專利名稱：利用固定和調(diào)制的電源電壓和降壓－升壓控制的放大系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及功率放大器和放大方法，更具體地說，涉及高效功率放大器和相關(guān)的方法。
背景技術(shù)：
功率放大器廣泛應(yīng)用于通信系統(tǒng)，例如無線電話基站和無線電話。在無線電話通信系統(tǒng)中的功率放大器一般放大發(fā)射用的高頻信號。
在功率放大器的設(shè)計上主要考慮的是效率。一般都要求效率高，以便減小作為熱耗散的功率量。再者，在諸如衛(wèi)星和便攜式無線電話等許多應(yīng)用中，可用的功率量是有限的。這里可能要求提高功率放大器的效率，以便能夠延長衛(wèi)星和無線電話的工作時間。
在Doherty的(1940年8月)的美國專利No.2210028中，描述了用單1/4波長傳輸線耦合的兩個真空管功率放大器的電路。最近的Upton等人的題為“微波Doherty放大器”的美國專利No.5420541中描述了半導體型式的Doherty放大器。Proc.IRE，Vol.23 No.11(1935)，pp.1370-1392題為“大功率異相調(diào)制”文獻中，Chireix描述了通過結(jié)合兩個帶有可變相位差的恒定輸出振幅的放大器給出調(diào)幅輸出信號的發(fā)射機，以便使其輸出的相對相位可以從相加到相減改變。在共同發(fā)明人Dent的題目均為“功率放大器中廢能控制和管理”的美國專利No.5568088；5574967；5631604；和5638024中，公開了各種耦合的功率放大器電路，其中用振幅恒定的功率放大器可以產(chǎn)生振幅變化的信號。在申請人1964畢業(yè)論文項目中，建造并報告了一種放大器，其中Vcc的值根據(jù)所需的輸出振幅是大于還是小于0.7Vcc而選擇Vcc或者0.7Vcc。最后，1960年代，提出和生產(chǎn)了許多所謂“丁類(Class-D)”脈寬調(diào)制放大器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是可以利用固定和調(diào)制的電源電壓以及升壓/降壓控制來放大信號。具體地說，在本發(fā)明的一個實施例中，在第一飽和功率放大器中放大振幅變化的信號，所述第一飽和放大器由固定電壓的電源供電、產(chǎn)生恒定振幅的第一輸出信號。所述振幅變化的信號還在第二飽和功率放大器中放大，后者由調(diào)制電壓電源供電、以便產(chǎn)生第二輸出信號、其振幅取決于振幅變化的信號、調(diào)制電源電壓和反相及非反相控制信號。第一和第二輸出信號在負載中組合。對調(diào)制電壓電源進行調(diào)制、而同時產(chǎn)生反相和非反相控制信號、使得在所述負載中組合的第一和第二輸出信號放大所述振幅變化的信號。振幅變化的信號也可以是振幅變化和相位變化的。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種放大信號的方法，它包括從所述信號產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相控制信號、可變電源電壓；利用固定電源電壓放大所述第一輸入信號，以便產(chǎn)生第一輸出信號；利用可變電源電壓、響應(yīng)所述反相/非反相控制信號，選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號，以便產(chǎn)生第二輸出信號；以及在負載上組合所述第一和第二輸出信號，從而放大所述信號。
本發(fā)明還提供了一種用于放大信號的系統(tǒng)，它包括用于從所述信號產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相控制信號和可變電源電壓的裝置；用于利用固定電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號的裝置；用于利用所述可變電源電壓、響應(yīng)所述反相/非反相控制信號、選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號的裝置；以及用于在負載上組合所述第一和第二輸出信號、從而放大所述信號的裝置。
本發(fā)明還提供了一種用于放大信號的系統(tǒng)，它包括信號發(fā)生器，它從所述信號產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相控制信號和可變電源電壓；第一功率放大器，它利用固定電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號；第二功率放大器，它利用所述可變電源電壓、響應(yīng)所述反相/非反相控制信號而選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號；以及耦合器，它把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號。
本發(fā)明還提供了一種雙向直流功率變換電路，它把功率沿正向從相對于公共端子的較高的電壓下的第一端子輸送到相對于公共端子的較低的電壓下的第二端子并且沿反向從所述較低電壓下的所述第二端子輸送到所述較高電壓下的所述第一端子，它包括電感，它具有第一和第二電感引線；第一開關(guān)，它連接在所述第一端子和所述第一電感引線之間，所述第二電感引線連接到所述第二端子，所述電感和所述第一開關(guān)形成它們之間的節(jié)點；第二開關(guān)，它連接在所述節(jié)點和所述公共端子之間；以及開關(guān)控制器，它控制所述第一開關(guān)和第二開關(guān)、使得接通所述第一開關(guān)的時間比例約等于所述較低電壓對所述較高電壓的比值；所述第二開關(guān)在所述第一開關(guān)接通時斷開并且在所述第一開關(guān)斷開時接通、使得當電流從所述較低電壓流入所述第二端子時功率從所述較低電壓輸送到所述較高電壓、而當電流從所述較高電壓流入所述第一端子時功率從所述較高電壓輸送到所述較低電壓；并且這樣確定所述電流流動的方向、使得電流流動的方向與功率流動的方向相同。
本發(fā)明還提供了一種雙向直流(DC)功率變換電路，它把DC功率沿正向從第一電壓下的第一端子輸送到第二電壓下的第二端子并且沿反向從所述第二電壓下的所述第二端子輸送到所述第一電壓下的所述第一端子，其中相對于公共端子上的公共電壓、所述第一電壓高于所述第二電壓，所述雙向DC功率變換電路包括電感，它具有第一和第二電感引線；第一開關(guān)，它連接在所述第一端子和所述第一電感引線之間、以便形成它們之間的節(jié)點；第二開關(guān)，所述連接在所述節(jié)點和所述公共端子之間；所述第二電感引線連接到所述第二端子；以及開關(guān)控制器，它同時接通所述第一開關(guān)和斷開所述第二開關(guān)、同時斷開所述第一開關(guān)和接通所述第二開關(guān)、并且維持所述第一開關(guān)接通和所述第二開關(guān)斷開的時間百分比約為所述第一電壓對所述第二電壓的比值。
本發(fā)明還提供了一種放大信號的方法，它包括從所述信號產(chǎn)生第一和第二輸入信號以及第一和第二可變電源電壓；利用所述第一可變電源電壓放大所述第一輸入信號，以產(chǎn)生第一輸出信號；利用所述第二可變電源電壓放大所述第二輸入信號，以產(chǎn)生第二輸出信號；以及把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上，從而放大所述信號。
本發(fā)明還提供了一種放大信號的系統(tǒng)，它包括用于從所述信號產(chǎn)生第一和第二輸入信號以及第一和第二可變電源電壓的裝置；用于利用所述第一可變電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號的裝置；用于利用所述第二可變電源電壓放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號的裝置；以及用于把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號的裝置。
本發(fā)明還提供了一種用于放大信號的系統(tǒng)，它包括信號產(chǎn)生器，它從所述信號產(chǎn)生第一和第二輸入信號以及第一和第二可變電源電壓；第一功率放大器，它利用所述第一可變電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號；第二功率放大器，它利用所述第二可變電源電壓放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號；以及耦合器，它把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號。


圖1用曲線舉例示出兩個恒定包絡(luò)信號的矢量相加；圖2是利用正交調(diào)制器和一對隔離的功率放大器的傳統(tǒng)功率放大器的方框圖；圖3是按照在先申請(the Parent Application)的功率放大器的第一實施例的方框圖；圖4是按照在先申請的功率放大器的第二實施例的方框圖；圖5是按照在先申請的功率放大器的第三實施例的方框圖；圖6是利用雙向器件的功率放大器中電流和電壓關(guān)系的電路圖；圖7是按照在先申請的功率放大器的第四實施例的方框圖；圖8是按照在先申請的功率放大器的第五實施例的方框圖；圖9用曲線舉例示出按照部分繼續(xù)申請的利用4個振幅恒定矢量的復矢量合成；圖10是按照CIP申請用于利用兩個以上振幅恒定而相位受控的信號把振幅變化和相位差變化的輸入信號規(guī)定為所需功率電平的系統(tǒng)和方法的實施例的方框圖；圖11是圖10的4相量調(diào)制器實施例的方框圖；
圖12是按照CIP申請用于利用鎖相環(huán)對調(diào)相信號進行濾波的系統(tǒng)和方法一個實施例的方框圖；圖13是按照CIP申請用于利用兩個以上振幅恒定而相位受控的信號把振幅變化和相位變化的輸入信號規(guī)定為所需功率電平的系統(tǒng)和方法的實施例的方框圖；圖14是傳統(tǒng)的Doherty放大器的方框圖；圖15是按照本發(fā)明用于放大振幅變化的信號的系統(tǒng)和方法的實施例的方框圖；圖16是按照本發(fā)明的可以提供分開的同相和正交相位通路的系統(tǒng)和方法的另一個實施例的方框圖；圖17是按照本發(fā)明用于放大信號的系統(tǒng)和方法的再一個實施例的方框圖；圖18是按照本發(fā)明的另一個實施例的方框圖，其中可以分開地放大信號的同相和正交相位分量；圖19是按照本發(fā)明用于放大信號的系統(tǒng)和方法的再一個實施例的方框圖；圖20是按照本發(fā)明用于放大信號的系統(tǒng)和方法的再一個實施例的方框圖；圖21A是傳統(tǒng)的前向降壓穩(wěn)壓器的電路圖；圖21B是按照本發(fā)明的反向升壓穩(wěn)壓器幾個實施例的電路圖；以及圖21C是按照本發(fā)明的前向降壓穩(wěn)壓器或反向升壓穩(wěn)壓器幾個實施例的電路圖。
具體實施例方式
現(xiàn)將參照表示本發(fā)明最佳實施例的附圖更全面地描述本發(fā)明。但是，本發(fā)明可以用許多種不同的方式實現(xiàn)，而不應(yīng)認為是限于這里提出的實施例。相反，這些實施例是為了使本公開更加徹底和完全，并向本專業(yè)的技術(shù)人員充分傳授本發(fā)明的范圍而提供的。所有圖中類似的號碼都代表類似的元件。將會理解，當一個元件被稱為“連接”或“耦合”到另一個元件時，它可以直接連接到或耦合到另一元件，或可能存在中間元件。反之，當一個元件被稱為“直接連接”或“直接耦合”到另一個元件時，其間不存在中間元件。另外，這里描述的或舉例示出的每一個實施例都包括導電類型互補的實施例。
傳統(tǒng)的功率放大器，諸如乙(B)類放大器一般都僅僅在其最大飽和功率輸出電平或其附近提供最高效率。為了準確地重現(xiàn)振幅變化的信號，峰值輸出信號電平應(yīng)該等于或小于所述最大飽和功率電平。當瞬時信號輸出電平小于該峰值時，傳統(tǒng)的乙類功率放大器一般都在小于最高效率的情況下工作。
效率一般都隨著輸出功率的平方根而降低。這是因為，利用例如乙類(放大器)時，輸出功率隨著輸出電流的平方而下降，但對于來自電池或其他直流電源的功率消耗只隨著輸出電流成正比地下降。因此，作為輸出功率與電池功率之比的效率，與電流成正比地，亦即與輸出功率平方根成正比地下降。
因而，在2瓦峰值輸出下具有60％效率的功率放大器一般在輸出1瓦(輸出功率降低3dB)時效率只有42％。此外，放大振幅變化的信號時，傳統(tǒng)的放大器不能產(chǎn)生與輸入信號振幅成正比的輸出信號振幅，因此引起非線性畸變或互調(diào)。
對于變化的輸出信號功率P(t)＝A2(t)，平均效率可以估計為 或 通過各種技術(shù)、諸如輸入信號的反預畸變或反饋、包括用于線性放大帶寬遠小于中心頻率的信號的射頻功率放大器中的卡笛爾反饋等各種技術(shù)，可以減小傳統(tǒng)放大器的非線性。不幸的是，超過以上效率公式時線性一般不變，該公式事實上已經(jīng)假定輸出振幅可以忠實地跟隨所需的變化的振幅波形。實際上，上面計算的平均效率假定完善的線性。
造成功率損失的原因是，電流I(t)在恒定的電壓Vcc下從電池拉出，但卻在小于Vcc的變化的電壓I(t)·RL下提供給負載。電壓差Vcc-I(t)·RL在輸出器件(亦即在集電結(jié))兩端損失掉，引起器件內(nèi)的功率耗散。
在Doherty的美國專利No.2,210,028(1940年8月)中，描述了由單條1/4波長線耦合兩個真空管的功率放大器的電路。第一放大器工作在高達Pmax/4的輸出電平下，其時達到了乙類最大的實際功率。對于超過該電平的功率，使第二放大器作貢獻。第二放大器影響離開1/4波長處的第一放大器的負載阻抗，使得第一放大器可以將其功率增大到Pmax/2，而第二放大器也貢獻達Pmax/2，形成等于1的Pmax，此時兩個放大器再次達到乙類最大的實際效率。于是，輸出電平在從Pmax/4至Pmax的6dB范圍內(nèi)保持效率。最近在Upton的題為“微波Doherty放大器”的美國專利No.5，420，541中描述了半導體型式的Doherty放大器。
在先有技術(shù)Doherty放大器中，“正常的”功率放大器在從0功率至1/4峰值功率電平的范圍內(nèi)放大信號，在該功率電平下達到乙類最高效率。于是，峰值功率放大器開始影響輸出功率，并通過減小從“正?！惫β史糯笃骺慈サ挠行ж撦d阻抗使之能夠產(chǎn)生高達峰值功率電平一半的更大的功率輸出。峰值放大器還產(chǎn)生一半的峰值功率電平，使得兩個放大器結(jié)合起來產(chǎn)生所需的峰值功率電平。先有技術(shù)中的“峰值”功率放大器在反相下不能工作，以便降低輸出功率電平，從而增大從“正?！惫β史糯笃骺慈サ挠行ж撦d阻抗，實際上使得它產(chǎn)生較低的功率。因此，“峰值”功率放大器不能對稱地起“槽”功率放大器的作用。
Chiriex在題為“高功率異相調(diào)制”Proc.IRE，Vol.23 No.11(1935)，pp.1370-1392中描述了通過把兩個帶有可變相位差的恒定輸出振幅放大器組合起來、使得它們的輸出的相對相位從相加到相減變化來形成一個能夠給出調(diào)制振幅輸出信號的發(fā)射機。沒有把Chiriex和Doherty的技術(shù)結(jié)合起來以獲得線性良好而效率高的放大器，因為Doherty放大器取決于兩個共相的構(gòu)成放大器，而CHIriex放大器取決于兩個異相的構(gòu)成放大器。當兩個放大器異相時，正如它們在先有技術(shù)中那樣，最好利用混合耦合器或定向耦合器把它們結(jié)合而使它們彼此隔離。定向耦合器把兩個放大器的輸出信號組合起來產(chǎn)生和信號和差信號，和信號用作所需的輸出，而差信號終結(jié)在一個假負載上。因為所有放大器功率最后或者到達和端口或者到達差端口，而且不反射到任何一個放大器上，所以放大器彼此隔離，不影響彼此的負載線。
在共同發(fā)明人Dent的題目都是“功率放大器中廢能量控制和管理”的美國專利No.5,568,088；5,574,967；5,631,604和5,638,024中，公開了耦合功率放大器的各種配置，其中變化的放大器信號可以利用恒定振幅的功率放大器產(chǎn)生。在一種配置中，兩個恒定的功率放大器像在Chireix中那樣由相對的相位移驅(qū)動，使得它們的輸出或多或少地建設(shè)性地或破壞性地相加，以產(chǎn)生變化的輸出。所述各放大器在它們的輸出端利用形成和信號和差信號的混合耦合器或定向耦合器耦合。對這里描述的先有技術(shù)的改進包括利用整流電路在差端口回收通常被廢棄的能量。Doherty的專利、Chireix的文章和上面引用的Doherty專利均包括在此作參考。
在本申請人1964年的畢業(yè)論文項目中，建造和報導了一種放大器，其中Vcc的值根據(jù)所需的輸出振幅是大于還是小于0.7Vcc而選為或者Vcc或者0.7Vcc。對于純正弦波驅(qū)動，這使峰值效率從乙(B-CLASS)類放大器的理論值π/4(～78.5％)提升到稱為乙丙(BC-CLASS)類的新放大器的85.6％。在最大輸出功率的一半的位置，效率為78.5％，而不是乙類的55％。
Vcc的選擇是利用輸出振幅小于0.7Vcc時連接到提供負載電流的0.7Vcc電源的第一對晶體管和連接到用于提供振幅在0.7Vcc和Vcc之間的負載電流的幅度Vcc電源的第二對晶體管進行的。二極管用來通過防止輸出振幅被驅(qū)動到它們的電源電壓時的反向電流來保護第一對晶體管。以上配置在音頻范圍內(nèi)工作得很好，此時二極管足夠快地導通和截止，但對微波頻率可能無效。
另外，在1960年代，提出和制造了許多被稱為”丁類”(D-Class)或脈寬調(diào)制放大器。脈寬調(diào)制放大器使輸出器件在高的頻率下以與瞬時所需信號波形成正比的占空比在導通和截止之間切換。低通輸出濾波器使切換信號平滑，以便除去高切換頻率而產(chǎn)生變化的占空比信號的平均值作為所需的輸出信號波形。丁類放大器的缺點是必須以比待放大的所需信號高非常多的頻率切換輸出器件，這在所需信號已經(jīng)是諸如微波信號等高頻信號時是不現(xiàn)實的。
以上的調(diào)研指出，為了改善功率放大器的效率，已經(jīng)采取了許多技術(shù)。但是，盡管有這些技術(shù)，現(xiàn)在仍舊需要一種能夠高效地工作在最大輸出下、而且在低于最大輸出的輸出也能高效地工作的功率放大器。另外，功率放大器最好在諸如無線電通信系統(tǒng)所用的高頻信號的情況下高效地工作。
本專利申請描述兩個利用Chireix異相調(diào)制驅(qū)動的放大器的彼此耦合，使得放大器影響彼此的實際負載線。因此這兩個放大器可以在寬的范圍內(nèi)維持比傳統(tǒng)的Doherty放大器高的效率。
更具體地說，本專利申請?zhí)峁┮环N利用DC電源放大振幅變化和相位變化的AC輸入信號的裝置。該裝置包括把AC輸入信號轉(zhuǎn)變?yōu)榫哂泻愣ㄕ穹偷谝幌辔唤堑牡谝恍盘栆约熬哂泻愣ㄕ穹偷诙辔唤堑牡诙盘柕淖儞Q器。第一放大器放大第一信號，而第二放大器放大第二信號。耦合器使第一和第二放大器彼此耦合并耦合到負載阻抗，使得第一放大器中的電壓或電流與第二放大器中的電壓或電流呈線性關(guān)系。
在一個實施例中，耦合器至少包括一個使第一和第二放大器彼此串聯(lián)連接并耦合到負載阻抗的變壓器。在另一個實施例中，耦合器包括把第一和第二放大器分別彼此耦合并耦合到負載阻抗的第一和第二1/4波長傳輸線。
按照本專利申請的另一方面，第一和第二放大器是第一和第二雙向放大器，使得電流在AC輸入信號的信號周期的一部分期間從第一和第二放大器流到DC電源，從而把能量返回DC電源。此外，由此還可以獲得效率的提高。
相應(yīng)地，利用Chireix的異相調(diào)制驅(qū)動的兩個耦合放大器可以同樣地工作，并能對稱地影響彼此的有效負載線，使得既能有效地產(chǎn)生峰值功率電平又能有效地產(chǎn)生谷值功率電平，并在比Doherty放大器寬的動態(tài)范圍內(nèi)維持效率。當這兩個異相的放大器影響彼此的負載線時，電流在信號波形周期一部分期間從DC電源流到負載，并在該周期的另一部分流到該電源。來自電源的平均功率消耗可以以與負載功率減小的相同比例減小。在Chireix和Doherty的公開中，當時的真空管不能在反方向上把返回電流引導到電源。反之，在在先申請中，利用雙向器件構(gòu)成的兩個放大器由兩個分開的最好是數(shù)字合成的波形驅(qū)動、并且它們的輸出被組合、例如利用變壓器或連接到諧振短路電路的兩個1/4波長傳輸線。利用在先申請，甚至可以在以高于Doherty技術(shù)的效率改進的同時，獲得Chireix線性的優(yōu)點。
當兩個振幅恒定的信號要結(jié)合以產(chǎn)生一個變化的振幅時，每一個信號的相位彼此朝相反的方向變化。當所得的信號的相位也變化時，所需的相位變化加到每一個信號的相位上。相位變化的方向就所述信號之一而論是加到變化的相位分量上，而從另一個減去。因此，一個信號的相位可能必須變化更快。
當鎖相環(huán)用來產(chǎn)生所需的射頻下的所需的變化相位時，跟隨更加快速變化的相位所需的鎖相環(huán)帶寬因而可能需要加大。鎖相環(huán)帶寬的這種增大可能允許更加不希望有的噪音放大。
CIP申請可以提供一種不必不適當?shù)卦龃笥靡栽谒璧母哳l下產(chǎn)生變化相位的鎖相環(huán)帶寬的功率放大器和放大方法。具體地說，按照CIP申請，振幅變化和相位變化的輸入信號轉(zhuǎn)變?yōu)閮蓚€以上恒定振幅和相位受控的信號。然后將這兩個以上振幅恒定而相位受控的信號中的每一個在單獨的放大器中單獨放大。然后把這兩個以上單獨放大的振幅恒定而相位受控的信號組合起來，以便產(chǎn)生一個所需功率電平下輸入信號的放大的輸出信號。把輸入信號轉(zhuǎn)變?yōu)閮蓚€以上的信號時，控制這兩個以上振幅恒定而相位受控的信號中的每一個的相位，以便產(chǎn)生一個作為輸入信號在所需功率電平下放大的輸出信號。
在CIP申請的一個最佳實施例中，這兩個以上振幅恒定而相位受控的信號是4個振幅恒定而相位受控的信號。這4個振幅恒定而相位受控的信號是第一對振幅恒定而相位受控的信號，它們結(jié)合產(chǎn)生輸出信號的第一復數(shù)部分；以及第二對振幅恒定而相位受控的信號，它們結(jié)合產(chǎn)生輸出信號的第二復數(shù)部分。最好控制第一對振幅恒定而相位受控的信號的相位，以便反時針方向改變，以產(chǎn)生輸出信號的第一復數(shù)部分。最好控制第二對振幅恒定而相位受控的信號的相位，以便反時針方向改變，以產(chǎn)生輸出信號的第二復數(shù)部分。飽和功率放大器最好單獨放大這兩個以上振幅恒定而相位受控的信號中的每一個。
在CIP申請的一個實施例中，結(jié)合是通過串聯(lián)結(jié)合單獨放大兩個以上振幅恒定而相位受控的信號而發(fā)生的，以便產(chǎn)生一個作為輸入信號在所需功率電平下放大的輸出信號。串聯(lián)結(jié)合可以利用兩個以上變壓器來發(fā)生，每一個變壓器都有初級和次級繞組。相應(yīng)的初級繞組耦合到相應(yīng)的兩個以上放大器之一。次級繞組串聯(lián)地耦合，以便產(chǎn)生作為輸入信號在所需的功率電平下放大的輸出信號?；蛘?，兩個以上1/4波長傳輸線可以用來把來自所述兩個以上放大器的信號組合起來。每一條傳輸線都具有第一和第二端。相應(yīng)的第一端耦合到兩個以上放大器中相應(yīng)的一個。第二端耦合在一起，以便產(chǎn)生輸入信號在所需的功率電平下放大的輸出信號。也可以使用1/4波長傳輸線等效網(wǎng)絡(luò)。例如，可以采用包括電容和電感的Pi網(wǎng)絡(luò)。
可以通過對這兩個以上振幅恒定而相位受控的信號中的每一個進行相位調(diào)制，最好進行正交調(diào)制，來控制這兩個以上信號中每一個的相位，以便產(chǎn)生輸入信號的放大的在所需功率電平下的輸出信號。相位調(diào)制最好利用對于所述兩個以上振幅恒定的信號中每一個的單獨的鎖相環(huán)來產(chǎn)生。
按照CIP申請的另一方面，振幅變化和相位變化的信號從多個振幅恒定而相位變化的信號產(chǎn)生，其和信號是振幅變化和相位變化的的信號。IQ波形發(fā)生器從振幅變化和相位變化的信號產(chǎn)生余弦載波調(diào)制波形I(t)和正弦載波調(diào)制波形Q(t)。函數(shù)發(fā)生器從余弦載波調(diào)制波形I(t)產(chǎn)生互補波形Q′(t)，使得I(t)和Q′(t)的平方和為一常數(shù)。第一調(diào)制器用I(t)調(diào)制余弦載波信號，以便獲得第一調(diào)制余弦載波。第二調(diào)制器用Q′(t)調(diào)制正弦載波信號，以便獲得第一調(diào)制正弦載波。諸如蝶形電路等電路形成第一調(diào)制余弦載波和第一調(diào)制正弦載波的和與差，以便獲得振幅恒定而相位變化的信號。
第二函數(shù)發(fā)生器從正弦載波調(diào)制波形Q(t)產(chǎn)生互補波形I′(t)，使得I′(t)和Q(t)的平方和為一常數(shù)。第三調(diào)制器用I′(t)調(diào)制余弦載波信號，以便獲得第二調(diào)制余弦載波。第四調(diào)制器用Q(t)調(diào)制正弦載波信號，以便獲得第二調(diào)制正弦載波。諸如第二蝶形電路等第二電路形成第二調(diào)制余弦載波和第二調(diào)制正弦載波的和與差，以便獲得第二組振幅恒定而相位變化的信號。
相應(yīng)地，CIP申請可以把兩個以上振幅恒定而相位變化的矢量結(jié)合，以便獲得給定的合成矢量，結(jié)合后矢量具有比較緩慢變化的相位。在一個方面，把4個振幅恒定的功率矢量組合在一起。產(chǎn)生、放大和組合第一對信號矢量、以便產(chǎn)生相位恒定而幅度變化的矢量、后者代表所需的合成矢量的實部。產(chǎn)生、放大和組合第二對信號矢量，以便產(chǎn)生代表所需的合成矢量的虛部的第二個相位恒定而振幅變化的矢量，亦即與實部成直角的矢量。因此可以限制4個振幅恒定的矢量中每一個的所需的相位變化速率，從而允許使用帶寬較小的鎖相環(huán)。
一個最佳實施例采用第一正交調(diào)制器，后者包括正弦和余弦或I和Q調(diào)制器來產(chǎn)生調(diào)幅余弦載波信號和調(diào)幅正弦載波信號。調(diào)制的余弦和正弦信號相加和相減，以產(chǎn)生兩個逆時針旋轉(zhuǎn)的振幅恒定的矢量，其合成和是一個振幅等于所需實部的余弦信號。所需的實部是施加在余弦調(diào)制器上的I調(diào)制。Q調(diào)制是(1-I2)的平方根，后者保證I+jQ和I-jQ兩者都是恒定振幅。第二正交調(diào)制器用所需的合成信號的虛部或Q部來調(diào)制正弦載波，同時用(1-Q2)的平方根調(diào)制余弦載波，從而保證在形成jQ+I和jQ-I之后，它們都是逆時針旋轉(zhuǎn)的振幅恒定的矢量，其和為所需的虛部。然后對4個振幅恒定的矢量進行功率放大，例如，利用4個鎖相環(huán)來把4個變化的相位以所需的最終傳輸頻率傳輸給各個功率放大器的輸出。
可以用這樣的方法產(chǎn)生大于2、例如3的任何數(shù)量的振幅恒定而相位變化的矢量，其合成和是所需的振幅變化和相位變化的矢量。所需的振幅變化和相位變化的矢量有規(guī)定的分量，分別是實部和虛部。但是，兩個以上振幅恒定的矢量的結(jié)合提供過多的自由度，按照CIP申請這可以用來選擇能夠減小并且最好使任何矢量變化速率最小化的解決方案。這種解決方案可以或者實時地通過數(shù)字信號處理計算出來，或者對于數(shù)字調(diào)制，可以針對順序的調(diào)制符號的各種組合進行離線計算、并存儲在查詢表中以備今后實時產(chǎn)生符號時用。
圖1表示相位變化的矢量如何能夠像Chireix在其1935年的文獻首先建議的，用兩個具有正確的相對相位關(guān)系的振幅恒定的矢量的相加來構(gòu)造。內(nèi)圓表示一個功率放大器的最大振幅，而外圓表示兩個相等的功率放大器的最大振幅。如圖所示，所需振幅是A(t)而所需相位是φ(t)。這可以利用第一同相和正交信號I1和Q1以及第二同相和正交信號I2和Q2獲得，其中I1＝COS(φ-α)，Q1＝SIN(φ-α)，I2＝COS(φ+α)而Q2＝(φ+α)，式中α＝arcos(A/2)。
在那個時代，Chireix沒有現(xiàn)代數(shù)字信號處理技術(shù)可用，來精確地產(chǎn)生兩個異相位的信號。圖2中示出利用由數(shù)字合成矢量波形I1，Q1，I2和Q2驅(qū)動的兩個正交調(diào)制器202，204和正交振蕩器206的現(xiàn)代實現(xiàn)方案。
每一個都是例如具有Pmax/2功率的丙類(Class-C)放大器的兩個功率放大器212，214的輸出，可以利用混合或-3dB定向耦合器220(耦合系數(shù)“k”＝0.7071)相加?；旌匣蚨ㄏ蝰詈掀?20有效地產(chǎn)生和及差信號。用相同的阻抗終接差端口與和端口提供兩個功率放大器之間的隔離、使得來自一個放大器的功率(電壓或電流)不能到達另一個放大器。當兩個放大器被同相驅(qū)動時，和信號上升到Pmax，而在它們被以180度的相位差驅(qū)動時，和信號下降到0。其間，功率是Pmax.cos2(α)，式中‘α’是相對相位差。差輸出是Pmax.sin2(α)，于是輸出的和總是Pmax。
當所需輸出小于Pmax時，差值Pmax-P(t)從差端口輸出，而且一般都是損失掉。在這種情況下平均效率甚至可能比上面針對乙類放大器計算的更差，因為電池電流在輸出小于Pmax時并不減小。另一方面，實際上有可能構(gòu)成其效率高于有線性所需的放大器的效率的恒定包絡(luò)放大器(在Pmax下)，使得在實際上可以獲得好處。但是，即使可以獲得丙類(Class-C)的100％效率，所述配置在峰值-平均功率比為3dB時只會給出50％的效率，而在峰值-平均功率比為6dB時則只有25％的效率。
為了幫助提高效率，共同發(fā)明人Dent在上面包括的Dent專利中建議回收一般在輸出耦合器的差端口耗散掉的能量。廢能量回收整流器222用來對耗散的能量進行整流，并把直流電流饋送到電池。已知即使在微波的頻率下都可以構(gòu)造非常有效的整流器，正如利用微波的無線電功率傳輸?shù)难芯恳呀?jīng)表明的。
對于數(shù)字調(diào)制信號，已知可以把數(shù)據(jù)位期間需要的不同的I和Q波形的數(shù)目限制為2的圍繞當前位的小位數(shù)次方，因為可以從當前數(shù)據(jù)位刪除的數(shù)據(jù)位的作用可以忽視不計。于是，可以針對附近位的所有2的N次方組合預先計算波形I1，Q1，I2和Q2，并存入存儲器，在需要時調(diào)用。這樣，可以不必實時計算反余弦。
現(xiàn)參照圖3，描述按照在先申請的功率放大器300的第一實施例。功率放大器300放大振幅變化和相位變化的AC輸入信號，以便利用DC電源328在負載阻抗RL326上產(chǎn)生放大了的輸出信號電壓和輸出電流。顯然，負載阻抗326可以是天線，DC電源328可以是電池。
仍舊參照圖3，功率放大器300包括把AC輸入信號332轉(zhuǎn)換為振幅恒定并具有第一相位角的第一信號306和振幅恒定并具有第二相位角的第二信號308的轉(zhuǎn)換裝置330。轉(zhuǎn)換裝置330可以用數(shù)字信號處理器(DSP)334形成，后者產(chǎn)生I1，Q1，I2和Q2信號。第一和第二正交調(diào)制器302，304分別響應(yīng)正交振蕩器310以及同相和正交信號I1，Q1，I2和Q2，以便產(chǎn)生第一信號306和第二信號308。轉(zhuǎn)換裝置330的設(shè)計和操作及其各個組件是本專業(yè)技術(shù)人員眾所周知的，故在此沒有必要描述。
還是參照圖3，第一放大器312放大第一信號306，以產(chǎn)生恒定電壓振幅的第一輸出信號電壓S1(316)。正如下面將要詳細描述的，第一放大器312最好包括雙向放大器裝置，后者把電流從DC電源拉出，但它也向DC電源提供電流。相應(yīng)地，放大器312和DC電源328之間的連接表示為雙向的。
再次參照圖3，第二放大器314放大第二信號308，以便產(chǎn)生恒定電壓振幅S2(318)的第二輸出信號電壓。如上所述，第二放大器314也包括雙向放大器裝置，后者從DC電源拉出電流，并向DC電源提供電流。放大器312和314可以是丙類功率放大器，盡管其他類別的功率放大器也可以采用。
還是參照圖3，耦合器320把第一和第二放大器312和314彼此耦合，并把它們耦合到負載阻抗326，使得第一放大器的電壓或電流與第二放大器的電壓或電流有線性關(guān)系。耦合器320可以不同于傳統(tǒng)Chireix電路用的定向耦合器。具體地說，耦合器320不將第一和第二放大器彼此隔離。相反，它以相互作用的方式把第一和第二放大器彼此耦合，使得每一個影響另一個的負載線。
在圖3中，耦合器320包括第一變壓器322和第二變壓器324。它們各自的次級繞組322b和324b串聯(lián)連接在負載阻抗326的兩端。它們各自的初級繞組322b和324b分別連接到第一和第二放大器312和314的輸出端316和318。相應(yīng)地，第一和第二輸出信號電壓S1和S2的和在負載阻抗326兩端產(chǎn)生放大了的輸出信號電壓，還產(chǎn)生流過負載阻抗的輸出電流。與輸出電流成線性關(guān)系的放大器電流流入第一和第二放大器312和314兩者的雙向放大器裝置。
變壓器322和324使相對于地的輸出端的串聯(lián)連接便于實現(xiàn)。串聯(lián)連接可以保證等于負載電流或其按比例縮放值的同樣電流流入兩個放大器312和314的輸出電路。
通過省略圖2的用于把兩個放大器彼此隔離的輸出耦合器，允許所述兩個放大器相互影響或相互作用。具體地說，當兩個放大器異相驅(qū)動使得輸出信號S1等于-S2時，它們輸出到負載阻抗RL的和將等于零因而沒有負載電流。所以，流入放大器裝置的電流也將由于串聯(lián)連接而為零，這保證了兩個放大器的電流和負載電流相同。若沒有電流流入放大器裝置，則來自DC電源電壓Vcc的消耗的電流亦將為零。于是，與即使在瞬時負載功率為零時也從電源消耗恒定數(shù)量功率的圖2的耦合功率放大器形成對照，圖3的電路可以隨著瞬時輸出功率減小而減小電流消耗。
現(xiàn)將參照圖4，它表示按照在先申請的功率放大器的第二實施例。如圖4所示，功率放大器400類似于圖3的功率放大器300。但是，把第一和第二放大器312和314連接到負載阻抗326的相互作用耦合器320′分別用第一和第二1/4波長傳輸線422和424實現(xiàn)。負載阻抗包括輸入節(jié)點440，而第一和第二1/4波長傳輸線422和424最好連接到該輸入節(jié)點440。
如圖4所示，微波頻率下的串聯(lián)連接可以更現(xiàn)實地利用兩條1/4波長傳輸線422和424、通過1/4波長距離的(distant)并聯(lián)連接來實現(xiàn)。當兩條1/4波長傳輸線的輸出并聯(lián)時，輸出電壓在輸入節(jié)點440上被強制變?yōu)橄嗤?Vo)。若這些傳輸線具有相同的阻抗，像圖3所示地在串聯(lián)連接中建立相同的狀態(tài)，則這迫使這些電流在功率放大器312和314同樣地相隔1/4波長。若傳輸線具有不同的阻抗Z01和Z02，則迫使功率放大器的輸出電流I1和I2按照與該阻抗成反比的方式縮放。
功率放大器理想的是每一個都在它們的1/4波長傳輸線的兩端產(chǎn)生Vcc的輸出擺動。因為該電壓在該端相同，所以相隔1/4波長的另一端的電流在相同傳輸線的情況下必須相同。若傳輸線阻抗不相等，則在傳輸線連接處電流分別為Vcc/Zo1和Vcc/Zo2。于是總的輸出電流Io＝Vcc(1/Zo1+1/Zo2)或者對于相同的傳輸線為2Vcc/Zo。
若功率放大器產(chǎn)生相對相位電流VccEXP(jα)和VccEXP(-jα)，則總的輸出電流為Io=VCC((EXP(jα))Zo+EXP(-jα)Zo)]]>=2Vcc·Cos(α)/Zo,]]>假定傳輸線阻抗Zo相等。
于是電壓Vo由下式給出Io·RL=2VCC·RLCos(α)Zo]]>而這本身又迫使功率放大器電流為2Vcc·RLCos(α)Zo2]]>表明每一個功率放大器的峰值電流減小了Cos(α)，在混合耦合的情況下并非如此。當α＝90度時，兩功率放大器反相，輸出信號Vo，Io為零，但是，功率放大器電流卻是如此，即使它們?nèi)耘f被驅(qū)動至滿幅度Vcc輸出擺動。這就像是負載阻抗增大至無窮大。于是，通過調(diào)制α(用DSP編碼)，從功率放大器看去的有效負載阻抗也被調(diào)制、使得它們只產(chǎn)生瞬時所需的輸出功率。
為了獲得最大效率，最好避免流入功率放大器輸出電路的諧振電流。這可以利用與功率放大器輸出端串聯(lián)的串聯(lián)諧振電路以便提供對基波的低阻抗和對諧波的高阻抗獲得。但是，如圖5中放大器500中所示，可以不這樣，而是把單一并聯(lián)諧振電路550連接到離開兩個1/4波長傳輸線的節(jié)點一個1/4波長。并聯(lián)諧振器迫使傳輸線連接點(節(jié)點440)電壓波形為正弦波，因此在功率放大器件處迫使一個1/4波長處的電流為正弦波。
如上所述，第一和第二放大器312和314最好分別包括雙向放大器件，后者從DC電源326拉取電流，并把電流提供給DC電源。相應(yīng)地，在AC輸入信號332信號周期的一部分期間，電流從第一和第二放大器流到DC電源，把能量送還DC電源。圖6舉例示出包括按照在先申請的雙向放大器件的功率放大器的一個實施例。
如圖6所示，該功率放大器312的一個實施例包括P型場效應(yīng)晶體管602和N型場效應(yīng)晶體管604，它們各自連接在正和負電源328a和328b之間。輸入信號332耦合到P型場效應(yīng)晶體管602和N型場效應(yīng)晶體管604。這些場效應(yīng)晶體管產(chǎn)生提供給1/4波長傳輸線422的輸出信號。類似的考慮也適用于第二放大器314。
當α處在0和90度之間時，正如圖6舉例示出的，所述功率放大器件中的正弦電流不同相、使得所述器件導通和截止。也如圖6所示，來自電源的平均電流相對于峰值電流Ipk再減小一個系數(shù)cos(α)。因為Ipk也隨著cos(α)減小，電源電流凈減小cos2(α)，這是輸出功率因α調(diào)制而減小的同一個系數(shù)。因此電源功率和負載功率都減小了，同時在截止和在導通時維持同一個理論效率。這取決于雙向功率放大器件的采用，它們可以在輸入信號周期一部分期間在反方向流通電流，把能量送還電池。
如圖6所示，利用理想的雙向器件時理論效率為100％，在單端推挽輸出級的情況下可以理解這一點。在從0到(π-α)的范圍“a”內(nèi)，電流從-Vcc/2流到負載，與此同時N型器件導通，降低。這是把能量從-Vcc/2電源328b輸送到負載。在范圍“b”內(nèi)，電流仍舊是負的，但P型器件導通。平均電流和能量反向流到Vcc/2電源328a。在范圍“c”，電流從Vcc/2電源328a流到負載，同時P型器件導通，而在范圍“d”，當N型器件導通時電流仍舊是負的，把電流和能量送回-Vcc/2電源328b。于是，平均電流為Ipk2π[∫0π-αsin(θ)δθ-∫0αsin(θ)δθ]=Ipkcos(α)/π]]>來自-Vcc/2和+Vcc/2每個電源的平均電流，與同相電流相比按照系數(shù)cos(α)減小。
在圖6中，來自分開的電源-Vcc/2和+Vcc/2的平均電源電流在α＝0時計算為Ipk/π。因此，來自兩個電源的總功率為
Ipk·Vcc/π. (1)單端功率放大器輸出端的方波電壓擺幅為-Vcc/2到I-Vcc/2，亦即Vcc/2峰值，使得阻抗為Zo的1/4波長傳輸線端部的電流必須是峰值電流為+/-Vcc/2Zo的方波，使得驅(qū)動圖5諧振器的基波電流為2Vccπ·Zopeak---(2)]]>該電流引起數(shù)值如下的峰值負載電壓2Vcc.RLπ·Zo---(3)]]>因而負載功率為峰值電流×峰值電壓=2Vcc2·RL(π·Zo)2---(4)]]>方程式(3)給出1/4波長傳輸線端部諧振器上的正弦電壓擺幅。因而，該傳輸線功率放大器件一端的電流是它被Zo除，亦即Ipk=5Vcc·RLπ·Zo2---(5)]]>把方程式(5)中的lpk代入方程式(1)得出總的DC輸入功率為=2Vcc2·RL(π·Zo)2---(6)]]>與方程式(4)相同，表明效率為100％。
眾所周知，把方波轉(zhuǎn)換成正弦波輸出的帶有無損濾波的開關(guān)方式逆變器給出理論上的100％效率。但是，在包括于圖7的發(fā)射機實施例中的圖3至6的配置中，即使是振幅變化的信號或者在發(fā)射機被逆轉(zhuǎn)至滿輸出以下時，仍能維持該效率。在圖7中，放大器700可以采用開關(guān)方式(丁類(Class-D))功率放大器。負載326是天線。于是，理論上不限制效率的本發(fā)明是一個比其理論效率即使采用理想器件也已經(jīng)小于100％的先有技術(shù)好的起點。
本申請采用諸如數(shù)字信號處理器(DSP)334等裝置來把具有變化振幅和變化相位的復調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為振幅恒定而相位以不同方式變化的兩個調(diào)制信號。于是，它采用裝置來產(chǎn)生兩個用相應(yīng)的調(diào)相的信號來調(diào)制的信號。一個裝置已經(jīng)舉例示于圖2，亦即采用分別用它們相應(yīng)的調(diào)相信號的余弦和正弦驅(qū)動的兩個正交調(diào)制信號302，304。另一種技術(shù)示于圖8的實施例，其中采用兩個頻率合成器802和804，每個均為相位可調(diào)制的，諸如可調(diào)制分數(shù)N合成器802和804?？烧{(diào)制分數(shù)N合成器包括累加器，后者的數(shù)值決定受該合成器控制的振蕩器812，814的相位。一般，在分數(shù)N合成器中，累加器通過重復加上斜率值而連續(xù)加大(帶返轉(zhuǎn))，它提供頻率偏移量。為了改變相位，累加器通過僅一次加上等于所需相位改變量的方法來額外增大。該配置示于圖8。
利用兩個單獨的分數(shù)N合成器802，804，各增加的相位增量值的累加性質(zhì)可能不同步。因此，實際上，需要維持同步就意味著兩個合成器必須結(jié)合在單一芯片上。另外，Dent在1998年11月10日授予的題為“采取DC響應(yīng)的三點調(diào)制用的頻率合成系統(tǒng)和方法”的轉(zhuǎn)讓給本申請的受讓人的包括在此作參考的美國專利No.5,834,987中公開的稱作“倒分數(shù)N”的合成器類型可能是有利的，因為它調(diào)制受固定基準頻率控制的基準分頻器，后者在需要兩個調(diào)制的合成器時易于同步。
另一種可以直接調(diào)相的合成器技術(shù)是直接數(shù)字合成器或DDS，其中累加器連續(xù)地計算(ωt+φ)的值，并利用正弦查用表把最高有效位部分轉(zhuǎn)換為正弦波。其他任何產(chǎn)生調(diào)相信號的傳統(tǒng)方法也均可用于在先申請。
當在先申請的發(fā)明的一個實施例可以用來產(chǎn)生振幅和相位都變化的信號時，兩個恒定包絡(luò)線放大器通過分別求出確定相位分量的所需相位變化量和振幅的和與差來產(chǎn)生相位變化的信號。當兩個相位分量的變化量具有同一方向時，和相位變化較快；而差相位變化較快。于是一個相位變化比另一個快，而當所需的信號矢量具有從靠近復平面原點(0，0)通過的軌跡時，相位變化速率可以變得非常大。若信號矢量剛好通過原點，即、信號振幅達到零，則兩種相位變化都具有有限的微商。但是，對于從無限接近原點處通過的矢量，相位的微商可以任意大。
僅僅相位改變的振幅恒定的信號可以利用調(diào)制鎖相環(huán)產(chǎn)生，這是一個潛在的優(yōu)點。但是，由鎖相環(huán)產(chǎn)生的相位的變化速率受該環(huán)帶寬限制。需要避免利用過分寬的鎖相環(huán)帶寬，使得鎖相環(huán)有助于濾除不希望有的噪音，并防止來自要發(fā)射的信號的寬帶噪音。但是，利用窄的鎖相環(huán)會限制精確重現(xiàn)從靠近原點處通過的復信號矢量軌跡。CIP申請可以解決這個設(shè)計矛盾，并且可以允許利用更加合乎要求的鎖相環(huán)參數(shù)，而不必影響重現(xiàn)復信號軌跡的準確度。
參照圖9描述第一實施例。圖9表示通過單獨地合成其虛部I和其實部Q來合成復矢量Z。它們每個又都是通過對恒定振幅逆時針旋轉(zhuǎn)的相位變化的矢量相加而合成的。于是，圖9表示4個恒定振幅矢量V1，V2(它們結(jié)合產(chǎn)生虛部I)和V3，V4(它們結(jié)合產(chǎn)生實部Q)。
利用一對矢量來只合成實部或虛部的好處是實部或虛部的軌跡僅僅在改變符號時才必須通過原點。數(shù)值通過零點的速率受合成復信號有限帶寬的限制。于是，在合成有限帶寬的信號時，可以保證4個矢量V1，V2，V3和V4中每一個的旋轉(zhuǎn)速率是有限的。
此外，每一個矢量永遠只必須相對于平均相位旋轉(zhuǎn)+/-90度，以便產(chǎn)生在正最大和負最大信號振幅之間改變的實部或虛部。這樣，與只用兩個振幅恒定矢量(這時每個矢量可能都必須旋轉(zhuǎn)整個360度，并繼續(xù)旋轉(zhuǎn)360度的任何倍數(shù))相比，鎖相環(huán)的設(shè)計可以易于實現(xiàn)。
圖10表示按照CIP申請一個實施例的4個耦合的振幅恒定功率放大器1011a，1011b，1011c和1011d的配置。向4相調(diào)制器1010饋送有關(guān)所需的待發(fā)射信號的信息，后者可以例如用復信號實部I波形(余弦分量)和虛部波形Q(正弦載波分量)來描述。調(diào)制器1010產(chǎn)生4個表示如下的恒定振幅相位變化的信號e(jωt+φ1)e(jωt+φ2)e(jωt+φ3)和e(jωt+φ4)式中φ1＝arcos(I)；φ2＝-φ1；φ3＝90-arcos(I)；φ4＝180-φ3，“ω”是可以在另一個輸入端提供的載波頻率信號的頻率。
因為ARCOS函數(shù)對于大于1的自變量沒有定義，所以必須正確地縮放所需的信號Z＝I+jQ，使得它的峰值振幅永遠不超過1，而且最好剛剛小于1。對所需功率電平的縮放是由放大器1011a...1011d完成的。放大器1011a...1011d的輸出相當于圖9的矢量V1，V2，V3和V4，利用變壓器1012a和1012b串聯(lián)相加來產(chǎn)生實部I。實部I只由余弦載波分量組成，后者是從正振幅到負振幅的振幅調(diào)制的，亦即雙邊帶、受抑制的載波調(diào)制(DSBSC)。類似地，放大器1011c，1011d的對應(yīng)于圖9的矢量V3，V4的輸出利用變壓器1012c，1012d串聯(lián)相加以便產(chǎn)生虛部Q，它是DSBSC調(diào)制的正弦載波分量。然后把所有變壓器的輸出串聯(lián)連接，以便把I和Q加起來、獲得所需的復信號調(diào)制Z＝I+jQ。
正如在先申請中所公開的，串聯(lián)連接使相同的輸出或負載電流流入所有放大器件，而不管其影響總的輸出信號的電壓。當電流與放大器的電壓貢獻同相時，該放大器從DC電源向負載提供功率。當放大器的電壓貢獻與負載電流反相時，假如采用雙向輸出器件，則該放大器便起同步同步整流器的作用，把電流送還DC電源。當放大器的電壓貢獻與負載電流相位成90度時，在AC信號周期一部分期間從DC電源消耗電流，而在AC信號周期另一部分期間把電流還回DC電源，平均不從DC電源消耗凈電流。于是，僅僅放大器1011a...1011d從它們公共的DC電源(未示出)消耗的平均電流相當于輸送到輸出電路或負載的功率，因此它只與所需信號波形Z相符合。因此，采用理想雙向放大器件的放大器的理論效率為100％，與先有技術(shù)的放大器形成對照，后者即使采用理想器件也具有較低的理論效率。
對于非常高的頻率和微波操作，在在先申請中公開了串聯(lián)連接的比較現(xiàn)實的形式可以是采用離放大器1/4波長的并聯(lián)耦合，利用適當阻抗的1/4波長傳輸線。阻抗的選擇是使放大器與負載阻抗、亦即與天線匹配，以便產(chǎn)生所需的總輸出功率。1/4波長耦合線的長度還應(yīng)根據(jù)需要縮短，以補償放大器件的輸出電容。1/4波長傳輸線的等效電路還可以例如如圖13所示、在π網(wǎng)絡(luò)1302配置中利用分立的電感和電容構(gòu)成。每一個π網(wǎng)絡(luò)C1，L，C2的第一個電容C1可以吸收放大器件的輸出電容，而第二電容C2可以結(jié)合成單一的電容4C2。這樣的網(wǎng)絡(luò)最好應(yīng)該利用附加的LC組件設(shè)計成在盡可能多的奇次諧波下反映放大器的高阻抗，而且該放大器最好是推挽放大器，它抑制載波頻率的偶次諧波。
圖11示出圖10的4相量調(diào)制器1010的實施例的更多細節(jié)。I信號饋送到第一平衡調(diào)制器1101a，其中它乘以余弦載波分量，以產(chǎn)生Icos(wt)。I信號還饋送到函數(shù)發(fā)生器1100a，后者從I產(chǎn)生信號Q′，使得I和Q′的平方和是個常數(shù)。若用函數(shù)發(fā)生器1100a實現(xiàn)的函數(shù)f(x)是 函數(shù)，則實現(xiàn)這一點。Q′饋送到第二平衡調(diào)制器1101b，其中它乘以正弦載波分量，以便獲得Q′sin(wt)。蝶形電路1102a既形成調(diào)制器1101a，1101b輸出的和又形成它們的差，以便獲得Icos(wt)+Q′sin(wt)和Icos(wt)-Q′sin(wt)，兩者均具有恒定振幅 這兩個恒定振幅的驅(qū)動信號對應(yīng)于圖9的矢量V1和V2，并驅(qū)動圖10的放大器1011a和1011b。
所需的Q信號分量饋送到類似的電路，除了在平衡調(diào)制器1101c中把Q乘以正弦載波分量以及在平衡調(diào)制器1101d中把產(chǎn)生的信號I′(利用函數(shù)發(fā)生器1100b產(chǎn)生的)乘以余弦載波。然后蝶形電路1102b形成調(diào)制器1101c和1101d輸出的和與差，以便獲得兩個恒定振幅信號Qsin(wt)+I′cos(wt)和Qsin(wt)-I′cos(wt)，這相當于圖9的矢量V3和V4，并驅(qū)動圖10的放大器1011c和1101d。
一般對傳輸信息進行編碼，并利用數(shù)字信號處理把編碼后的信息轉(zhuǎn)換成基帶調(diào)制信號I和Q。首先可以利用數(shù)字信號處理以一系列的數(shù)字樣值的形式產(chǎn)生I和Q，然后用數(shù)模轉(zhuǎn)換器(D/A)將其轉(zhuǎn)換成模擬波形。在共同發(fā)明人Dent的美國專利5,530,722中描述了取消D/A轉(zhuǎn)換器的技術(shù)，該專利包括在此作參考。該技術(shù)涉及把數(shù)字I/Q樣值流轉(zhuǎn)換成高的位速率，∑-Δ調(diào)制，然后通過低通濾波將其轉(zhuǎn)換成模擬信號。
平衡調(diào)制器1101a，1101b，1101c，1101d，可以例如具有易于用半導體工藝生產(chǎn)的稱為Gilbert單元(cell)的型式。來自Gilbert單元的輸出信號是平衡(亦即推挽)電流，因此兩個Gilbert單元的輸出可以通過使它們的輸出并聯(lián)來相加，以便把它們的輸出電流相加。然后，一個Gilbert單元的連接反轉(zhuǎn)引起相減。這樣，蝶形電路1102a，1102b可以通過把Gilbert單元的輸出并聯(lián)耦合來獲得，利用對一個Gilbert單元連接的反轉(zhuǎn)實現(xiàn)差輸出。可以利用電流鏡復制Gilbert單元的電流輸出，以便獲得用于形成和的一個平衡輸出和用于形成差的類似的平衡輸出。從包括在此的參考文獻還知道，為了調(diào)制數(shù)據(jù)信號，可以預先計算整個∑-Δ位流，并貯存在查用表中，供不同的有限長度的數(shù)據(jù)符號序列之用，并通過用調(diào)制數(shù)據(jù)序列對該表尋址而獲得正確的∑-Δ波形。
只利用調(diào)相信號來合成發(fā)射信號的一個潛在的好處是，相位調(diào)制可以施加在直接運行于輸出頻率并具有比從先有技術(shù)正交調(diào)制器所能達到的更高的功率輸出的振蕩器上。于是，功率放大器可能需要較小的增益來放大振蕩器輸出，因而對寬帶噪音的放大較弱。防止功率放大器放大寬帶噪音可能有助于避免諸如蜂窩電話機等同一臺設(shè)備或鄰近設(shè)備中從發(fā)射機到接收機的干擾。首先以發(fā)射中頻產(chǎn)生調(diào)相信號、然后用鎖相環(huán)把該相位調(diào)制轉(zhuǎn)換為發(fā)射頻率VCO的技術(shù)，在共同發(fā)明人Dent的美國專利5,535,432中有進一步的描述(該公開包括在此作參考)，并且從1992年起已經(jīng)用于由L.M.Ericsson公司制造并在歐洲銷售的符合GSM數(shù)字蜂窩電話標準的蜂窩式電話。這一方案的應(yīng)用示于圖12。
現(xiàn)參見圖12，4相量調(diào)制器1010’以發(fā)射中頻(TXIF)產(chǎn)生調(diào)相信號。發(fā)射頻率電壓控制振蕩器1215a以發(fā)射頻率Ftx產(chǎn)生信號，后者被功率放大器1211a放大。振蕩器1215a輸出的一部分被饋送到下變頻混頻器1214a，在這里與頻率為Flo本機振蕩器信號進行外差處理，該信號與所需的發(fā)射頻率Ftx有一個TXIF偏移量，亦即Flo＝Ftx+/-TXIF。
在蜂窩電話中，本機振蕩器信號往往與已經(jīng)用于接收部分的信號相同，這通過正確選擇TXIF來保證，使得發(fā)射頻率與接收頻率偏移一個稱為“雙間隔”(Duplex Spacing)的量。
外差式下變頻器(混頻器1214a)在頻率TXIF下的差頻輸出在相位檢波器1213a中與來自調(diào)制器1010’的調(diào)相TXIF信號進行相位比較。若比較的相位不匹配，則由集成在鎖相環(huán)1216a中的相位檢波器1213a產(chǎn)生相位誤差信號，以便產(chǎn)生給VCO 1215a的正確的控制信號，從而控制VCO 1215a的相位和頻率，以便跟隨來自調(diào)制器1010’的相位調(diào)制。
包括元件1213a，1214a，1215a和1216a以及功率放大器1211a的整個鎖相環(huán)相位轉(zhuǎn)換電路1220a復制為1220b，1220c和1220d，用于其他3個相量信道。4相量調(diào)制器1010’示于圖12，具有信號數(shù)據(jù)輸入，而不是I和Q輸入。于是，4相量調(diào)制器1010’被假定包括數(shù)據(jù)符號序列向I，Q波形的轉(zhuǎn)換，利用例如預先計算好的上述查用表。
當要把發(fā)射輸出頻率在不同的信道之間改變時，現(xiàn)在只要改變本機振蕩器的頻率Flo即可，而產(chǎn)生的發(fā)射信號將在改變?yōu)镕lo的步驟中改變?yōu)樾滦诺馈＠面i相環(huán)來把相位調(diào)制轉(zhuǎn)換為輸出頻率的好處是由環(huán)路濾波器16a...16d決定的鎖相環(huán)帶寬只需要具有足以正確地通過調(diào)制的帶寬即可，因而有助于抑制寬帶噪音，不然后者會被功率放大器1211a...1211d放大，可能干擾接收機。
現(xiàn)將描述CIP申請的另一個方面，這對應(yīng)于通過結(jié)合兩個以上振幅恒定的矢量來合成相位和振幅變化的矢量的比較一般的發(fā)明原理。上面參照圖13詳細地討論了4個矢量結(jié)合的特定情況。在該示例中這些矢量是成對結(jié)合的，以便產(chǎn)生所需的復信號矢量的實部和虛部。一個目的是消除對任何矢量需要大的改變速率的可能性。利用兩個以上振幅恒定的矢量合成復矢量時可用的過多的自由度較一般的目的可能是減小任何矢量所需的最大相位改變速率。最小相位改變速率解決方案的結(jié)果不一定是結(jié)合兩個矢量來產(chǎn)生實部、結(jié)合兩個矢量來產(chǎn)生虛部，若使用5個矢量中的3個，則這可能不是解決方案。
一般的問題可以在數(shù)學上列成公式如下找出N個相位波形φ(1)...φ(N)，使得Σk=1Nejφ(k)=Z(t),]]>所需的復波形并使最大的|φ(k)|最小化。
一個替代的目標是使相位微商的平方和最小化，亦即找出N介相波形φ(1)...φ(N)，使得Σk=1Nejφ(k)=Z(t),]]>所需的復波形并使Σk=1N|φ·(k)|2]]>最小化。
以上可以重新表述為標準語言的多重問題 把上述涉及Z的復數(shù)方程分解為它的實部和虛部波形I和Q，并定義2xN矩陣A如下[A]=cos(φ1)cos(φ2)......cos(φN)sin(φ1)sin(φ2)......sin(φN)]]>拉格朗日乘數(shù)問題有解φ·1φ·2···φ·N=A#[A.A#]-1Q·(t)-I·(t)]]>上列方程式是一組N個非線性微分方程，原理上可能解出N個相波形，給出用實部I(t)和虛部Q(t)表示的所需的復信號波形Z(t)。這樣的解實時完成可能是繁重的，但因為數(shù)字信號處理變得日益功能強大，如果不是已經(jīng)有了經(jīng)濟可行地實現(xiàn)的實時解的話，不久也會有。該問題可以用dt的離散時間步驟陳述，以便獲得各dt步驟中相位波形的采樣、在dt離散步驟給出的Z(t)的值(如Zl＝I1+jQ1；Z2＝I2+jQ2...等等)。
然后可以從上述微分方程求出時間步驟“i”的相位值為φ1φ2···φNi=A#[A.A#]-1Q(i)-Q‾(i-1)I‾(i-1)-I(i))+φ1φ2···φNi-1]]>式中I，Q是以前達到的值，由下式給出
I‾(I-1)+jQ‾(I-1)=Σk=1Nejφk(i-1)]]>以前達到的I，Q在時間步驟(i-1)用作步測點(steping-off point)、根據(jù)該步測點在時間步驟“i”達到新的所需的I，Q值，這就可以保證諸如以前達到的值中的取整誤差等計算誤差可以通過計算從以前達到的值包括誤差、移到新的所需的值所需的相位值的步進變化來補償。于是，可以防止計算誤差積累。
在上述中，從每個步驟之后的新相位值再次計算矩陣A。在每個步驟之后，還把新的相位值用于相位調(diào)制，這可以包括任何或所有相位值的數(shù)模轉(zhuǎn)換、轉(zhuǎn)換后相位值的濾波、用于把相位調(diào)制轉(zhuǎn)換為發(fā)射機輸出頻率的鎖相環(huán)、諸如分數(shù)N合成器或直接數(shù)字合成器(DDS)等可相位調(diào)制的頻率合成器、或者利用正交調(diào)制器把每對I和Q值調(diào)制成所需的射頻載波信號后利用余弦/正弦函數(shù)或表把相位值重新轉(zhuǎn)換成I，Q值，以便獲得N個恒定振幅信號，其和即為所需的相位和振幅調(diào)制了的信號。
當從數(shù)字信息信號產(chǎn)生所需的調(diào)制時，往往可以利用任何時刻復調(diào)制波形Z(t)都只是有限個過去和將來數(shù)字信息符號的函數(shù)這一事實來簡化計算。于是，每一時刻Z(t)都只可能有有限個ML的可能值，其中M是可能的信息符號的字母大小。因而可以針對所有可能的M符號序列預先計算出所有可能的波形Z(t)。類似地，可以利用上列方程式預先計算出所有可能的N個相位波形的組，并使其與波形查用表中的符號序列相聯(lián)系。然后用實際的符號序列來尋址該表，以便取出預先算出的相位波形或相當?shù)腎，Q波形，從而省去所需的實時計算。預先計算的好處之一是檢測然后通過在相繼出現(xiàn)的可能暫時脫離相位解的最小變化速率的各點之間采取替代例程來避免任何矩陣A.#A變?yōu)槠娈惥仃嚨内厔荩员惚苊怆S后需要較大的相位變化速率。
相應(yīng)地，在CIP申請中，在串聯(lián)組合(或其等效操作)兩個以上恒定功率電平的放大后的信號的基礎(chǔ)上，可以有效地以傳輸功率電平產(chǎn)生振幅和相位變化的信號。提出了用于計算每一個恒定振幅信號所需的相位變化量的一般方法和系統(tǒng)，它可以使用3個或更多的信號。還提出了用于產(chǎn)生和組合4個信號的方法和系統(tǒng)的實施例，它可能比較簡單，可能是最佳解決方案。
本發(fā)明的實施例可以利用固定的和調(diào)制的電源電壓和升壓/降壓控制來放大信號。具體地說，本發(fā)明一個實施例在用固定電壓的電源工作的第一個飽和功率放大器中產(chǎn)生振幅變化的信號，以便產(chǎn)生振幅恒定的第一輸出信號。振幅變化的信號還在用調(diào)制電壓電源工作的第二飽和功率放大器中放大，以便產(chǎn)生振幅取決于振幅變化的信號、調(diào)制的電源電壓和反相/非反相的控制的第二輸出信號。第一和第二輸出信號在負載上組合。對所述調(diào)制的電壓電源進行調(diào)制、同時產(chǎn)生反相/非反相的控制信號，使得負載中的組合的第一和第二輸出信號將振幅變化的信號放大。振幅變化的信號可以是振幅變化和相位變化的。
在另一實施例中，可以對所述調(diào)制的電壓電源進行調(diào)制、同時產(chǎn)生反相/非反相的控制信號，以便在振幅變化的信號的瞬時振幅小于第一飽和放大器在負載上產(chǎn)生的振幅時相對于振幅變化的信號反轉(zhuǎn)第二輸出信號，并且在振幅變化的信號的瞬時振幅大于第一飽和放大器在負載上產(chǎn)生的振幅時相對于振幅變化的信號不反轉(zhuǎn)第二輸出信號，使得所述負載中的組合的第一和第二輸出信號放大振幅變化的信號。在另一個實施例中，第二飽和放大器采用雙向放大器件，它從調(diào)制電壓電源拉取電流，并向調(diào)制電壓電源提供電流。反之，第一飽和放大器從固定電壓電源拉取電流，而不向固定電壓電源提供電流，以便產(chǎn)生振幅恒定的第一輸出信號。在再一個實施例中，第二飽和功率放大器當反相/非反相控制信號指示非反相時從調(diào)制電壓電源拉取電流，而當反相/非反相控制信號指示反相時向調(diào)制電壓電源提供電流。
在再一個實施例中，通過利用負載串聯(lián)組合第一和第二信號而在負載上組合第一和第二信號。在第一實施例中，第一和第二輸出信號中的一個直接耦合到負載上，而第一和第二輸出信號中的另一個通過隔離變壓器耦合到負載。在第二實施例中，第一和第二輸出信號分別通過各自的第一和第二1/4波長傳輸線耦合到負載。
在本發(fā)明的另一實施例中，兩個放大器的輸出端口可以與公共負載串聯(lián)，例如把每一個放大器通過1/4波長傳輸線連接到同一個負載端。在這個實施例中，所述放大器之一可以由恒定振幅的AC驅(qū)動信號驅(qū)動，并由恒定電壓DC電源供電，使得其輸出信號為恒定的AC電壓，而它對負載電流的貢獻是與恒定AC電壓成正比的固定的AC負載電流。第二放大器由可能是恒定驅(qū)動電平的適當驅(qū)動電平的驅(qū)動信號驅(qū)動至飽和，而第二放大器的DC電源端子連接到由高電平調(diào)制器響應(yīng)調(diào)幅信號而產(chǎn)生的變化電壓。另外，第二放大器驅(qū)動信號的相位可以是與第一放大器驅(qū)動信號同相或相差180度，取決于第二放大器對負載信號的貢獻是與第一放大器的貢獻相加(升壓)還是相減(降壓)。
在另一個實施例中，當?shù)诙糯笃髟凇敖祲骸敝剖较卤或?qū)動時，電流和功率從其DC電源端子流出，而且最好用可變的切換方式功率變換器、諸如反向應(yīng)用的升壓方式的功率變換器送回DC電源?；蛘?，當?shù)诙糯笃髟凇吧龎骸敝剖较卤或?qū)動時，功率從DC電源通過諸如開關(guān)方式的“降壓”穩(wěn)壓器等適當?shù)目勺兊墓β首儞Q器流到放大器電源端。于是，這個實施例可以不是配置為“只降壓”Doherty放大器，其中第一放大器提供所需的最大功率，否則用第二放大器“降壓”；就是配置為升壓/降壓放大器，其中輸出信號通過為第二放大器選擇降壓驅(qū)動相位或升壓驅(qū)動相位，既可以向上又可以向下改變第一放大器輸出信號電平。放大器還可以配置為“只升壓”放大器。
本發(fā)明的實施例還可以用于具有同相分量(I)和正交相位分量(Q)的振幅變化的信號。在這個實施例中，第一和第二飽和功率放大器可以放大信號的同相分量。第三和第四飽和功率放大器可以放大信號的正交相位分量。因此所產(chǎn)生的第一、第二、第三和第四輸出信號可以在負載上組合。第二和第四飽和功率放大器用的第一和第二調(diào)制電壓電源可以相同或者可以是彼此無關(guān)的。另外，第一和第三飽和功率放大器用的第一和第三固定電壓電源可以是相同或彼此無關(guān)的。
在本發(fā)明的再一個實施例中，信號是通過產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相信號和來自所述信號的可變電源電壓來放大的。利用固定電源電壓放大第一輸入信號來產(chǎn)生第一輸出信號。利用可變電源電壓響應(yīng)非反相/反相控制信號而選擇性地反相或非反相放大所述第二輸入信號。第一和第二輸出信號耦合到負載中，從而放大該信號。當選擇性地進行反相和非反相放大第二輸入信號時，可以從調(diào)制電壓電源拉取電流和向調(diào)制電壓電源提供電流。另一方面，當利用固定電源電壓放大第一輸入信號時，只從固定電源電壓拉取電流。第一和第二輸出信號可以在上面描述的電路中在負載中組合。此外，信號的同相和正交相位分量可以單獨地放大，然后如上所述地組合。
在在先申請和CIP申請的實施例中，利用Chireix異相調(diào)制驅(qū)動的兩個或兩個以上耦合放大器可以相同地工作或?qū)ΨQ地影響相互的有效負載線，使得有效地產(chǎn)生峰值和谷值功率電平，從而在比Doherty放大器寬的動態(tài)范圍內(nèi)維持功率效率。當兩個放大器異相或影響彼此的負載線時，在信號波形周期的一部分期間電流從DC電源流到負載，在另一部分期間流到電源。這可以按照負載功率減小的比率減小來自電源的平均功率消耗，因而允許高效率。
不幸的是，功率放大器中的有源器件可以具有非線性。這些非線性引起調(diào)相信號的產(chǎn)生不夠精確。本發(fā)明的實施例可以通過只用0或180度的相對相位關(guān)系驅(qū)動放大器來減小甚至可以消除非線性的影響。
因此，本發(fā)明的實施例可以提供這樣一種射頻發(fā)射機，它可以有效地產(chǎn)生中心處在載波頻率上的大功率調(diào)制信號，調(diào)制具有分別由代表振幅的調(diào)制信號和調(diào)相信號決定的振幅和/或相位變化的分量。本發(fā)明的實施例可以用來在減小的功率電平下以高得多的效率從發(fā)射機產(chǎn)生可變輸出功率電平。
在本發(fā)明一個實施例中，兩個放大器的輸出端口等效地與公共負載串聯(lián)，使得通過它們自己的1/4波長傳輸線連接到同一個負載端來連接每一個放大器。在這個實施例中，放大器中的一個可以用恒定振幅的AC驅(qū)動信號驅(qū)動，并由恒定電壓電源供電，使得它們在放大器輸出端的輸出信號為恒定的AC電壓，它們對負載電流的貢獻是與恒定的AC電壓成正比的固定的AC負載電流。第二放大器由一個可以是恒定驅(qū)動電平的適當驅(qū)動電平的驅(qū)動信號驅(qū)動到飽和，并且該放大器的DC電源端子連接到由高電平調(diào)制器響應(yīng)調(diào)幅信號而產(chǎn)生的可變電壓。另外，第二放大器驅(qū)動信號的相位可以與第一放大器的驅(qū)動信號同相或相差180度，取決于第二放大器對負載信號的貢獻是與第一放大器的貢獻相加(升壓)還是相減(降壓)。當?shù)诙糯笃髟凇敖祲骸钡闹剖较卤或?qū)動時，電流和功率最好從它的DC電源端流出，而且最好例如通過諸如反向應(yīng)用的升壓方式功率變換器等適當可變的開關(guān)方式的功率變換器返回到DC電源?；蛘?，當?shù)诙糯笃髟谏龎褐剖较卤或?qū)動時，通過諸如開關(guān)方式“降壓”穩(wěn)壓器等適當?shù)目勺兊墓β首儞Q器由DC電源向放大器電源端供電。
這個實施例可以配置為“只降壓”Doherty放大器，其中第一放大器提供所需的最大功率，除非由第二放大器“降壓”，或者配置為降壓-升壓放大器，其中可以通過為第二放大器選擇降壓驅(qū)動相位或升壓驅(qū)動相位使輸出信號從第一放大器的輸出信號電平向上或向下改變。該放大器也可以配置為“只升壓”放大器。
在本發(fā)明的第二實施例中，第一和第二放大器都可以利用它們各自的電源的高電平調(diào)制而被調(diào)幅。第一放大器可以從零到最大輸出電平被調(diào)制，而同時第二放大器保持零電源電壓，不對公共負載處的輸出信號作貢獻?？梢酝ㄟ^保持第一放大器電源電壓恒定在最大電平上來獲得比第一放大器本身所能提供的高的輸出，而同時從零到它的最大貢獻對第二放大器進行調(diào)制，于是將(例如)負載信號電流加倍，并將相對于第一放大器本身的負載功率乘以4。
在這第一和第二實施例中，相位調(diào)制可以例如通過利用同一相位調(diào)制信號對第一和第二放大器的驅(qū)動信號進行相位調(diào)制，來同時獲得振幅調(diào)制和相位調(diào)制。在第三實施例中，兩個以上的放大器可以等效地與公共負載阻抗串聯(lián)，例如，通過經(jīng)由1/4波長傳輸線并聯(lián)。一個實施例采用4個放大器，其中一對產(chǎn)生對負載信號電流的調(diào)幅余弦波貢獻，而另一對產(chǎn)生獨立地振幅調(diào)制的對負載電流的正弦波貢獻，從而在公共負載上產(chǎn)生任意的復調(diào)制輸出信號。
開關(guān)方式的電源電路可以用來利用可變電壓的降壓來控制從DC電源到負載的功率流，并利用可變電壓的升壓來控制從負載到DC電源的功率流，正如構(gòu)造上面任何一個實施例的降壓-升壓Doherty放大器所需要的那樣。
圖14示意地表示傳統(tǒng)的Doherty放大器。第一乙類功率放大器140用驅(qū)動信號DRIVE1驅(qū)動，以便在負載RL建立零和Pmax/4之間的功率電平。對于高于Pmax/4的功率電平，第一功率放大器1410允許達到飽和，而同時第二功率放大器1420在離第一功率放大器1410 1/4波長處通過1/4波長傳輸線1430連接到負載、用驅(qū)動信號DRIVE2驅(qū)動。第二功率放大器1420是一個電流源，對負載RL貢獻電流，并提升輸出電壓。由于1/4波長傳輸線的特性，流入左手側(cè)的電流與從右手側(cè)流到負載的電壓成正比，結(jié)果這也使從第一放大器流出更多的電流，這可以造成它的飽和輸出電平，而同時它的效率可以在飽和乙類放大器的78.5％理論值上保持恒定。
于是，傳統(tǒng)的Doherty放大器可以表現(xiàn)出這樣的效率它從零輸出功率處的0％上升到Pmax/4輸出處的78.5％，然后當?shù)谝缓偷诙糯笃?410和1420都飽和時，在Pmax/4的最大輸出下大體上維持恒定。采用傳統(tǒng)的Doherty放大器，一般試圖采用第二放大器1420來“降壓”第一放大器的輸出是低效率的，而利用第一放大器不同相地驅(qū)動第二放大器，當它們兩端的電壓高時，一般導致源器件通過電流，給出不希望有的熱耗散的功率消耗。Doherty放大器還可以在建立兩個振幅調(diào)制驅(qū)動信號DRIVE1和DRIVE2方面面臨設(shè)計挑戰(zhàn)，使得在負載RL中組合的振幅線性地跟隨所需的波形。
以上圖3表示按照在先申請在它們的輸出端串聯(lián)連接的一對放大器312，314。舉例示出變壓器322，324，以便各輸出端相對于地串聯(lián)連接。串聯(lián)連接可以保證等于負載電流的同一電流流入放大器312，314的輸出電路316，318。當僅僅串聯(lián)連接兩個放大器時，可能只需要一個變壓器來隔離一個放大器的輸出，因為其次級繞組可以直接連接到另一個放大器的輸出端并且連接到負載。
在微波頻率下的串聯(lián)連接也可以如圖4所示，利用兩條1/4波長傳輸線，通過相隔1/4波長的并聯(lián)來達到。1/4波長傳輸線422，424的輸出如圖4所示地并聯(lián)時，可以迫使輸出電壓在節(jié)點440上的為相同電壓(Vo)。若這些傳輸線具有相等的阻抗，則這可以迫使電流I1和I2離開各PA同樣的1/4波長，建立與圖3的串聯(lián)連接一樣的條件。若這些傳輸線具有不同的阻抗201，202，則會迫使PA的輸出電流與阻抗成反比。
當如圖4所示它們由相同的電源電壓供電時，各PA 312，314每一個都理想地在它們的1/4波長傳輸線422，424的各端產(chǎn)生Vcc的輸出擺幅。因為在該端電壓相同，所以若傳輸線阻抗相等，則一般在離1/4波長處另一端的電流相等。傳輸線阻抗不相等時，在這些傳輸線的連接點上電流將分別為Vcc/Zo1和Vcc/Zo2。于是，若放大器312，314被同相驅(qū)動，總的輸出電流為Io＝Vcc(1/Zo1+1/Zo2)或在傳輸線相同時為2Vcc/Zo。
或者，若在相位相差180度的條件下驅(qū)動各放大器，則負載上的輸出電流為Io＝Vcc(1/Zo1-1/Zo2)或在各傳輸線相同時為零。
于是，通過對大于Vcc/Zo1的振幅選擇驅(qū)動的相對相位差為0度，而對小于Vcc/Zo1的振幅選擇180度，即可產(chǎn)生0和2Vcc/Zo之間的輸出信號振幅。但是，通過調(diào)制傳輸線阻抗Zo2來產(chǎn)生特定值的輸出振幅是不現(xiàn)實的。反之，在本發(fā)明的第一實施例中，第一放大器由固定電壓Vcc1電源供電，而同時第二放大器用可變電壓Vcc2電源供電。
于是，負載電流的表達式為Io＝Vcc1/Zo1+/-Vcc2/Zo2，或傳輸線阻抗相等時為(Vcc1+/-Vcc2)/Zo。
這樣，通過在0和Vcc1之間調(diào)制Vcc2，并選擇正和負號，即可得到0和2Vcc1/Zo之間的輸出信號的電流振幅。
圖15是按照本發(fā)明實施例用于放大變化振幅的信號的系統(tǒng)和方法的方框圖。如圖所示，這些系統(tǒng)和方法包括固定電壓電源1566和調(diào)制電壓電源1570。第一飽和功率放大器1510響應(yīng)振幅變化信號1550，并用固定電壓電源1566供電，以產(chǎn)生恒定振幅的第一輸出信號1512。第二飽和功率放大器1520響應(yīng)振幅變化信號1550和反相/非反相控制信號1562，并用調(diào)制電壓電源1570供電，以產(chǎn)生恒定振幅的第二輸出信號1522，后者取決于變化振幅的信號1562。耦合器1530把第一和第二輸出信號耦合到負載1540，例如利用上述的任何耦合技術(shù)?？刂破?560調(diào)制已調(diào)制的電壓電源1570，而同時產(chǎn)生反相/非反相控制信號1562。顯然，振幅變化的信號可以具有變化的振幅和/或變化的相位。
如圖15所示，控制器利用調(diào)制信號1564來調(diào)制調(diào)制電壓電源1570，而同時產(chǎn)生反相/非反相控制信號1562，以便當振幅變化的信號1550的瞬時振幅小于由第一飽和放大器1510在負載1540上產(chǎn)生的振幅時相對于振幅變化的信號1550反轉(zhuǎn)第二輸出信號1522，并當振幅變化的信號1550的瞬時振幅大于由第一飽和功率放大器1510在負載1540上產(chǎn)生的振幅時相對于振幅變化的信號1550不反轉(zhuǎn)第二輸出信號1522。另外，如上所述，在一個實施例中，第二飽和功率放大器1520包括雙向放大器件，后者從調(diào)制電壓電源1570拉取電流，并向調(diào)制電壓電源1570提供電流。相應(yīng)地，在調(diào)制電壓電源1570和第二功率放大器1520之間示出雙向箭頭。反之，第一功率放大器1510從固定電壓電源1566拉取電流，而不向固定電壓電源1566提供電流。因此示出單向箭頭。更具體地說，第二飽和功率放大器1520最好在反相/非反相控制信號1562指示非反相時從調(diào)制電壓電源1570拉取電流，而在反相/非反相控制信號1562指示反相時向調(diào)制電壓電源1570提供電流。
顯然，有許多途徑用來響應(yīng)反相/非反相控制信號1562反轉(zhuǎn)第二輸出信號1522。例如，可以將連接到第二功率放大器1520的輸入連接反轉(zhuǎn)?；蛘撸梢詫⒃诘诙β史糯笃?520的一個或奇數(shù)個內(nèi)部級之間的連接反轉(zhuǎn)。連接的反轉(zhuǎn)可以用機械方法、電氣方法和/或電機方法完成。在再一個方案中，可以設(shè)置第二緩沖放大器，它反轉(zhuǎn)施加在第二功率放大器1520的振幅變化的信號。
圖16是按照本發(fā)明的放大系統(tǒng)和方法的另一個實施例的方框圖，其中設(shè)置單獨的同相(I)和正交相位(Q)通路。正交分離器1602可以用來從振幅變化的信號1650分別提供同相和正交輸入信號1604和1606。然后，第一飽和功率放大器1610a響應(yīng)振幅變化的信號1650的同相分量1604，并由固定電壓電源1666a供電，產(chǎn)生恒定振幅的第一輸出信號1612a。第二飽和功率放大器1620a響應(yīng)振幅變化的信號1650的同相分量1604，并由第一調(diào)制電壓電源1670a供電，產(chǎn)生振幅取決于振幅變化的信號1650的同相分量1604、調(diào)制電壓電源1670a和第一反相/非反相控制信號1562a的第二輸出信號1622a。
還設(shè)置第三和第四飽和功率放大器1610b和1620b，它們響應(yīng)振幅變化的信號1650的正交分量1606。第三飽和功率放大器1610b由與第一固定電壓電源1666a相同的第二固定電壓電源1666b供電，產(chǎn)生恒定振幅的第三輸出信號1612b。第四飽和功率放大器1620b響應(yīng)正交分量1606，并由第二調(diào)制電壓電源1670b供電，產(chǎn)生振幅取決于正交分量1606、第二調(diào)制電源1670b電壓和第二反相/非反相控制信號1562b的第四輸出信號1622b。顯然，第二調(diào)制電壓電源1670b一般不同于第一調(diào)制電壓電源1670a，而且第一和第二反相/非反相控制信號1562a和1562b一般也是不同的。但是，它們也可以相同。耦合器1630把第一、第二、第三和第四輸出信號1612a，1622a，1612b和1622b耦合到負載1640?？刂破?660分別利用調(diào)制信號1664a和1664b調(diào)制第一和第二調(diào)制電壓電源1670a和1670b，以便把第一、第二、第三和第四信號耦合到負載1640，放大振幅變化的信號。
圖17是按照本發(fā)明再一個實施例的放大信號的系統(tǒng)和方法的方框圖。如圖17所示，信號發(fā)生器1710從信號1720產(chǎn)生第一輸入信號1714、反相/非反相控制信號1716和可變電壓電源1718。第一功率放大器1730利用固定電壓電源1732放大第一輸入信號1712、產(chǎn)生第一輸出信號1734。第二功率放大器1740利用可變電壓電源1718選擇性地反相或不反相地放大第二輸入信號1714、產(chǎn)生第二輸出信號1744。耦合器1750把第一和第二輸出信號1734和744耦合到負載1760，從而放大信號1720。如上所述，第二功率放大器1740最好選擇性地向可變電壓電源1718提供電流。反之，第一功率放大器1730最好從固定電壓電源1732拉取電流，但并不向固定電壓電源1732提供電流。耦合器可以如上所述地設(shè)置。
圖18是按照本發(fā)明再一個實施例的方框圖，其中信號的同相分量和正交分量分開放大，然后組合。
具體地說，如圖18所示，信號發(fā)生器1810從信號1820產(chǎn)生第一同相(I)輸入信號1812a、第二同相輸入信號1814a(它們可以相同，也可以不同)、第一正交相位(Q)輸入信號1812b、第二正交輸入信號1814b(它們可以相同，也可以不同)、第一可變電壓電源1818a、第二可變電壓電源1818b(它們可以相同，也可以不同)、第一反相/非反相信號1816a、第二反相/非反相信號1816b(它們可以相同，也可以不同)。第一同相功率放大器1830a和第二同相功率放大器1830b利用第一固定電壓電源1832a和第二固定電壓電源1832b工作，它們可以相同，也可以不同。第三正交相位功率放大器1740a和第四正交相位功率放大器1740b分別利用第一和第二可變電壓電源1818a和1818b工作。所有4個功率放大器的輸出1834a，1844a，1834b，1844b通過耦合器1850耦合到負載1860。本專業(yè)的技術(shù)人員將會明白，信號發(fā)生器1810可以包括單獨的同相和正交相位信號發(fā)生器，后者設(shè)置在正交分離器之前。此外，單獨的信號發(fā)生器可以用來提供施加在功率放大器上的信號的組合。
圖19是按照本發(fā)明的用于放大信號的系統(tǒng)和方法的再一個實施例的方框圖，可以和圖14所示的傳統(tǒng)Doherty放大器進行對比。圖19的實施例可以減輕Doherty放大器的上述缺點。
在圖19中，不用作為直接連接到把第一放大器連接到負載的1/4波長傳輸線的一端的電流源(亦即不飽和的)的Doherty配置的第二(升壓)放大器，圖19的第二放大器1920是飽和放大器(電壓源)，并通過第二1/4波長傳輸線1930a連接到第一1/4波長傳輸線與負載1940的連接點。在這一方面，該放大器耦合配置可以與在先申請公開的相同。但是，在在先申請中，建議通過在同相、給出相加、而在異相、給出相消之間連續(xù)地改變各個放大器1910和1920的驅(qū)動信號DRIVE1和DRIVE2的相對相位來改變負載信號的振幅。
反之，在在先申請的實施例中，信號DRIVE1和DRIVE2相對于各個放大器1910和1920的相對相位不是連續(xù)變化的，而是根據(jù)放大器信號1920的輸出信號1922對功率放大器1910的輸出信號1912要求相加還要求相減，或者為0度或者為180度?？梢岳酶唠娖秸穹{(diào)制器1970改變來自放大器1920的信號電壓1922的振幅來連續(xù)地改變負載1940的輸出信號。高電平振幅調(diào)制器1970連接到一次電源，后者可以是手持蜂窩電話中的電池，例如在諸如3伏標稱值的固定電壓Vcc1下。振幅調(diào)制器1970把連接到PA21920的電壓調(diào)制到不同的值Vcc2，它可以改變，以便產(chǎn)生負載1940的輸出信號1922的所需的振幅調(diào)制。
驅(qū)動信號發(fā)生器1960產(chǎn)生用所需的復合振幅/相位調(diào)制的所需相位調(diào)制的相位角調(diào)制的驅(qū)動信號DRIVE1。DRIVE2與DRIVE1相同，只是它可以根據(jù)要求把PA1和PA2的輸出相加還是相減而同相地或相位相差180度地跟隨DRIVE1。信息調(diào)制發(fā)生器1950從要放大的信息信號1958產(chǎn)生調(diào)相信號1952、0/180度信號1954(也稱為降壓/升壓或反相/非反相信號)以及調(diào)幅信號1956。
若所需的信號調(diào)制包括直至負載1940的零輸出振幅的整個過程的振幅調(diào)制，那么，功率放大器PA1 1910和PA2 1920以及1/4波長傳輸線阻抗Z1和Z2最好相等。有時會遇到不需要調(diào)制到0、而是調(diào)制到平均振幅的-10dB或0.3的濾波數(shù)字調(diào)制。這可以通過使Z2為Z1的14倍來達到，使得功率放大器1920貢獻功率放大器1910貢獻的70％的相減電流，給出平均0.3倍的振幅谷。于是峰值振幅為0.7或大致上為平均值以上的5dB。5dB或更小的峰值與平均值的比率對這樣的線性數(shù)字調(diào)制也是典型的。
通過不充分利用0到兩倍平均振幅的可用振幅調(diào)制的滿量程，在相等的Z1和Z2和相同的功率放大器的情況下，也可以產(chǎn)生這樣的調(diào)制。這樣的信號也可以通過以下方法放大利用僅僅向上(亦即升壓)調(diào)制的本發(fā)明的實施例、通過把第一放大器對輸出電流的相對貢獻設(shè)定為0.3并允許第二放大器貢獻一個在0和1.4(亦即峰值是平均值的1.7倍)之間變化的相對量。也可以選擇兩個放大器相對貢獻的任何其他分割，在實踐中可能存在最優(yōu)值，對于給定的信號振幅的可能分布函數(shù)，它使實際上達到的效率最優(yōu)化。這可以通過計算機模擬確定，其中建立效率損失主要來源的模型。
現(xiàn)參見圖20，在本發(fā)明的其他實施例中，可以分別利用第一和第二調(diào)制電壓電源2066和2070對第一和第二功率放大器2010和2020進行振幅調(diào)制。第一功率放大器2010可以從0到最大輸出功率電平調(diào)制，而同時把第二放大器2020保持在零電源電壓，使得它不需要通過耦合器2030對公共負載2040上的輸出信號作貢獻?，F(xiàn)在比第一放大器2010本身可以提供的高的輸出是通過使第一放大器的電源電壓2066在最大電平上保持恒定即可達到，而同時第二放大器2020從0到它的最大貢獻由第二調(diào)制電壓電源2070進行調(diào)制，從而使負載電流(例如)加大一倍，并使相對于第一放大器本身的負載功率(例如)加大為4倍?？刂破?060可以根據(jù)振幅和/或相位2050變化的信號控制第一和第二電壓電源的操作。也可以用例如圖16的上述方法提供單獨放大信號2050的同相和正交相位分量的實施例。信號發(fā)生器也可以與振幅和/或相位變化的信號連接，以便產(chǎn)生控制第一和第二調(diào)制電壓電源2066和2060的信號，并如圖17所示產(chǎn)生第一和第二放大器2010和2020用的輸入信號。
與在先申請的實施例形成對比，第一放大器可以安排得永遠不起同步整流器的作用，把電流返回電源。只有第二放大器需要具有這種能力，以便達到最高效率。這樣，在本發(fā)明的實施例中，第一放大器可以利用諸如砷化鎵異質(zhì)結(jié)雙極性晶體管(HBT)等非雙向器件來構(gòu)造，而第二放大器最好用諸如隔離柵極場效應(yīng)晶體管(FET)等對稱雙向器件來構(gòu)造。
已知提供極性調(diào)制，其中可以對單一個放大器同時進行振幅和相位調(diào)制，以便產(chǎn)生任何復調(diào)制。但是，在傳統(tǒng)上，振幅調(diào)制處理滿幅度的峰值功率輸出。反之，在本發(fā)明的實施例中，振幅調(diào)制器只處理半峰值功率輸出。于是，當利用本發(fā)明時，振幅調(diào)制器中的損失不必引起這么多效率損失。即使在利用耗散性穩(wěn)壓器(諸如發(fā)射極跟隨器)作為振幅調(diào)制器1970，功率放大器1910可以在產(chǎn)生平均輸出振幅電平時在滿電源電壓下工作，而同時傳統(tǒng)的極性調(diào)制器可以操作其單個功率放大器在半電源電壓下工作，產(chǎn)生平均振幅電平，在這方面本發(fā)明的實施例可以是有利的。因為它可能較易于以較高的電源電壓來構(gòu)造高效率放大器，本發(fā)明的實施例可以等效于使電源電壓加大一倍，使較高效率得以實現(xiàn)。
當選擇降壓制式以獲得小于Vcc1/Zo的負載電流時，第二放大器1920一般是反相驅(qū)動的。這樣，盡管輸出信號1930a仍舊是正的，但放大器件切換到與輸出電流呈反相關(guān)系，結(jié)果輸出器件起同步整流器的作用，而不是放大器件。在這種制式下，第二放大器可以變?yōu)檎鱀C功率源，而不是消耗DC功率，正如在在先申請中解釋的。但不同于在先申請的差別是，在整個射頻周期中放大器或者工作在放大制式或者工作在同步整流制式，而不是在同樣的射頻周期中既消耗來自DC電源的DC電流又把DC電流返回DC電源。
在降壓制式中，可能需要把功率從第二放大器的瞬時電壓Vcc2返回到Vcc1的主電源，這可以使用反向操作的升壓轉(zhuǎn)換器，因為Vcc2＜Vcc1?；蛘撸斶x擇正符號以便獲得大于Vcc1/Zo的負載電流時，與第一放大器同相地驅(qū)動第二放大器。在這種制式下，第二放大器對負載貢獻功率，并在Vcc2的電壓下消耗功率，這可以通過工作在正常(前向)方向的降壓穩(wěn)壓器從電壓Vcc1的初級電源產(chǎn)生。為了獲得連續(xù)的振幅調(diào)制，振幅調(diào)制器1970需要一個功率變換器電路，后者可以從前向降壓通過反向升壓而被連續(xù)地調(diào)制。
振幅調(diào)制器1970的最佳實施例應(yīng)該屬于“無損失的”開關(guān)方式型，而且應(yīng)該能夠把功率從Vcc1的電源傳輸?shù)椒糯笃魃龎悍绞较耉cc2的PA2(轉(zhuǎn)換器前向降壓方式)，或者相反地把功率從Vcc2下的PA2反向轉(zhuǎn)移到放大器降壓方式下Vcc1的電源，圖21C是按照本發(fā)明振幅調(diào)制器實施例的電路圖，并將稱為“前向降壓或反向升壓穩(wěn)壓器”。其操作將參見圖21A進行描述，它表示前向降壓穩(wěn)壓器。
在圖21A中，DC電源2110通過開關(guān)S1饋送到由電感L和電容C組成的低通濾波器，后者濾除開關(guān)S1的開關(guān)頻率。開關(guān)S1由控制器2130控制，以便在分數(shù)Vcc2/Vcc1的時間接通，從而把平均電壓從電源的Vcc1減小到放大器處的Vcc2。改變占空比，因此開關(guān)控制器2130可以調(diào)制放大器2130用的電源電壓Vcc2。在圖21A中，當開關(guān)S1突然斷開時，利用捕捉二極管D1來“捕捉”電感L的回授電壓。
電感中的電流不能立即減小到零，因此D1上的電壓突然變負，直至D1將其箝位到剛好低于地電位。開關(guān)周期的剩余部分電流從地電位流出。電流I在電源電壓Vcc2下從電源流動分數(shù)Vcc2/Vcc1的時間。因而由電源提供的平均功率為(Vcc2/Vcc1)×Vcc1×I＝Vcc2×I。電流I在電壓Vcc2下連續(xù)流入放大器2120，使得消耗的功率為Vcc2×I，等于由電源提供的功率。因此，當忽略諸如二極管D1的電壓降等損失時，從電壓Vcc1轉(zhuǎn)換到電壓Vcc2的效率為100％。開關(guān)控制器2130最好檢測放大器處的電壓Vcc2，并控制開關(guān)的通/斷比，以便達到所需值，因而形成反饋控制系統(tǒng)。
在圖21B中，按照本發(fā)明的實施例，現(xiàn)在放大器2120用來使另一個放大器的功率輸出“降壓”時，它是功率源，而不是功率阱。因此，電流在受控電壓Vcc2下向相反方向從放大器2120流出，希望把功率Vcc2×I轉(zhuǎn)換為高于Vcc2的電源電壓Vcc1，并假定電流I×(Vcc2/Vcc1)沒有損耗。這是通過接通開關(guān)S2達到的，使得電感L中建立來自放大器2120的電流。當開關(guān)S2隨后斷開時，突變至正，并被D2捕捉，把能量反向傳輸?shù)紻C電源2110。若Vcc2太高，則控制器2140通過增大開關(guān)S2接通的時間比例，或者若Vcc2太低，則控制器2140通過減小開關(guān)S2接通的時間比例，來調(diào)節(jié)Vcc2，于是形成一個反饋控制系統(tǒng)，用作反向升壓穩(wěn)壓器。在原理上，當用電壓降低的FET開關(guān)作為S2時，這樣的升壓穩(wěn)壓器在來自放大器2120的Vcc2低到幾乎為零都能工作。
在利用諸如從單個可充電的鋰電池獲得的標稱3伏等Vcc1低值的系統(tǒng)中，D1或D2上0.6伏二極管電壓降會代表顯著的功率損失。在先有技術(shù)中已知，D1最好用另一個開關(guān)代替，它在D1應(yīng)該導通的瞬時，亦即S1斷開的同一瞬時，用控制器2140接通。
這一點示于圖21C，結(jié)合圖21A和21B即可理解，圖中開關(guān)S2代替圖21A的D1，而S1代替圖21B中的D2。于是，適當控制圖21C中的S1和S2，控制器2150即可使電路工作，或者作為前向降壓穩(wěn)壓器或者作為反向升壓穩(wěn)壓器，剛好如本發(fā)明實施例所希望那樣。但是，與先有技術(shù)形成對照，圖21B和21C的反向升壓穩(wěn)壓器控制器起控制電源SOURCE電壓Vcc2的作用，而不是起控制負載電壓Vcc1的作用。
回到圖19，要在射頻發(fā)射調(diào)制的信息1958在信息調(diào)制器1950中被轉(zhuǎn)換為要加上驅(qū)動信號DRIVE1和DRIVE2等的相位調(diào)制1952，相對相位表示值為0或180度。包括可調(diào)制的分數(shù)N合成器和/或可調(diào)制直接數(shù)字合成器(DDS)的驅(qū)動信號發(fā)生器1960把所需的相位調(diào)制施加在選定的載波射頻上，并輸出調(diào)制的信號作為DRIVE1，并按照所指示的相對相位為0度還是180度，輸出DRIVE2作為反相的或非反相的DRIVE1的復制信號。信息調(diào)制器1950還以|A-Amean|的形式產(chǎn)生調(diào)幅信號1956，式中A為所需的瞬時振幅，而Amean是平均振幅電平。另外，0/180度表示值1954由SIGN(A-Amean)給出，使得在A＞Amean時指示0度，而其他時間指示180度。
若通過首先產(chǎn)生I，Q信號(亦即，復平面上的笛卡爾表示)來產(chǎn)生信息調(diào)制，則A=I2+Q2,]]>瞬時相位調(diào)制由φ＝ARCTAN(I，Q)給出。已知極坐標分量(A，φ)表現(xiàn)出比笛卡爾分量更大的帶寬，因而當利用采樣時最好用比利用笛卡爾(I，Q)分量調(diào)制器時高的采樣速率來表達A和φ。一般采樣速率至少可能是I，Q信號帶寬Nyquist速率的3倍，使得所采樣的A和φ信號可以利用適當帶寬的低通濾波器轉(zhuǎn)換回連續(xù)時間信號。在給定的情況下這個帶寬可以通過模擬計算出來，以便檢查諸如調(diào)制矢量準確度和相鄰信道能量抑制等所需的系統(tǒng)參數(shù)是否得到滿足。
本發(fā)明還可以擴展到使用兩個以上耦合的功率放大器的實施例。例如，最好采用第一對放大器來產(chǎn)生只對應(yīng)于要求復調(diào)制的實部(“I”)的信號，而第二對放大器產(chǎn)生虛部(“Q”)。然后4個放大器到負載的等效串聯(lián)結(jié)合產(chǎn)生所需的I+jQ的復調(diào)制。這在CIP申請中已經(jīng)公開。在該CIP申請中，4個放大器放大恒定振幅，純相位調(diào)制的信號，但本發(fā)明的實施例結(jié)合改變振幅的矢量，作為另一個方案可以如上所述地應(yīng)用。
在附圖和說明書中，已經(jīng)公開本發(fā)明典型的最佳實施例，盡管使用了具體的術(shù)語，但是它們只用于一般的和說明性的意義上，目的并非限定，本發(fā)明的范圍在以下的權(quán)利要求書中提出。
權(quán)利要求
1.一種放大信號的方法，它包括從所述信號產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相控制信號、可變電源電壓；利用固定電源電壓放大所述第一輸入信號，以便產(chǎn)生第一輸出信號；利用可變電源電壓、響應(yīng)所述反相/非反相控制信號，選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號，以便產(chǎn)生第二輸出信號；以及在負載上組合所述第一和第二輸出信號，從而放大所述信號。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號包括選擇性地從所述調(diào)制電壓電源拉取電流和選擇性地向所述調(diào)制電壓電源提供電流。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述放大所述第一輸入信號包括利用固定電壓電源、通過從所述固定電壓電源拉取電流而不向所述固定電壓電源提供電流來放大所述第一輸入信號。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述耦合包括把所述第一和第二輸出信號之一直接連接到負載和通過隔離變壓器把所述第一和第二輸出信號中的另一個耦合到負載。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述耦合包括通過相應(yīng)的第一和第二1/4波長傳輸線把相應(yīng)的所述第一和第二輸出信號耦合到負載。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述信號包括同相分量和正交相位分量；所述產(chǎn)生包括從所述同相分量和所述正交相位分量產(chǎn)生第一同相輸入信號、第二同相輸入信號、第三正交相位輸入信號、第四正交相位輸入信號、第一反相/非反相控制信號、第二反相/非反相控制信號、第一可變電源電壓和第二可變電源電壓；所述放大第一輸入信號包括利用利用第一固定電源電壓放大所述第一輸入信號以便產(chǎn)生所述第一輸出信號；所述選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號包括利用所述第一可變電源電壓、響應(yīng)所述第一反相/非反相控制信號、選擇性地反相和非反相地放大所述第二同相輸入信號，以便產(chǎn)生所述第二輸出信號；所述方法還包括利用第二固定電壓電源放大第三正交相位輸入信號、以便產(chǎn)生第三輸出信號；和利用所述第二調(diào)制電源電壓、響應(yīng)所述第二反相/非反相控制信號、選擇性地反相和非反相地放大第四正交相位輸入信號，以便產(chǎn)生第四輸出信號；以及所述耦合步驟包括把所述第一、第二、第三和第四輸出信號耦合到負載，從而放大所述信號。
7.如權(quán)利要求13所述的系統(tǒng)，其特征在于所述信號發(fā)生器包括雙向直流(DC)功率變換電路，后者把DC功率沿正向從第一電壓下的第一端子輸送到第二電壓下的第二端子并且沿反向從所述第二電壓下的所述第二端子輸送到所述第一電壓下的所述第一端子，其中，相對于公共端子上的公共電壓，所述第一電壓高于所述第二電壓，所述雙向DC功率變換電路包括電感器，它具有第一和第二電感引線；第一開關(guān)，它連接在所述第一端子和所述第一電感引線之間、以便形成它們之間的節(jié)點；第二開關(guān)，它連接在所述節(jié)點和公共端子之間；所述第二電感引線連接到所述第二端子；以及開關(guān)控制器，它同時接通所述第一開關(guān)和斷開所述第二開關(guān)、同時斷開所述第一開關(guān)和接通所述第二開關(guān)、并且維持所述第一開關(guān)接通和所述第二開關(guān)斷開的時間百分比約為所述第一電壓對所述第二電壓的比值。
8.一種用于放大信號的系統(tǒng)，它包括用于從所述信號產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相控制信號和可變電源電壓的裝置；用于利用固定電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號的裝置；用于利用所述可變電源電壓、響應(yīng)所述反相/非反相控制信號、選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號的裝置；以及用于在負載上組合所述第一和第二輸出信號、從而放大所述信號的裝置。
9.如權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其特征在于所述用于選擇性地反相和非反相地放大第二輸入信號的裝置包括用于選擇性地從所述可變電壓電源拉取電流的裝置和用于選擇性地向所述可變電壓電源提供電流的裝置。
10.如權(quán)利要求9所述的系統(tǒng)，其特征在于所述放大裝置包括利用固定電壓電源、通過從所述固定電壓電源拉取電流而不向所述固定電壓電源提供電流來放大所述第一輸入信號的裝置。
11.如權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合裝置包括用于把所述第一和第二輸出信號之一直接耦合到負載的裝置和用于通過隔離變壓器把所述第一和第二輸出信號中的另一個耦合到負載的裝置。
12.如權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合裝置包括用于通過各自的第一和第二1/4波長傳輸線把相應(yīng)的所述第一和第二輸出信號耦合到負載的裝置。
13.如權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其特征在于所述信號包括同相分量和正交相位分量；所述產(chǎn)生裝置包括從所述同相分量和所述正交相位分量產(chǎn)生第一同相輸入信號、第二同相輸入信號、第三正交相位輸入信號、第四正交相位輸入信號、第一反相/非反相控制信號、第二反相/非反相控制信號、第一可變電源電壓和第二可變電源電壓用的裝置；用于放大所述第一輸入信號的裝置包括利用第一固定電源電壓放大所述第一輸入信號以產(chǎn)生所述第一輸出信號用的裝置；用于選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號的裝置包括利用所述第一可變電源電壓、響應(yīng)所述第一反相/非反相控制信號而選擇性地反相和非反相地放大所述第二同相輸入信號、以產(chǎn)生所述第二輸出信號的裝置；所述系統(tǒng)還包括用于利用第二固定電壓電源放大第三正交相位輸入信號、以產(chǎn)生第三輸出信號的裝置；和用于利用所述第二可變電源電壓、響應(yīng)所述第二反相/非反相控制信號而選擇性地反相和非反相地放大第四正交相位輸入信號、以產(chǎn)生第四輸出信號的裝置；以及所述耦合裝置包括用于把所述第一、第二、第三和第四輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號的裝置。
14.一種用于放大信號的系統(tǒng)，它包括信號發(fā)生器，它從所述信號產(chǎn)生第一輸入信號、第二輸入信號、反相/非反相控制信號和可變電源電壓；第一功率放大器，它利用固定電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號；第二功率放大器，它利用所述可變電源電壓、響應(yīng)所述反相/非反相控制信號而選擇性地反相和非反相地放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號；以及耦合器，它把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號。
15.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于所述第二功率放大器選擇性地從所述調(diào)制電壓電源拉取電流并選擇性地向所述調(diào)制電壓電源提供電流。
16.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于所述第一功率放大器從所述固定電壓電源拉取電流但不向所述固定電壓電源提供電流。
17.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合器包括把所述第一和第二輸出信號之一直接連接到負載的直接連接器和把所述第一和第二輸出信號中的另一個耦合到負載的隔離變壓器。
18.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合器包括把所述第一輸出信號耦合到負載的第一1/4波長傳輸線和把所述第二輸出信號耦合到負載的第二1/4波長傳輸線。
19.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于所述信號包括同相分量和正交相位分量；所述信號發(fā)生器從所述同相分量和所述正交相位分量產(chǎn)生第一同相輸入信號、第二同相輸入信號、第三正交相位輸入信號、第四正交相位輸入信號、第一反相/非反相控制信號、第二反相/非反相控制信號、第一可變電源電壓和第二可變電源電壓；所述第一功率放大器利用第一固定電源電壓放大所述第一輸入信號以產(chǎn)生第一輸出信號；所述第二功率放大器利用所述第一可變電源電壓、響應(yīng)所述第一反相/非反相控制信號而選擇性地反相和非反相地放大所述第二同相輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號；所述系統(tǒng)還包括第三功率放大器，它利用第二固定電壓電源放大第三正交相位輸入信號、以產(chǎn)生第三輸出信號；和第四功率放大器，它利用所述第二可變電源電壓、響應(yīng)所述第二反相/非反相控制信號而選擇性地反相和非反相地放大第四正交相位輸入信號、以產(chǎn)生第四輸出信號；以及所述耦合器把所述第一、第二、第三和第四輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號。
20.一種雙向直流功率變換電路，它把功率沿正向從相對于公共端子的較高的電壓下的第一端子輸送到相對于公共端子的較低的電壓下的第二端子并且沿反向從所述較低電壓下的所述第二端子輸送到所述較高電壓下的所述第一端子，它包括電感，它具有第一和第二電感引線；第一開關(guān)，它連接在所述第一端子和所述第一電感引線之間，所述第二電感引線連接到所述第二端子，所述電感和所述第一開關(guān)形成它們之間的節(jié)點；第二開關(guān)，它連接在所述節(jié)點和所述公共端子之間；以及開關(guān)控制器，它控制所述第一開關(guān)和第二開關(guān)、使得接通所述第一開關(guān)的時間比例約等于所述較低電壓對所述較高電壓的比值；所述第二開關(guān)在所述第一開關(guān)接通時斷開并且在所述第一開關(guān)斷開時接通、使得當電流從所述較低電壓流入所述第二端子時功率從所述較低電壓輸送到所述較高電壓、而當電流從所述較高電壓流入所述第一端子時功率從所述較高電壓輸送到所述較低電壓；并且這樣確定所述電流流動的方向、使得電流流動的方向與功率流動的方向相同。
21.如權(quán)利要求20所述的雙向功率變換電路，其特征在于所述雙向功率變換電路用于至少一個射頻發(fā)射機的功率放大器的電源的振幅調(diào)制。
22.一種雙向直流(DC)功率變換電路，它把DC功率沿正向從第一電壓下的第一端子輸送到第二電壓下的第二端子并且沿反向從所述第二電壓下的所述第二端子輸送到所述第一電壓下的所述第一端子，其中相對于公共端子上的公共電壓、所述第一電壓高于所述第二電壓，所述雙向DC功率變換電路包括電感，它具有第一和第二電感引線；第一開關(guān)，它連接在所述第一端子和所述第一電感引線之間、以便形成它們之間的節(jié)點；第二開關(guān)，所述連接在所述節(jié)點和所述公共端子之間；所述第二電感引線連接到所述第二端子；以及開關(guān)控制器，它同時接通所述第一開關(guān)和斷開所述第二開關(guān)、同時斷開所述第一開關(guān)和接通所述第二開關(guān)、并且維持所述第一開關(guān)接通和所述第二開關(guān)斷開的時間百分比約為所述第一電壓對所述第二電壓的比值。
23.如權(quán)利要求22所述的功率變換電路，其特征在于所述開關(guān)控制器同時接通所述第一開關(guān)和斷開所述第二開關(guān)、同時斷開所述第一開關(guān)和接通所述第二開關(guān)、并且維持所述第一開關(guān)接通和所述第二開關(guān)斷開的時間百分比約為第一電壓對第二電壓比值、使得當電流從所述第一端子流向所述第二端子時功率從所述第一端子輸送到所述第二端子、而當電流從所述第二端子流向所述第一端子時功率從所述第二端子輸送到所述第一端子。
24.如權(quán)利要求22所述的功率變換電路，其特征在于所述第一端子是DC電源的DC輸出端子，而所述第二端子是功率放大器的電源輸入端子。
25.一種放大信號的方法，它包括從所述信號產(chǎn)生第一和第二輸入信號以及第一和第二可變電源電壓；利用所述第一可變電源電壓放大所述第一輸入信號，以產(chǎn)生第一輸出信號；利用所述第二可變電源電壓放大所述第二輸入信號，以產(chǎn)生第二輸出信號；以及把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上，從而放大所述信號。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于所述耦合包括把所述第一和第二輸出信號之一直接耦合到負載以及通過隔離變壓器把所述第一和第二輸出信號中的另一個耦合到負載。
27.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于所述耦合包括通過各自的第一和第二1/4波長傳輸線把下相應(yīng)的所述第一和第二輸出信號耦合到負載。
28.一種放大信號的系統(tǒng)，它包括用于從所述信號產(chǎn)生第一和第二輸入信號以及第一和第二可變電源電壓的裝置；用于利用所述第一可變電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號的裝置；用于利用所述第二可變電源電壓放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號的裝置；以及用于把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號的裝置。
29.如權(quán)利要求28所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合用的裝置包括用于把所述第一和第二輸出信號之一直接耦合到負載的裝置和用于通過隔離變壓器把所述第一和第二輸出信號中的另一個耦合到負載的裝置。
30.如權(quán)利要求28所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合用的裝置包括用于通過各自的第一和第二1/4波長傳輸線把相應(yīng)的所述第一和第二輸出信號耦合到負載的裝置。
31.一種用于放大信號的系統(tǒng)，它包括信號產(chǎn)生器，它從所述信號產(chǎn)生第一和第二輸入信號以及第一和第二可變電源電壓；第一功率放大器，它利用所述第一可變電源電壓放大所述第一輸入信號、以產(chǎn)生第一輸出信號；第二功率放大器，它利用所述第二可變電源電壓放大所述第二輸入信號、以產(chǎn)生第二輸出信號；以及耦合器，它把所述第一和第二輸出信號耦合到負載上、從而放大所述信號。
32.如權(quán)利要求31所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合器包括把所述第一和第二輸出信號之一直接耦合到負載的直接連接器和把所述第一和第二輸出信號中的另一個耦合到負載的隔離變壓器。
33.如權(quán)利要求31所述的系統(tǒng)，其特征在于所述耦合器包括把所述第一輸出信號耦合到負載的第一1/4波長傳輸線和把所述第二輸出信號耦合到負載的第二1/4波長傳輸線。
全文摘要
在由固定電壓電源供電的第一飽和功率放大器中放大振幅變化的信號、以便產(chǎn)生振幅恒定的第一輸出信號。還在由調(diào)制電壓電源供電的第二飽和功率放大器中放大所述振幅變化的信號、以便產(chǎn)生振幅取決于所述振幅變化的信號、所述調(diào)制電源電壓和反相/非反相控制信號的第二輸出信號。在負載上組合所述第一和第二輸出信號。在產(chǎn)生所述反相/非反相控制信號的同時調(diào)制所述調(diào)制電壓電源、使得在負載上組合的所述第一和第二輸出信號放大所述振幅變化的信號。所述振幅變化的信號還可以具有變化的振幅和變化的相位。
文檔編號H03F3/04GK1893258SQ20061008189
公開日2007年1月10日 申請日期2001年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月17日
發(fā)明者P·W·登特, W·O·小坎普 申請人:艾利森公司