 以1個時鐘以內(nèi)的大致實時的方式輸出失真成分。另外，在該存儲矩 陣51中，如果激活開關元件162而結(jié)束數(shù)據(jù)的讀出，則可以立即向 存儲元件61寫入數(shù)據(jù)。由此，可以在動作中，以釆樣數(shù)據(jù)單位，進 行失真成分數(shù)據(jù)的改寫。這樣，可以在動作中改寫失真成分數(shù)據(jù)的變 換表，并且，由于以采樣數(shù)據(jù)單位改寫失真成分數(shù)據(jù)的變換表，所以 可以將改寫時的特性的偏差抑制成最小，可以應對溫度變化、經(jīng)時變 化等連續(xù)性變化，無需停止動作，而可以維持最適合于抑制交叉調(diào)制 的特性。
接下來，對存儲矩陣51的其他具體結(jié)構(gòu)進行說明。圖27是示出 存儲矩陣51的第2例子的圖。
在圖27中，在同一行排列的存儲元件171分別與所對應的行的
寫入選擇線SWL—1、 SWL—2.....SWL—m連接。另外，在同一行排
列的存儲元件171分別與讀出選擇線SRL 1、 SRL2.....SRL m連接。
在同一行排列的存儲元件171分別與所對應的列的數(shù)據(jù)寫入線 WL—1以及—WL—1、 WL—2以及_\￥1^_2、…連接。另外，在同一列排 列的存儲元件171分別與所對應的列的數(shù)據(jù)讀出線RL一1以及—RL一1 、 RL—2以及RL 2、…連接。
存儲元件171如圖28所示，包括由MOS晶體管Q11~Q14 構(gòu)成的觸發(fā)器；寫入側(cè)存取晶體管Q15以及Q16;和讀出側(cè)存取晶體 管Q17以及Q18。
由MOS晶體管Q11~Q14構(gòu)成的觸發(fā)器經(jīng)由由MOS晶體管 Q15以及Q16構(gòu)成的存取晶體管，與數(shù)據(jù)寫入線WL j以及—WLJ 連接。另外，由MOS晶體管Q11~Q14構(gòu)成的觸發(fā)器經(jīng)由由MOS 晶體管Q17以及Q18構(gòu)成的存取晶體管，與數(shù)據(jù)讀出線RL j以及—RL_j連接。
MOS晶體管Q15以及Q16的柵極與寫入選擇線SWL i連接。 另外，MOS晶體管Q17以及Q18的柵極與讀出選擇線SRLi連接。
在這樣的存儲元件中，如果將寫入選擇線SWL i設為H電平， 則MOS晶體管Q15以及Q16成為導通，從數(shù)據(jù)寫入線WL以及_ WL送來的數(shù)據(jù)經(jīng)由MOS晶體管Q15以及Q16被寫入由MOS晶體 管Qll Q14構(gòu)成的觸發(fā)器。
另外，如果將讀出選擇線SRL i設為H電平，則MOS晶體管 Q17以及Q18成為導通，MOS晶體管Q11~Q14的存儲數(shù)據(jù)經(jīng)由 MOS晶體管Q17以及Q18，被讀出到數(shù)據(jù)讀出線RL j以及—RL j。
在圖27中，從行地址解碼器163，分別經(jīng)由反相器164—1、 164—2、...以及拍頻倒相器165—1、 165—2、...，導出寫入選擇線SWL
1、 SWL2.....SWL—m。向拍頻倒相器165_1、 165—2、...提供寫入
信號(Write)。
從行數(shù)據(jù)緩沖器166導出數(shù)據(jù)寫入線WL1、 WL2.....WLn，
并且經(jīng)由反相器167—1、 167—2..... 167—n，導出數(shù)據(jù)寫入線—WL1、
WL2..... WLn。
讀出選擇線SRL1、 SRL 2.....SRL m從電平比較器52被導出。
在數(shù)據(jù)讀出線RL1、 RL2、…、RLn以及RL1、 RL 2.....
_RLn中，設置有預充電電路173。另夕卜，在數(shù)據(jù)讀出線RL 1、RL2、...、 RLn以及-RLl、 —RL2、…、_RL n的輸出側(cè)，設置有讀出放大器 172。數(shù)據(jù)讀出線RL1、 RL 2、 .,.、 RL n經(jīng)由延遲調(diào)整電路54，被 導出到D/A轉(zhuǎn)換器53。
在讀出時，由預充電電路173對數(shù)據(jù)讀出線RL 1、 RL2.....
RLn以及—RLl、 —RL2、…、—RLn進行預充電。根據(jù)來自電平比 較器52的輸出，向讀出選擇線SRL 1、 SRL 2、…、SRL m中的1 個，發(fā)送H電平的讀出選擇信號。通過該讀出選擇信號，從所選擇的 行的存儲元件171，以行單位進行數(shù)據(jù)的讀出。該數(shù)據(jù)被送到數(shù)據(jù)讀出線RL—1以及RL—1、 RL—2以及RL—2、 " 、 RL—n以及RL_n,
從數(shù)據(jù)讀出線RL一1、 RL一2.....RL—n經(jīng)由延遲調(diào)整電路54被發(fā)送
到D/A轉(zhuǎn)換器53。由D/A轉(zhuǎn)換器53將該數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬信號并輸出。
在寫入時，通過輸入到行地址解碼器163的行地址，選擇存儲矩
陣51的行。根據(jù)所選擇的行，向?qū)懭脒x擇線SWL1、 SWL 2.....
SWLm中的1個，從行地址解碼器163發(fā)送H電平的寫入選擇信號。 然后，來自行數(shù)據(jù)緩沖器166的數(shù)據(jù)經(jīng)由數(shù)據(jù)寫入線WL1以及—WL 1、 WL2以及—WL2、 ...， -故送到期望的行的存儲元件161，向在該 行排列的存儲元件161寫入數(shù)據(jù)。
圖29是示出這樣的存儲矩陣51的各部的動作的時序圖。如圖 29(B)所示，在時刻t0，由預充電電路173對數(shù)據(jù)讀出線RL 1以及 RL1、 RL2以及RL2、…進行預充電。
從電平比較器52，如圖29(A)所示，如果在時刻tl的定時， 輸出了選擇第i行的信號，則該信號經(jīng)由讀出選擇線SRL i，被送到 在第i行排列的開關元件162。由此，從在第i行排列的存儲元件171， 如圖29 (C)所示，輸出失真成分數(shù)據(jù)的列數(shù)據(jù)。該失真成分數(shù)據(jù)的 列數(shù)據(jù)經(jīng)由數(shù)據(jù)讀出線RL1以及—RLl、RL2以及—RL2、…被輸出， 而經(jīng)由延遲調(diào)整電路54，被送到D/A轉(zhuǎn)換器53。從D/A轉(zhuǎn)換器53, 如圖29 (D)所示，僅被延遲由延遲調(diào)整電路54引起的延遲時間Td， 在時刻t2被輸入到D/A轉(zhuǎn)換器53，如圖29 ( E )所示，從D/A轉(zhuǎn)換 器53，輸出失真成分的模擬值。
另夕卜，所更新的失真成分數(shù)據(jù)的地址如圖29(F)所示在時刻tll 被確定，從行地址解碼器163，如圖29 (G)所示，向第i行的寫入 選擇線SWi，提供選擇信號。另外，如圖29(H)所示，向行數(shù)據(jù)緩 沖器166，輸出所更新的失真成分數(shù)據(jù)。
如圖29 (B)所示，在讀出完成后的時刻t12,如圖29 (I)所 示，寫入信號Write被送到拍頻倒相器165。由此，如圖29 ( J )所 示，向在第i行排列的存儲元件161，寫入新的失真成分數(shù)據(jù)。這樣， 從存儲矩陣51,可以以l個時鐘以內(nèi)的大致實時的方式輸出失真成分。另外，在該存儲矩陣51中，如果結(jié)束了數(shù)據(jù)的讀出，則可以立即向 存儲元件161寫入數(shù)據(jù)。由此，可以在動作中，以采樣數(shù)據(jù)單位，進 行失真成分數(shù)據(jù)的改寫。
接下來，對D/A轉(zhuǎn)換器53的具體例進行說明。作為D/A轉(zhuǎn)換器 53,使用快速類型的D/A轉(zhuǎn)換器。
圖30是這樣的D/A轉(zhuǎn)換器53的一個例子。該D/A轉(zhuǎn)換器53是 R-2R梯形的結(jié)構(gòu)的快速類型的D/A轉(zhuǎn)換器。
在圖30中，在基準電壓Vref與接地之間串聯(lián)連接有電阻值為R 的電阻181_1、 181_2、 181—3、...、和電阻值為2R的電阻182。在電 阻181—1、 181_2、 181_3、...以及電阻值為2R的電阻182的各連接 點，連接了電阻值為2R的電阻183—1、 183—2、 183—3、...的一端。 電阻183—1、 183—2、 183—3、，..的另 一端與開關電路184—1、 184—2、 184—3、..，連接。
開關電路184—1、 184—2、 184—3、…的一個接點與運算放大器185 的反相輸入端子連接。開關電路184_1、 184—2、 184—3、...的另一個 接點與運算放大器185的非反相輸入端子連接。開關電路184_1、 184—2、 184—3、...分別通過輸入數(shù)字數(shù)據(jù)的各位來進行切換。
運算放大器185的非反相輸入端子被接地。在運算放大器185 的輸出端子與反相輸入端子之間，連接有電阻186、開關電路187。
在這樣的結(jié)構(gòu)的D/A轉(zhuǎn)換器中，由電阻值為R的電阻181_1、
181—2、 181—3.....電阻值為2R的電阻182、和電阻183—1、 183—2、
183—3、…構(gòu)成R-2R梯形。而且，通過輸入數(shù)字數(shù)據(jù)的各位對開關 電路184_1、 184—2、 184—3、…分別進行切換，從而可以從運算放大 器185的輸出得到與輸入數(shù)字數(shù)據(jù)對應的模擬值的電壓。
接下來，對延遲調(diào)整電路54的具體例進行說明。圖31是示出延 遲調(diào)整電路54的一個例子的圖。如圖31所示，延遲調(diào)整電路54由 拍頻倒相器191、 192、在n個時鐘的期間保持數(shù)據(jù)的存儲元件193、
194、 在必要的延遲時間之后向D/A轉(zhuǎn)換器53輸出數(shù)據(jù)的拍頻倒相器
195、 196構(gòu)成。在該實施方式中，可以通過2相來實現(xiàn)最大2個采樣時鐘的延遲。
從存儲矩陣51讀出的數(shù)據(jù)通過數(shù)據(jù)讀出線RL 1、 RL 2.....
RLn,被送到拍頻倒相器191以及192。另外，此處由于是2相所以 設置有2個拍頻倒相器191以及192，但在n相的情況下設置有n個 拍頻倒相器。
向拍頻倒相器191以及192施加的采樣時鐘CK1、CK2被交替 施加，所以作為2相的數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)被交替積蓄到存儲元件193以及194 。 另外，在n相的情況下依次向n個存儲器積蓄數(shù)據(jù)。各存儲元件193 以及194直到接下來的數(shù)據(jù)到來為止，在2個時鐘(n個時鐘)的期 間保持數(shù)據(jù)，所以在該期間，通過時鐘CK3、 CK4，等待任意的延 遲時間，而打開輸出的拍頻倒相器195以及196，從而可以向D/A轉(zhuǎn) 換器53輸出具有所需的延遲時間的數(shù)據(jù)。
如上所述，為了進行高精度的失真校正，縮短由數(shù)字失真發(fā)生器 4產(chǎn)生的延遲時間與由RF通道2產(chǎn)生的延遲時間之差td變得重要。 這樣，如果設置延遲調(diào)整電路54，則可以進行調(diào)整，以使由數(shù)字失真 發(fā)生器4產(chǎn)生的延遲時間與由RF通道2產(chǎn)生的延遲時間之差td縮短。
第2實施方式
圖32是示出本發(fā)明的第2實施方式的預矯正數(shù)字線性化器101 的結(jié)構(gòu)的圖。在上述的第l實施方式中，將輸入信號分割成同相信號 分量和正交信號分量，而進行了預矯正處理，與其相對，在本實施方 式中，分成振幅分量和相位分量來進行預矯正處理。
在圖32中，RF通道102由分支電路112、帶通濾波器113、分 支電路114構(gòu)成。來自輸入端子111的輸入信號通過分支電路112被 分支成2個路徑的信號。由分支電路112分支的主信號經(jīng)由帶通濾波 器113被提供給分支電路114。通過分支電路114，該輸入信號被分 支成2個路徑的信號。
相位和振幅調(diào)整器103由相位調(diào)制器116、振幅調(diào)制器117構(gòu)成。 由分支電路114分支的主信號經(jīng)由相位調(diào)制器116、振幅調(diào)制器117 被送到高頻放大器124。數(shù)字失真發(fā)生器104由線性檢波電路118、數(shù)字失真發(fā)生電路 119a、 119b、時鐘發(fā)生電路120、延遲調(diào)整電路121、低通濾波器122a、 122b、偏置電路123a、 123b構(gòu)成。
由分支電路112分支的信號被供給到線性檢波電路118。線性檢 波電路118通過線性檢波或平方律檢波，對輸入信號的包絡線進行檢 測。由線性檢波電路118得到的包絡線的檢測值被供給到數(shù)字失真發(fā) 生電路119a以及119b。
在數(shù)字失真發(fā)生電路119a中，設置有關于振幅失真數(shù)據(jù)的查找 表。如果由線性檢波電路118檢測出的包絡線的檢測值被供給到數(shù)字 失真發(fā)生電路119a，則根據(jù)該包絡線的檢測值，從數(shù)字失真發(fā)生電路 119a，輸出振幅失真數(shù)據(jù)。
另外，在數(shù)字失真發(fā)生電路119b中，設置有關于相位失真數(shù)據(jù) 的查找表。如果由線性檢波電路118檢測出的包絡線的檢測值被供給 到數(shù)字失真發(fā)生電路119b,則根據(jù)該包絡線的檢測值，從數(shù)字失真發(fā) 生電路119b，輸出相位失真數(shù)據(jù)。
數(shù)字失真發(fā)生電路119a的輸出經(jīng)由低通濾波器122a被供給到振 幅調(diào)制器117。數(shù)字失真發(fā)生電路119b的輸出經(jīng)由低通濾波器122b 被供給到相位調(diào)制器116。
另外，低通濾波器122a以及122b是用于去除重疊失真的奈套斯 特濾波器，上述的RF通道102的帶通濾波器113確保輸入頻帶，并 且提供與該低通濾波器122a以及122b相當?shù)难舆t。
由時鐘發(fā)生電路120發(fā)生的時鐘被供給到數(shù)字失真發(fā)生電路 119a、 119b。
由相位調(diào)制器116附加消除高頻放大器124的相位失真的那樣的 相位失真。另外，由振幅調(diào)制器117附加消除高頻放大器124的振幅 失真的那樣的振幅失真。
經(jīng)由相位調(diào)制器116以及振幅調(diào)制器117的輸入信號被供給到高 頻放大器124。高頻放大器124對輸入信號進行功率放大，作為高頻 放大器124，例如使用行波管放大器(TWTA)或晶體管放大器。由高頻放大器124對輸入信號進行功率放大。
高頻放大器124具有非線性失真特性，但如上所述，由相位調(diào)制 器116以及振幅調(diào)制器117對輸入信號附加消除其相位失真以及振幅 失真的那樣的相位失真以及振幅失真。由此，相對輸入信號可以得到 線性特性的輸出信號。
自動校正電路105由分支電路127、乘法器128a、 128b、延遲電 路129、 90度混合器130、線性檢波電路131、 A/D轉(zhuǎn)換器132a、 132b、 132c、運算電路133、控制電路134構(gòu)成。自動校正電路105對輸入 信號的包絡線的瞬時值進行檢測，求出預矯正數(shù)字線性化器101與高 頻放大器124的合成特性，檢測出從預設的非線性特性的偏差，改寫 失真發(fā)生電路的數(shù)據(jù)而進行校正。
在本發(fā)明的第2實施方式中，作為數(shù)字失真發(fā)生電路119a以及 119b，如圖11所示，使用如下部件，其具有二維地排列有存儲元 件的存儲矩陣51;根據(jù)信號電平與多個基準電壓的比較結(jié)果，發(fā)生選 擇存儲矩陣51的行中的1個行的行選擇信號的電平比較器52;以及 將從存儲矩陣51讀出的通過偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)變換 成模擬信號的D/A轉(zhuǎn)換器53。由此，減少由數(shù)字失真發(fā)生器104產(chǎn) 生的延遲時間，減小由數(shù)字失真發(fā)生器104產(chǎn)生的延遲時間與由RF 通道102產(chǎn)生的延遲時間之差td，確保所需的頻帶，改善特性。關于 數(shù)字失真發(fā)生電路119a以及119b的詳細內(nèi)容，由于與上述的第1實 施方式基本相同，所以省略其說明。
本發(fā)明不限于上述的實施方式，可以在不脫離本發(fā)明的要旨的范 圍內(nèi)進行各種變形和應用。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明可以用作衛(wèi)星通信的轉(zhuǎn)播發(fā)射應答器或地面電臺的高頻 放大電路，另外還可以使用在便攜電話等各種高頻放大電路。
權利要求
1.一種預矯正方式的失真補償電路，包括傳送輸入高頻信號的RF通道；失真發(fā)生單元，根據(jù)上述輸入高頻信號的輸入信號電平，產(chǎn)生用于消除高頻放大器的非線性失真的失真成分；以及調(diào)制單元，通過來自上述失真發(fā)生單元的失真成分針對上述高頻輸入信號消除上述高頻放大器的非線性振幅以及相位失真，其特征在于，上述失真發(fā)生單元包括電平比較器，將輸入信號電平與多個基準電壓進行比較，根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生選擇上述存儲矩陣中的某1行的行選擇信號；存儲矩陣，二維地排列有存儲元件，在各行的每一行存儲有與輸入信號電平對應的失真成分數(shù)據(jù)，如果從上述電平比較器被供給行選擇信號，則從通過上述行選擇信號選擇的行的上述存儲元件以行為單位一并讀出與上述輸入信號電平相當?shù)氖д娉煞謹?shù)據(jù)；以及D/A轉(zhuǎn)換單元，將通過上述行選擇信號從上述存儲矩陣讀出的失真成分數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬信號。
2. 根據(jù)權利要求1所述的失真補償電路，其特征在于，上述失 真發(fā)生單元包括檢波單元，對輸入信號的輸入信號電平進行檢測； 第1數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由上述檢波單元檢測出的輸入信號電平， 產(chǎn)生由關于同相分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分；以及第2數(shù)字 失真發(fā)生單元，根據(jù)由上述檢波單元檢測出的輸入信號電平，發(fā)生由 關于正交分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分，上述調(diào)制單元包括分支單元，將輸入信號分支成同相信號分量 和正交信號分量；第l振幅調(diào)制單元，對上述輸入信號的同相信號分 量與來自上述第l數(shù)字失真發(fā)生單元的通過關于同相分量的偶數(shù)次多 項式得到的失真成分進行乘法計算；第2振幅調(diào)制單元，對上述輸入 信號的正交信號分量與來自上述第2數(shù)字失真發(fā)生單元的通過關于正交分量的偶數(shù)次多項式得到的失真成分進行乘法計算；以及同相合成 單元，對上述第1調(diào)制單元的輸出與上述第2調(diào)制單元的輸出進行加 法計算而合成。
3. 根據(jù)權利要求1所述的失真補償電路，其特征在于，上述失 真發(fā)生單元包括檢波單元，對輸入信號的輸入信號電平進行檢測； 第3數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由上述檢波單元檢測出的輸入信號電平， 產(chǎn)生相位失真成分；以及第4數(shù)字失真發(fā)生單元，根據(jù)由上述檢波單 元檢測出的輸入信號電平，產(chǎn)生振幅失真成分，上述調(diào)制單元包括相位調(diào)制單元，對上述輸入信號與來自上述 第3數(shù)字失真發(fā)生單元的相位失真成分進行調(diào)制；以及振幅調(diào)制單元， 對上迷輸入信號與來自上述第4數(shù)字失真發(fā)生單元的振幅失真成分進 行調(diào)制。
4. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特征 在于，上述失真發(fā)生單元還包括延遲調(diào)整單元，該延遲調(diào)整單元針對 從上迷存儲矩陣讀出的失真成分數(shù)據(jù)調(diào)整延遲時間而輸出到上述A/D 轉(zhuǎn)換單元。
5. 根據(jù)權利要求2或3所述的失真補償電路，其特征在于，上 述RF通道包括對輸入信號進行頻帶限制的帶通濾波器，上述帶通濾 波器被設為用于使上述RF通道的延遲量與由上述失真發(fā)生單元產(chǎn)生 的延遲量一致的延遲單元。
6. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特征 在于，上述電平比較器中的多個基準電壓被設定成，相對輸入信號電 平r，使量化步幅Ar成為一定。
7. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特征 在于，上述電平比較器中的多個基準電壓被設定成，相對輸入信號電 平r，使量化步幅Ar與輸入信號電平r之積成為一定。
8. 根據(jù)權利要求1 3中任意一項所述的失真補償電路，其特征 在于，上述電平比較器中的多個基準電壓被設定成，相對輸入信號電 平r，使量化步幅Ar與輸入信號電平r之比成為一定。
9. 根據(jù)權利要求1 ~3中任意一項所述的失真補償電路，其特征 在于，上述電平比較器中的多個基準電壓被設定成，相對輸入信號電 平r，使量化步幅Ar與輸入信號電平r的平方之積成為一定。
10. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特 征在于，對于上述電平比較器中的多個基準電壓，根據(jù)輸入信號電平， 組合相對輸入信號電平r使量化步幅Ar成為一定的設定、使量化步 幅Ar與輸入信號電平r之積成為一定的設定、使量化步幅Ar與輸入 信號電平r之比成為一定的設定、使量化步幅Ar與輸入信號電平r 的平方之積成為一定的設定。
11. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特 征在于，上述電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在輸入信號電 平大于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入信號電平r之比成為 一定，在輸入信號電平小于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入 信號電平r之積成為一定。
12. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特 征在于，上述電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在輸入信號電 平大于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入信號電平r之比成為 一定，在輸入信號電平小于規(guī)定值的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入 信號電平r的平方之積成為一定。
13. 根據(jù)權利要求l所述的失真補償電路，其特征在于，上述電 平比較器中的多個基準電壓被分割成上述輸入信號電平未超過上述 高頻放大器的飽和點的范圍的電壓、和超過上述高頻放大器的飽和點 的范圍的電壓，上述存儲矩陣中的各行被分割成上述輸入信號電平未超過上述 高頻放大器的飽和點的范圍的區(qū)域、和超過上述高頻放大器的飽和點 的范圍的區(qū)域，在上述輸入信號電平未超過上述高頻放大器的飽和點 的范圍的區(qū)域中，在上述存儲矩陣的各行的每一行存儲有與上述輸入 信號電平對應的失真成分數(shù)據(jù)，在上述輸入信號電平超過上述高頻放 大器的飽和點的范圍的區(qū)域中，在上述存儲矩陣的各行的每一行存儲有使輸出信號電平成為一定的限制數(shù)據(jù)。
14. 根據(jù)權利要求13所述的失真補償電路，其特征在于，上述 電平比較器中的多個基準電壓被設定成，在輸入信號電平大于飽和點 的區(qū)域中，使量化步幅Ar與輸入信號電平r之比成為一定。
15. 根據(jù)權利要求1~3中任意一項所述的失真補償電路，其特 征在于，還具有根據(jù)上述高頻放大器的輸出信號對上述失真成分數(shù)據(jù)進 行更新的自動校正單元，上迷自動校正單元包括檢波單元，對輸入信號電平進行檢測；正交分割單元，將上述輸入信號分割成同相信號分量和正交信號分量；第l乘法單元，對上述高頻放大器的輸出信號與上述輸入信號的 同相分量進行乘法計算；第2乘法單元，對上述高頻放大器的輸出信號與上述輸入信號的 正交分量進行乘法計算；運算單元，使用上述檢波單元的輸出信號和第l以及第2乘法單 元的輸出信號，求出由上述失真發(fā)生單元以及上述高頻放大器構(gòu)成的 信號路徑的綜合傳遞特性，對所求出的綜合傳遞特性與預設的傳遞特 性進行比較來計算出校正值；以及控制單元，根據(jù)由上述運算單元求出的校正值，更新上述存儲矩 陣的各行的失真成分數(shù)據(jù)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種失真補償電路，即使在超高頻、寬頻帶中也可以進行高精度的非線性失真補償。由存儲矩陣(51)、電平比較器(52)、D/A轉(zhuǎn)換器(53)構(gòu)成發(fā)生用于補償高頻放大器的非線性失真的失真成分數(shù)據(jù)的失真發(fā)生電路。在存儲矩陣(51)中，在水平方向的每一行存儲有與包絡線電平值對應的通過偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)。電平比較器(52)對包絡線電平與多個基準電壓進行比較，據(jù)此，發(fā)生選擇存儲矩陣(51)的行中的1個的行選擇信號。D/A轉(zhuǎn)換器(53)將所讀出的通過偶數(shù)次多項式得到的失真成分數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬信號。由此，可以以大致實時的方式輸出失真成分的波形，即使在超高頻、寬頻帶中也可以進行高精度的非線性失真補償。
文檔編號H03F1/32GK101411058SQ200780011279
公開日2009年4月15日 申請日期2007年1月29日 優(yōu)先權日2006年1月30日
發(fā)明者小川宏 申請人:Ai電子株式會社