專利名稱：半導體集成電路、通信系統(tǒng)和制造半導體集成電路的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種有效適用于結合壓控振蕩器(VCOVoltageControlled Oscillator)的半導體集成電路的技術，并且涉及用于制造所述電路的方法；例如，本發(fā)明涉及一種有效適用于通信的半導體集成電路的技術，所述電路構成諸如移動電話的無線通信系統(tǒng)，并且結合一振蕩器來生成PLL電路用來生成高頻振蕩信號所需的基準信號，其中所述高頻振蕩信號用于發(fā)送/接收信號的調制/解調。
背景技術：
在諸如移動電話之類的無線通信系統(tǒng)中，使用了高頻半導體集成電路(以下稱為高頻IC)，其具有PLL電路，所述PLL電路包括振蕩器，所述振蕩器用于生成具有預定頻率的本機振蕩信號，所述本機振蕩信號與用于調制/解調的發(fā)送信號或者接收信號合成以便執(zhí)行發(fā)送信號的調制或者接收信號的解調。
具有壓控振蕩器的PLL電路把作為基準的信號(基準信號)的相位與壓控振蕩器的反饋信號的相位進行比較，并且控制所述壓控振蕩器以便使它們之間的相位差為零，并且依照壓控振蕩器的振蕩頻率來確定接收頻率或者發(fā)送頻率。因此，在諸如GSM(Global System forMobile Communication，移動通信全局系統(tǒng))類型的通信系統(tǒng)中，要求壓控振蕩器生成的頻率在頻率方面具有非常卓越的準確性，例如具有相對于基準信號的±23ppm的變化比例。
在結合振蕩器來生成基準信號的高頻IC(以下稱為基準振蕩器)中，執(zhí)行被稱為AFC(自動頻率控制，Automatic Frequency Control)的控制，以便使所生成的基準信號的頻率與來自基站的基準時鐘匹配。
另一方面，由于很大程度上要求移動電話在尺寸和重量方面減小，故而，除了減小IC的芯片尺寸外，減少外部組件的數(shù)目和尺寸也是十分重要的。在用于移動電話的常規(guī)高頻IC中，已經普遍使用讓可變電容元件進行頻率調整的壓控振蕩器，其包括外部石英諧振器、變容二極管等等，以此作為基準振蕩器。
專利文獻1JP-A-2004-48589。

發(fā)明內容
在這種基準振蕩器中，由于所述可變電容元件對于AFC控制而言是不可缺少的，而不是可省略的，所以為了降低成本使用了一種不是非常準確但是廉價的振蕩元件，并且通過所述可變電容元件來調整頻率方面的伴隨變化。由此，考慮使用所述可變電容元件來執(zhí)行對AFC控制的頻率控制，并且調節(jié)由于制造振蕩元件工藝中的變化產生的頻率誤差，由此允許減少總成本。然而，為了實現(xiàn)這種控制和調整，存在這樣的問題，即可變電容元件的較寬頻率控制范圍或者可變電容元件的較寬電容變化范圍是必需的，這在不使用類似單塊元件的外部可變電容元件的情況下幾乎不可能實現(xiàn)。
另一方面，為了實現(xiàn)移動電話尺寸和重量方面的減小，有效的是，把基準振蕩器的可變電容元件作為芯片內元件來形成，以便減少類似于單塊元件的外部元件的數(shù)目。由此，考慮了這樣一種方法，其中除了所述可變電容元件以外，還提供了固定電容元件，并且待連接的固定電容元件的數(shù)目通過開關來改變，并且施加到所述可變電容元件的電壓連續(xù)地改變以便改變總電容值，由此獲得所期望的振蕩頻率。發(fā)明人最初認為依照這種方法，把包括頻率調整電路的基準振蕩器并入半導體芯片，其中所述頻率調整電路具有可變電容元件和固定電容元件，并且只把所述振蕩元件作為外部元件來形成，由此允許減小尺寸；并且基于所述方法進行了研究。
然而，雖然這種基準振蕩器可以在頻率變化范圍上提供所期望的范圍，但是當待連接的固定電容元件數(shù)目改變時，如圖5所示，每個頻率與控制電壓的特征斜率或者相對于控制電壓的振蕩頻率靈敏性(以下稱為控制靈敏性)被變換，并且所述變換是微小的。發(fā)明人發(fā)現(xiàn)這樣做產生了頻率控制范圍變化并且頻率控制準確性降低的缺陷。
作為類似于本發(fā)明的領域，給出了在專利文獻1中描述的發(fā)明，然而，在該相關的發(fā)明中，所述固定電容元件和可變電容元件是成對制造的，并且待連接的對數(shù)當頻率改變時、通過開關來改變，即根據(jù)該發(fā)明，所述固定電容元件和可變電容元件以不同方式來改變，并且根據(jù)該發(fā)明，固定電容元件和可變電容元件的電容值以不同方式來設置。
本發(fā)明的一個目的在于提供一種結合了在頻率控制準確性方面非常卓越的基準振蕩器的用于通信的半導體集成電路(高頻IC)，并且可以減少外部組件的數(shù)目并且由此可以減小尺寸。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種結合了基準振蕩器的用于通信的半導體集成電路(高頻IC)，即使使用廉價的振蕩元件，其在頻率控制準確性方面也非常卓越，由此允許降低成本。
將依照說明書和附圖的描述來闡明本發(fā)明已描述的以及其它的目的和新穎的特征。
以下簡要地描述了在本申請中公開的本發(fā)明的典型實現(xiàn)方式的概要。
簡而言之，給出了一種結合了振蕩器的用于通信的半導體集成電路(高頻IC)，其具有電容負載電路，所述電容負載電路包括多個固定電容元件、多個可變電容元件以及連接至所述電容元件的開關元件，并且被如此配置以便使其能夠以對應于固定電容元件、可變電容元件和外部振蕩元件的合成電容值的頻率來振蕩；其中控制電路可以生成用于控制開關元件的信號，以便可以選擇可變電容元件和固定電容元件的組合，其中通過電容負載電路和振蕩元件的合成電容值，頻率與控制電壓的特征斜率得以均衡，并且相應特征線之間的間隔得以均衡。
依照所述結構，由于固定電容元件被適當?shù)亟Y合了可變電容元件，并且通過開關與其連接，所以頻率與振蕩器控制電壓的特征斜率能夠可以均衡，并且頻率控制的準確性能夠得以改善。此外，由于固定電容元件以及可變電容元件可以依照芯片內(on-chip)方式來形成，所以外部組件的數(shù)目得以減少，并且由此可以減小尺寸，另外，由于即使使用廉價的振蕩元件也可以在較寬范圍上以較高的準確性控制頻率，所以可以實現(xiàn)成本降低。
以下簡要地描述在本申請中公開的本發(fā)明的典型實現(xiàn)方式獲得的有益效果。
即，依照本發(fā)明，可以實現(xiàn)一種用于通信的半導體集成電路(高頻IC)，其結合了在頻率控制準確性方面非常卓越的基準振蕩器，并且可以具有少數(shù)的外部組件，由此允許減小尺寸，并且即使使用廉價的振蕩元件也仍可在頻率控制準確性方面非常卓越，由此允許降低成本。


圖1是示出了依照本發(fā)明的壓控振蕩器(VCO)的實施例以及使用振蕩器作為基準信號生成源的高頻IC相關部分的配置示例的示意圖；圖2是示出了石英諧振器的等效電路的電路圖；圖3是示出了所述實施例的振蕩器所需的頻率范圍和控制電壓VAFC之間的關系的特征曲線圖；圖4是示出了所述實施例的振蕩器中的頻率范圍和控制電壓VAFC之間的關系的特征曲線圖；圖5是示出了常規(guī)振蕩器中的頻率范圍和控制電壓VAFC之間的關系的特征曲線圖；圖6是示出了所述實施例的振蕩器中頻率變化X與電容負載電路的總電容值Cx之間的關系的特征曲線圖；
圖7是示出了適用于構成所述實施例的振蕩器的可變電容元件的變容二極管的特定示例的橫截面視圖；并且圖8是示出了使用所述實施例的振蕩器的用于通信的半導體集成電路(高頻IC)以及使用所述電路的無線通信系統(tǒng)配置的示例的框圖。
具體實施例方式
接下來，使用附圖來描述本發(fā)明的實施例。
圖1示出了依照本發(fā)明的壓控振蕩器(VCO)的實施例以及使用振蕩器作為基準信號生成源的高頻IC相關部分的配置示例。在圖1中，相對于虛線A的左側示出的電路是作為半導體集成電路在諸如單晶硅的一個半導體芯片上形成的。
所述實施例的壓控振蕩器(VCO)10包括串聯(lián)連接在源電壓端子Vcc和接地點之間的電阻R1、R2，包括晶體管Q1和電阻R3的偏置電路11，串聯(lián)連接在源電壓端子Vcc和接地點之間的電阻R4，包括晶體管Q2、Q3以及電阻R5的激勵電路12，連接在激勵電路晶體管Q3的基極和發(fā)射極之間的電容元件C3，連接在晶體管Q3的發(fā)射極和接地點之間的電容元件C4，以及具有固定電容元件CMIM1至CMIMn以及可變電容元件Cv1至Cvn的電容負載電路13，并且其電容值可調；并且偏置電路11的電阻R1和R2的連接節(jié)點N0的電勢被施加到晶體管Q2的基極，并且電阻R2和晶體管Q1的基極端子的連接節(jié)點N1的電勢被施加到晶體管Q3的基極。
電容元件C3的一個端子和晶體管Q3的基極端子的連接節(jié)點N2與外部端子P1相連，電容負載電路13的固定電容元件CMIM1至CMIMn和可變電容元件Cv1至Cvn的公共連接節(jié)點的一個節(jié)點N3與外部端子P2相連，并且例如石英諧振器Xtal的外部基準振蕩元件連接在P1和P2之間。此外，所述公共連接節(jié)點N3經由電阻器R0與外部端子P3相連，并且把AFC控制電壓VAFC從芯片外部的基帶電路施加到外部端子P3。例如，把包括金屬薄膜的MIM電容元件(這些元件是在半導體芯片上于諸如氮化硅薄膜的絕緣薄膜兩端相對形成的)用于固定電容元件CMIM1至CMIMn，并且例如把包括形成在半導體芯片內的PN結的變容二極管用于可變電容元件Cv1至Cvn。
所述電容負載電路13包括固定電容元件CMIM1至CMIMn和可變電容元件Cv1至Cvn，包括MOSFET的開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn，這些開關元件與固定電容元件CMIM2至CMIMn和可變電容元件Cv2至Cvn串聯(lián)，所述電容負載電路還包括用于保存開關元件控制代碼的寄存器REG，以及用于譯碼置于寄存器REG中的控制代碼以便生成開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的柵控信號的譯碼器DEC，其中固定電容元件CMIM1至CMIMn和可變電容元件Cv1至Cvn的另一個公共連接節(jié)點N4與接地點相連。
接下來，將描述用于設置可變電容元件Cv1至Cvn和固定電容元件CMIM1至CMIMn的每個元件的電容值的方式，以及用于控制每個開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的方式。石英諧振器Xtal由如圖2所示的等效電路來表示。
當石英諧振器的固有頻率(使用構成等效電路的電感L1和電容元件C1并通過2π√(LC1·C1)來表示)由fs替代時，并且當圖1的振蕩器中的電容陣列(可變電容元件Cv1至Cvn和固定電容元件CMIM1至CMIMn)的總電容(CMIM和Cv)由Cx替代時，作為振蕩器負載的電容元件C3、C4、CMIM1至CMIMn和Cv1至Cvn的合成電容CL通過CL＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}來表示，并且圖1振蕩器的振蕩頻率f通過如下公式(1)來表示。
f=fs×12×C0C1×11×CLC0···(1)]]>此處，當使用與石英諧振器固有的頻率fs的偏差Δf[ppm]來表示處于任何可選合成電容CL的振蕩頻率f時，可以根據(jù)公式(1)獲得如下公式(2)。
Δf[ppm]=f-fsfs=C12(C0+CL)···(2)]]>此外，當把實際使用的振蕩器的合成電容CL的中心值由CLcenter來替代，并且把該情況下的振蕩頻率由fcenter來替代時，振蕩頻率的偏差Δfcenter通過如下公式(3)來表示。
Δfcenter=fcenter-fsfs=C12(C0+CLcenter)···(3)]]>僅僅把振蕩器的振蕩頻率改變X[ppm]所需的合成電容CL值CLx根據(jù)如下公式(4)、由公式(5)給出。
X[ppm]＝Δfx-Δfcenter=C12(C0+CLx)-C12(C0+CLcenter)···(4)]]>CLx[pF]=12XC1+1(C0+CLcenter)-C0···(5)]]>以下，根據(jù)作為基準的石英諧振器固有的頻率fs使用可變比X[ppm]來表示VCO的振蕩頻率。
當使用電容陣列的總電容Cx來表示合成電容CLx時，其通過CLx＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}來表示，因此Cx通過如下公式(6)來表示，該公式可改變?yōu)槿缦鹿?7)。
Cx=1112XC1+1(C0+CLcenter)-C0-(1C3+1C4)···(6)]]>Cx=(C1/2){1+C0(1/C3+1/C4)}2X+(C12)·(1(C0+CLcenter)-(1/C3+1/C4)1+C0(1/C3+1/C4))(C01+C0(1/C3+1/C4))···(7)]]>在上面的公式中，C0、C1、C3、C4和CLcenter可以用作常量，所述常量是根據(jù)待使用的石英諧振器以及IC中的固定電容的特征來確定的，并且由此當要求VCO以X[ppm]振蕩時，可變電容元件Cv1至Cvn以及固定電容元件CMIM1至CMIMn的總電容Cx可以表示為如下公式(8)。
Cx=DX+E+F···(8)]]>此處，D、E和F可如下表示。
D=(C1/2){1+C0(1/C3+1/C4)}2]]>E=(C1/2){1C0+CLcenter-(1/C3+1/C4)1+C0(1/C3+1/C4)}]]>F=-C01+C0(1/C3+1/C4)···(9)]]>接下來，當要求使用控制電壓VAFC(最小值Vmin并且最大值Vmax)在X1[ppm]至X2[ppm]的范圍內來控制可變電容元件Cv的值以及固定電容元件CMIM的值時，可以獲得這些值。由于電容Cx1至Cx2的變化等于可變電容元件Cv在控制電壓VAFC下改變時的電容值，所以獲得如下公式(10)。
Cx1-Cx2=(DX1+E+F)-(DX2+E+F)=(α-β)Cv···(10)]]>在公式(10)中，α是施加控制電壓VAFC的最小值Vmin時的電容值Cv與施加0V時的電容值Cv之間的比值，而β是施加控制電壓VAFC的最大值Vmax時的電容值Cv與施加0V時電容值Cv之間的比值。由于固定電容元件CMIM的值是通過從電容陣列的總電容值減掉可變電容元件Cv的電容值來獲得的，所以它由如下公式(11)來表示。固定電容元件CMIM1至CMIMn的其中一個是具有最小電容值的元件，其中所述最小電容值是用于通過可變電容元件Cv與電容元件C3、C4的合成電容來獲得所期望的可變頻率范圍所必需的；而其它固定電容元件是作為具有用于提供與最小電容值的差異的電容值的元件。
Cx1-αCv＝CMIM……(11)以下，描述特定的示例。在待使用的石英諧振器中，假設在圖2的等效電路中，電容C1是6.9fF，電容C0是1.7pF，電感L1是2.4911mH，并且電阻R1是10Ω；合成電容CL的中心值CLcenter是9.5pF；包括可變電容元件Cv和固定電容元件CMIM的電容陣列被如此形成以至于總電容值Cx可以在64級中改變；可以在一個級中由控制電壓VAFC改變的頻率范圍(以下稱為頻帶)是fcenter±23ppm；并且可以由電容陣列總體上改變的頻率范圍是fcenter±60ppm。這些內容如圖3那樣利用圖解表示出來了。在圖3中，VOC0、VOC31和VOC63是表明相應頻帶的符號。在圖3中，省略了對頻帶VOC1至VOC30和VOC32至VOC62的特征的顯示。
作為振蕩負載的電容C3和電容C4都被假定為55pF。所述情況用公式(9)代替，由此獲得D＝3.05998×10-15，E＝0.18989×10-3，并且F＝-1.60103×10-12。所述D、E、F和X用公式(8)代替，由此可以確定電容陣列的總電容Cx。然后，可以使用公式(10)和(11)根據(jù)所確定的Cx的值來確定可變電容元件Cv的值和固定電容元件CMIM的值。
因此，用于輸出控制開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的信號的譯碼器DEC被如此設計，以便可以選擇可變電容元件Cv和固定電容元件CMIM的組合，其中相應頻帶中頻率與控制電壓的特征斜率得以均衡，并且相應頻帶中的特征線之間的間隔得以均衡，如圖4所示。作為選擇，當譯碼器被固定、即輸入和輸出之間的關系恒定時，可容許的是，作為數(shù)據(jù)表來準備用于控制開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的代碼，如此使得可變電容元件Cv和固定電容元件CMIM的組合得以選擇，其中相應頻帶中的控制電壓與頻率的特征斜率得以均衡，并且相應頻帶中的特征線之間的間隔得以均衡，并且把代碼存儲在電路中(圖1的系統(tǒng)中的基帶電路)諸如閃存之類的非易失存儲器中以便控制所述振蕩器。
如果產品中沒有變化，那么可以選擇VOC31，這是因為其與振蕩器所需的特征最相似，然而在實際的產品中，對振蕩器頻率的控制特征由于構成振蕩器元件的變化或者待使用的石英諧振器的特征以及特征的變化而與所設計的值有出入。由此，在所述實施例中，把代碼從基帶電路置于圖1的寄存器REG中，如此使得與所設計值的特征最相似的其中一個頻帶得以從圖4的VOC0到VOC63所表明的64個特征中選出，這些特征是用于待使用的每個高頻IC的。
據(jù)此，可以改善振蕩器頻率控制方面的準確性。雖然在所述實施例中把頻帶數(shù)目假定為64，但是它不局限于此。隨著頻帶數(shù)目的增加，準確性得以改善，但是電路規(guī)模變得更大，因此可以依照芯片尺寸和所要求的準確性之間的平衡來確定適當?shù)念l帶數(shù)目。
作為可變電容元件Cv1至Cvn的變容二極管是利用這樣一種現(xiàn)象的元件，即當向PN結施加反向偏壓時產生的耗盡層的厚度根據(jù)外加電壓的幅值而改變，并且由此電容值被改變，這也是已知的；并且當P型區(qū)的雜質濃度不同于N型區(qū)時(所述區(qū)域形成PN結)，處于非偏壓狀態(tài)的耗盡層厚度彼此不同。因此，根據(jù)所述雜質濃度，相對于外加電壓的電容值或者相對于電容的電壓特征也是不同的。
因此，當待使用的工藝不同時，以這樣一種方式來組合可變電容元件Cv和固定電容元件CMIM也被認為是不同的，所述方式為在相應的頻帶，控制電壓與頻率的特征斜率得以均衡，并且相應頻帶之間的間隔得以均衡。因此，當要求譯碼器具有相同的設計，而與待使用的工藝無關時，所期望的是，用于控制開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的代碼作為數(shù)據(jù)表來準備。
具體來講，即使所述工藝不同，在可變電容元件Cv的特征不改變的情況下，當可變電容元件Cv改變時，要與所述元件成套地改變的固定電容元件可以相同，然而，在可變電容元件Cv的特征對于要使用的每個工藝改變的情況下，當可變電容元件Cv改變時，由于要與所述元件Cv成套地改變的固定電容元件也改變，所以用于指定與每個可變電容元件或者譯碼器相結合的固定電容元件的代碼需要根據(jù)所述工藝而改變。
例如，當假定具有如圖1所示的結構的振蕩器在0.18μm的工藝和0.25μm的工藝中被制造時，這些工藝用于發(fā)明人研究的本發(fā)明適用的制造線，表1和表2中分別示出了變容二極管的電容值Cv和MIM電容元件的電容值CMIM的計算值。
表1

(0.18μm工藝)表2

(0.25μm工藝)根據(jù)表1和表2，人們發(fā)現(xiàn)變容二極管的電容Cv的變化在0.18μm工藝中是10.813pF，而在0.25μm工藝中是9.442pF。在使用0.18μm工藝的情況下，隨著從表1中的頻帶VOC0至頻帶VOC63按順序改變，變容二極管的電容值Cv僅僅增加而MIM電容元件的電容值CMIM僅僅下降，在使用0.25μm工藝的情況下，在表2中，變容二極管的電容值Cv僅僅增加，而MIM電容元件的電容值CMIM曾經增加然后下降。
發(fā)生這種差異的一個原因被認為是因為即使只提供一個變容二極管，由于對于每個工藝而言所述特征改變，所以將連接的固定電容元件數(shù)目(電容值的數(shù)值)改變，并且當固定電容元件的連接數(shù)目改變時，頻率的變化比值也改變。據(jù)此，人們發(fā)現(xiàn)當可變電容元件Cv改變時，要與元件Cv成套地連接的固定電容元件不能與工藝無關地被唯一地確定。在使用0.18μm工藝的情況下，MIM電容元件CMIM的最小電容值是3.114pF，而在使用0.25μm工藝的情況下，MIM電容元件CMIM的最小值是5.511pF。
此處，對于即使只提供一個變容二極管，當固定電容元件的連接數(shù)目改變時，頻率的變化比值也改變的理由做出描述。如之前所描述的那樣，在所述實施例的振蕩器中，當要求以X[ppm]振蕩時，可變電容元件Cv1至Cvn和固定電容元件CMIM1至CMIMn的總電容Cx可以表示為公式(8)。通過改變所述公式，給出X＝D/(Cx-F)-E。由于所述D、E和F是根據(jù)電路確定的常量，所以當圖解表示X和Cx之間的關系時，如圖6所示那樣給出作為漸近線的包括Cx＝F和X＝-E的反比例曲線。在圖6中，當考慮這樣一種情況時，即因施加到可變電容元件Cv的電壓而引起的較小總電容Cx和較大總電容Cx的每種情況下，Cx僅僅改變相同的量ΔCx，由于曲線斜率在每個位置不同，所以發(fā)現(xiàn)較小總電容Cx情況下的頻率變化ΔX1大于較大總電容Cx情況下頻率的變化ΔX2。
接下來，給出例如使用0.25μm工藝情況下的已設計值。在圖2示出的等效電路中，假定使用具有6.9fF的電容C1、1.7pF的電容C0、2.4911mH的電感L1和10Ω的電阻R1的石英諧振器。在處于變容二極管VAFC＝0.1V的控制電壓的電容值變化α是0.961，而處于VAFC＝2.3V的變化β是0.601。
在此條件的情況下，依照fs＝2π√(LC1·C1)，石英諧振器的固有頻率fs是38.388399兆赫。由于在VOC31的情況下所述變容二極管的電容值是11.01pF，如表2所示，所以依照Cv＝α×11.01＝0.961×11.01，處于VAFC＝0.1V的電容值Cv是10.58pF；依照CL＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}，所述合成電容CL是10.41pF；并且依照公式(1)所述振蕩頻率f是38.399335兆赫。依照Cv＝β×11.01＝0.601×11.01，處于VAFC＝2.3V的電容值Cv是6.62pF；依照CL＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}，所述合成電容CL是8.72pF；并且依照公式(1)，所述振蕩頻率f是38.401109。據(jù)此，依照fcenter＝(38.399335+38.401109)÷2，所述中心頻率fcenter是38.400222兆赫；并且當VAFC從0.1V改變?yōu)?.3V時，依照Δf＝(38.399335-38.401109)÷fcenter，頻率的變化范圍Δf是46.2[ppm]或者±23.1[ppm]，這表明前述的要求得以滿足。
圖7示出了適用于所述實施例的壓控振蕩器(VCO)的可變電容元件的變容二極管的結構示例。在圖7中，標記100是諸如單晶硅襯底的半導體襯底；標記110是包括形成在襯底100表面上的二氧化硅的絕緣薄膜；標記120是包括提供在絕緣薄膜110上的單晶硅的半導體層；并且襯底總體上作為SOI(Silicon On Insulator，絕緣體上的硅)結構來形成。
在半導體層120的表面上形成外延層121，并且形成島區(qū)域，其通過所謂的U型溝道隔離區(qū)122與外圍電氣隔離，所述U型溝道隔離區(qū)122是通過使溝道遠離外延層表面并且把絕緣材料填充到溝道中來形成的。在島區(qū)域的底部上形成N型埋置層NBL，并且其上形成有構成變容二極管的P型陽極區(qū)123，并且在陽極區(qū)123的兩側形成有N型陰極區(qū)124a、124b。
雖然沒有特別地限制，但是在P型陽極區(qū)123和N型陰極區(qū)124a、124b的表面上還提供有接觸層125a至125c，并且在陽極區(qū)123和N型陰極區(qū)124a、124b與埋置層NBL之間提供有N型緩沖層126a至126c。將容易理解的是，在具有這種結構的變容二極管中，例如，如果P型陽極區(qū)123的雜質濃度改變，那么耗盡層的厚度與所設計的值有出入，并且由此外加電壓與電容的特征改變。
接下來，描述使用所述實施例的壓控振蕩器(VCO)作為基準信號生成源的高頻IC，另外，描述使用所述振蕩器的總體無線通信系統(tǒng)的配置示例。
如圖8所示，所述實施例的無線通信系統(tǒng)包括用于發(fā)送/接收信號波的天線400；用于在發(fā)送和接收之間切換的開關410；包括SAW濾波器以便從接收信號中去除不必要的波的帶通濾波器420a至420d；用于放大發(fā)送信號的高頻功率放大電路(電源模塊)430；用于解調接收信號并且調制發(fā)送信號的高頻IC200以及用于把所發(fā)送的數(shù)據(jù)轉換為I或者Q信號并且控制所述高頻IC 200的基帶電路300。在所述實施例中，所述高頻IC 200和基帶電路300是分別作為獨立的半導體芯片上的半導體集成電路來形成的。
雖然沒有特別地限制，但是所述實施例的高頻IC200可以依照這樣的方式構成，所述方式為依照GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的通信方法，它可以在四個頻帶范圍執(zhí)行信號的調制/解調。相應地，作為帶通濾波器，提供了如下的濾波器濾波器420a用于允許處于頻帶GSM850的接收信號通過，濾波器420b用于允許處于頻帶GSM900的接收信號通過，濾波器420c用于允許處于頻帶DCS1800的接收信號通過，并且濾波器420d用于允許處于頻帶PCS1900的接收信號通過。
當所述實施例的高頻IC200被粗略地劃分時，它包括接收系統(tǒng)電路RXC、發(fā)送系統(tǒng)電路TXC以及控制系統(tǒng)電路，所述控制系統(tǒng)電路包括與發(fā)送和接收系統(tǒng)的公共電路，包括不同于所述系統(tǒng)電路的控制電路或者時鐘生成電路。
所述接收系統(tǒng)電路RXC包括低噪聲放大器210a至210d，用于放大分別處于相應頻帶范圍GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的接收信號；劃分/相移電路211，用于劃分在射頻振蕩器(RFVCO)250中生成的本機振蕩信號фRF并且生成彼此相移90度的正交信號；混頻電路212a、212b，用于通過混合由低噪聲放大器210a至210d放大的接收信號與劃分/相移電路211生成的正交信號來執(zhí)行I信號和Q信號的解調和下變換；為各個頻帶范圍所共用的高增益放大部分220A、220B，用于放大解調的I和Q信號，并且把它們分別輸出至基帶LSI300；以及偏移消除電路213，用于消除高增益放大部分220A、220B中放大器的輸入DC偏移電壓。
所述高增益放大部分220A具有這樣的配置，其中多個低通濾波器LPF11、LPF12、LPF13和LPF14以及增益控制放大器PGA11、PGA12和PGA13依照串聯(lián)方式交替地連接，并且放大器AMP1與末級相連；并且把已解調的I信號放大至預定的放大級別，同時去除不必要的波。同樣，所述高增益放大部分220B具有這樣的配置，其中多個低通濾波器LPF21、LPF22、LPF23和LPF24以及增益控制放大器PGA21、PGA22和PGA23依照串聯(lián)方式交替連接，并且放大器AMP2與末級相連；并且把已解調的Q信號放大至預定的放大級別。
所述偏移消除電路213包括A/D轉換器電路(ADC)，其對應于各個增益控制放大器PGA11至PGA23被提供，并且把放大器輸出電勢差轉換為數(shù)字信號，使輸入端子短接，偏移消除電路213還包括D/A轉換電路(DAC)，用于基于A/D轉換電路的轉換結果來生成輸入偏移電壓，如此使得相應增益控制放大器PGA11至PGA23的輸出端的DC偏移電壓變?yōu)椤?”，并且用于向差動輸入提供輸入偏移電壓；并且包括控制電路，用于控制A/D轉換電路(ADC)和D/A轉換電路(DAC)，以便使它們執(zhí)行偏移消除操作。
所述發(fā)送系統(tǒng)電路TXC包括振蕩器(IFVCO)230，用于生成諸如640兆赫的中間頻率振蕩信號фIF；劃分/相移電路232，用于劃分在振蕩器230中生成的振蕩信號фIF，并且生成彼此具有90度相移的正交信號；正交調制電路233a、233b，用于使用由基帶電路300提供的I信號和Q信號來調制所生成的正交信號；加法器234，用于合成調制信號；發(fā)送振蕩器(TXVCO)240，用于生成具有預定頻率的發(fā)送信號фTx；偏移混合器235，用于使用耦合器來合成從發(fā)送振蕩器240輸出的發(fā)送信號фTX采樣的反饋信號，以及作為由射頻振蕩器(RFVCO)250生成的振蕩信號фRF的劃分信號的信號фRF′，由此生成具有對應于所述信號頻率差的頻率的信號；相位比較電路236，用于比較偏移混合器235的輸出與加法器234中合成的信號TXIF，以便檢測頻率差和相位差；環(huán)形濾波器237，用于生成對應于相位比較電路236的輸出的電壓；分頻器238，用于劃分TXVCO 240的輸出，并且由此生成基于GSM的發(fā)送信號；可變增益放大器239a、239b，用于分別放大由分頻器238劃分的信號以及TXVCO 240的輸出信號；緩沖電路241a、241b，用于把差動輸出轉換為單個信號并且輸出所述信號。緩沖電路241a、241b的其中一個是用于輸出GSM的850至900兆赫頻帶中的信號的電路，而另一個是用于輸出DCS和PCS的1800至1900兆赫的頻帶中的信號的電路。
此外，所述發(fā)送系統(tǒng)電路TXC具有幅度控制回路，包括緩沖放大器242，其用于放大從可變增益放大器239a、239b的輸出端取出的輸出反饋信號，并且向偏移混合器235提供信號；幅度比較電路243，用于比較由放大器放大的反饋信號與加法器234合成的信號TXIF，以便檢測幅度方面的差異；環(huán)形濾波器244，用于執(zhí)行幅度比較電路243的輸出的頻帶限制；電壓/電流轉換電路245，用于把幅度控制回路的電壓轉換為電流；電容元件C5，用于把電流轉換為電壓；以及電壓跟隨器246，用于執(zhí)行電容元件C5的電荷電壓的阻抗轉換，并且為處于所述TXVC 240較后級的可變增益放大器239a、239b生成控制電壓。由此，電路TXC是如此被構成的，即對于幅度調制和相位調制而言，它可以滿足EDGE模式。
雖然沒有特別地限制，但是所述實施例可以依照如下的方式來構成，所述方式為為發(fā)送系統(tǒng)中的PLL的相位比較電路236并行提供準確性高的模擬相位比較電路236a以及高運算速度的數(shù)字相位比較電路236b，并且所述高速、數(shù)字相位比較電路在操作的初始階段操作，并且在相位非常匹配之后，被切換到準確性非常高的模擬相位比較電路。通過依照此方式來構成，在PLL電路操作開始時的鎖定可以被加速并且在準確性方面可以得到改進。
此外，在所述實施例的高頻IC200的芯片上提供了用于總體控制芯片的控制電路260；用于與射頻振蕩器(RFVCO)250構成RF PLL電路的RF合成器261以及環(huán)形濾波器263；用于與所述中頻振蕩器(IFVCO)230構成IF PLL電路的IF合成器262以及環(huán)形濾波器264；基準振蕩器(DCXO)265，用于為合成器261以及262生成基準信號фref；以及特征校正電路247，用于校準所述發(fā)送振蕩器。雖然未示出，但是所述合成器261以及262包括可變劃分電路，其分別用于劃分VCO 250、230、相位比較電路、電荷泵等等的振蕩信號。
由于要求基準振蕩信號фref具有很高的頻率準確性，所以把基準振蕩器265與外部石英諧振器連接。可以為基準振蕩信號фref選擇諸如26兆赫或者13兆赫的頻率。這是因為具有這種頻率的石英諧振器是廣泛使用的部件，其容易獲得并且經濟。
在所述實施例的高頻IC的控制電路260中，把用于同步的時鐘信號CLK、數(shù)據(jù)信號SDATA以及負載啟動信號LEN作為控制信號從基帶IC 300提供至高頻IC200，并且當向有效級別施加所述負載啟動信號LEN時，所述控制電路260依照與時鐘信號CLK同步的方式順序地加載從基帶IC 300輸出的數(shù)據(jù)信號，并且把所述信號置于控制寄存器，然后依照所述內容設置為所述IC內的每個電路生成控制信號。雖然沒有特別地限制，但是所述數(shù)據(jù)信號SDATA可以被串行傳輸?；鶐C 300包括微處理器等等。所述數(shù)據(jù)信號SDATA包括從基帶IC 300向高頻IC200提供的命令。所述基準振蕩器265的寄存器REG依照來自基帶IC 300的控制代碼被直接設置。就控制電路260而言，在睡眠模式中，電源電壓被關閉，并且電路進入低功耗模式，然而，基準振蕩電路265的寄存器REG在所述模式期間被供電，以便防止所述操作停止。
在多帶類型中，本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)例如依照來自基帶IC 300的指令，所述控制電路260根據(jù)發(fā)送/接收期間將使用的信道來改變射頻振蕩器250的振蕩信號的頻率фRF，并且根據(jù)它是GSM模式還是DCS/PCS模式來改變提供給偏移混合器235的信號頻率，由此執(zhí)行發(fā)送頻率的切換。
另一方面，對于接收模式和發(fā)送模式中的每種模式，把射頻振蕩器(RFVCO)250的振蕩頻率設定為不同的值。在發(fā)送模式中，例如把射頻振蕩器(RFVCO)250的振蕩頻率fRF在GSM850的情況下設置為3616至3716兆赫、在GSM900的情況下設置為3840至3980兆赫、在DCS的情況下設置為3610至3730兆赫并且在PCS的情況下設置為3860至3980兆赫，并且在GSM的情況下把振蕩頻率fRF分成四個，并且在DCS和PCS的情況下分成兩個，然后提供給混合器235。
所述偏移混合器235輸出對應于來自RFCVO 250的振蕩信號фRF的頻率與來自發(fā)送振蕩器(TXCVO)240的發(fā)送振蕩信號фTx的頻率之間的差異(fRF-fTX)的信號，并且所述發(fā)送PLL(TX-PLL)如此操作以至于使差異信號的頻率對應于調制信號TXIF的頻率。換言之，TXVCO 240被如此控制以便使其以對應于來自RFVCO 250的振蕩信號фRF頻率(在GSM情況下是fRF/4，在DCS和PCS情況下是fRF/2)與調制信號TXIF頻率之間的差異(偏移)的頻率來振蕩。
所述實施例的高頻IC200可以通過外部添加石英諧振器并且將其安裝在諸如陶瓷襯底的單個絕緣襯底上來作為模塊構成。此外，它也可以作為還安裝有濾波器420a至420d的模塊或者其上已經安裝了高頻IC200和石英諧振器的陶瓷襯底來構成。在所述說明書中，通過如下方式配置的一種結構也稱為模塊，其中通過在諸如陶瓷襯底的絕緣襯底上或者表面上或其內部具有印刷電線的封裝物上安裝多個半導體芯片和分立部件，然后通過印刷電線或者焊線來使芯片和部件彼此耦合以便使它們發(fā)揮預定作用，如此來設置它，就好像它是單個的電子元件那樣。
雖然已經在上文依照實施例具體描述了由發(fā)明人做出的本發(fā)明，但是本發(fā)明不局限于這些內容。例如，雖然在所述實施例中描述了這樣的發(fā)明，即應用于包括偏置電路、激勵電路和電容負載電路的VCO中，但是本發(fā)明也可應用于LC諧振類型的振蕩器，這類振蕩器通過交叉鏈接一對差動晶體管的基極/集電極(或者柵極/漏極)并且在差動晶體管的集電極之間連接一對電感器和變容二極管來形成。
雖然在所述實施例中描述了把本發(fā)明應用于基準振蕩器的情況，其中所述基準振蕩器用于為構成無線通信系統(tǒng)的高頻IC生成基準信號，但是本發(fā)明的應用不局限于此，本發(fā)明可以應用于RFVCO，其用于生成本機振蕩信號，所述本機振蕩信號通用于接收系統(tǒng)電路和發(fā)送系統(tǒng)電路或者TXVCO以便發(fā)送。
此外，雖然在所述實施例中，依照輸入控制信號(寄存器的設定值)，把譯碼器電路用作生成用來控制開關元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的信號的電路，其中所述開關元件有選擇地連接固定電容元件和可變電容元件，但是可以使用隨機邏輯電路或者ROM(只讀存儲器)來構成所述電路。
此外，在所述實施例中，要求所述基準振蕩元件具有很高的頻率準確性，因此外部石英諧振器被連接，然而，所述基準振蕩元件可以是任何振蕩元件，只要它滿足所要求的準確性，并且例如可以使用陶器振蕩器。
雖然主要基于將本發(fā)明應用于諸如移動電話的無線通信系統(tǒng)的高頻IC的情況來描述由發(fā)明人做出的本發(fā)明，這部分是作為發(fā)明背景的應用領域部分，但是本發(fā)明不局限于此，并且可以通常用于具有用于生成振蕩信號的VCO的無線局域網以及其他半導體集成電路的高頻IC。
權利要求
1.一種用于通信的半導體集成電路，包括振蕩器，包括多個固定電容元件、連接至所述固定電容元件的開關元件、多個可變電容元件以及連接至所述可變電容元件的開關元件，并且能夠以對應于由所述開關元件有選擇地連接的固定電容元件和可變電容元件以及振蕩元件的合成電容值的頻率振蕩；以及控制電路，用于接收輸入控制信號并且生成用于依照所述可變電容元件的特征來控制開關元件的控制信號。
2.如權利要求1所述的用于通信的半導體集成電路，其中所述控制電路是譯碼器電路，用于生成控制信號，使得所述輸入控制信號以及所述控制信號依照固定電容元件的特征和可變電容元件的特征具有預定的關系。
3.如權利要求1所述的用于通信的半導體集成電路，其中連接至所述固定電容元件的開關元件不連接至所述可變電容元件，并且連接至所述可變電容元件的開關元件不連接至所述固定電容元件。
4.如權利要求1所述的用于通信的半導體集成電路，包括解調電路，用于解調接收信號；以及高頻信號生成電路，用于生成用來在解調電路中進行解調的高頻信號，其中在振蕩器中生成的振蕩信號被提供給高頻信號生成電路作為基準信號。
5.如權利要求4所述的用于通信的半導體集成電路，還包括調制電路，用于調制發(fā)送信號；以及信號生成電路，用于生成用來在調制電路中進行調制的中頻信號，其中在振蕩器中生成的振蕩信號被提供給所述信號生成電路作為基準信號。
6.如權利要求1所述的用于通信的半導體集成電路，其中所述控制電路生成用于控制所述開關元件的信號，使得可以選擇可變電容元件以及固定電容元件的組合，其中通過固定電容元件和可變電容元件以及所述振蕩元件的合成電容值，控制電壓對于頻率的特征斜率得以均衡并且相應特征線之間的間隔得以均衡。
7.如權利要求1所述的用于通信的半導體集成電路，其中所述振蕩元件是利用單塊元件形成的。
8.一種通信系統(tǒng)，包括如權利要求7所述的用于通信的半導體集成電路；用來提供輸入控制信號的用于控制的半導體集成電路；以及存儲單元，提供于用于控制的半導體集成電路中，用于存儲基于固定電容元件的特征和可變電容元件的特征確定的控制數(shù)據(jù)，其中所述輸入控制信號是基于從存儲單元讀出的控制數(shù)據(jù)生成的并且被提供給用于通信的半導體集成電路的控制電路。
9.如權利要求8所述的通信系統(tǒng)，其中所述可變電容元件的控制電壓是由用于控制的半導體集成電路提供的。
10.一種用于制造用來通信的半導體集成電路的方法，所述半導體集成電路包括振蕩器，包括多個固定電容元件、連接至所述固定電容元件的開關元件、多個可變電容元件以及連接至所述可變電容元件的開關元件，并且能夠以對應于由所述開關元件有選擇地連接的所述固定電容元件和可變電容元件以及振蕩元件的合成電容值的頻率振蕩；以及控制電路，用于接收輸入控制信號并且生成用于依照所述可變電容元件的特征來控制開關元件的控制信號，其中用于確定控制信號的數(shù)據(jù)是基于固定電容元件的特征和可變電容元件的特征來獲得的，所述控制電路的邏輯是基于所述數(shù)據(jù)來設計的，并且所述控制電路是基于所設計的值形成在半導體襯底上的。
全文摘要
提供了一種用于通信的半導體集成電路(高頻IC)，其包括具有較高頻率控制準確性的基準振蕩器，并且可以包括少數(shù)的外部組件，由此可以減小尺寸，并允許降低成本。該半導體集成電路(高頻IC)具有電容負載電路，包括多個固定電容元件、多個可變電容元件以及連接至所述電容元件的開關元件，并且被如此配置以便使其能夠以對應于固定電容元件、可變電容元件和外部振蕩元件的合成電容值的頻率來振蕩；其中提供了可以生成用于控制開關元件的信號以便可以選擇可變電容元件和固定電容元件的組合的控制電路，其中通過電容負載電路和振蕩元件的合成電容值，頻率與控制電壓的特征斜率得以均衡，并且相應特征線之間的間隔得以均衡。
文檔編號H03B5/12GK1783700SQ20051012729
公開日2006年6月7日 申請日期2005年12月1日 優(yōu)先權日2004年12月1日
發(fā)明者松井俊樹, 笠原真澄, 林范雄 申請人:株式會社瑞薩科技