專利名稱：電力變換器控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用以將直流電轉(zhuǎn)換為交流相電壓，每相具有三級(jí)或三級(jí)以上電位的電力變換器控制裝置，尤其涉及對(duì)中性點(diǎn)電壓波動(dòng)的抑制。
當(dāng)利用脈寬調(diào)制逆變器驅(qū)動(dòng)諸如感應(yīng)電動(dòng)機(jī)一類的負(fù)載時(shí)，逆變器交流輸出電壓中所包含的較高的諧波分量最好能得到減小。
作為滿足這種要求的逆變器，例如在第JP-A-56-74088號(hào)日本公開特許公報(bào)中已披露了稱為三電平逆變器的一種逆變器。
三電平逆變器存在的一個(gè)特定問題是，位于串聯(lián)連接的分壓電容器之間一串聯(lián)結(jié)點(diǎn)(以下稱為中性點(diǎn))的電壓，因電流流進(jìn)和流出該中性點(diǎn)而產(chǎn)生波動(dòng)。第JP-A-2-261063號(hào)日本公開特許公報(bào)披露了用以抑制這一波動(dòng)的技術(shù)。
上述公報(bào)中所披露的中性點(diǎn)電壓波動(dòng)抑制技術(shù)，是通過根據(jù)主頻率和功率因數(shù)角計(jì)算得到的指令的瞬態(tài)，以前饋方式抑制中性點(diǎn)的電壓波動(dòng)，上述指令使零相序電壓為零，并使該指令施加于電壓指令，由此抑制中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)。
然而，在例如應(yīng)用于用作電氣車輛驅(qū)動(dòng)的感應(yīng)電機(jī)控制裝置時(shí)，微處理機(jī)必須完成其它各種操作，而沒有能力在瞬態(tài)執(zhí)行上述這種復(fù)雜的操作。
本發(fā)明的目的在于提供一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、能有效抑制中性點(diǎn)電壓波動(dòng)的控制裝置。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的電力變換器控制裝置包括多個(gè)串聯(lián)連接以分割直流電壓的電容器;由電容器提供直流電并能有效地將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，且每相具有三級(jí)或更多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由電力變換器輸出的交流電基波指令的調(diào)制波發(fā)生器單元。該調(diào)制波發(fā)生器單元具有一個(gè)用以將其三次諧波分量加到基波上的單元，該三次諧波分量利用不隨基波頻率變化的值獲得。
對(duì)于中性點(diǎn)電壓的交流波動(dòng)，三次諧波分量具有最大幅度。與剩余的紋波相比，其它分量的幅度沒有如此大，故可以忽略。
因此，在本發(fā)明中，僅有三次諧波分量作為被抑制的對(duì)象進(jìn)行處理，從而簡(jiǎn)化了控制。
三次諧波分量隨基波頻率(逆變器頻率)復(fù)雜地變化，但由于用以抑制三次諧波分量的三次諧波分量，利用不隨基波頻率變化的值獲得，故無(wú)需按照基波頻率變化的任何復(fù)雜的操作。


圖1是表示本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的示意圖;
圖2是表示三電平逆變器開關(guān)狀態(tài)與輸出相電壓之間關(guān)系的示意圖;
圖3是用以描述三電平逆變器所用脈寬調(diào)制原理的波形圖;
圖4是用以描述中性點(diǎn)電流三次諧波分量和中性點(diǎn)電壓波動(dòng)過程的波形圖;
圖5是表示中性點(diǎn)電流和中性點(diǎn)電壓與相位的三次諧波分量的特性曲線圖;
圖6是描述本發(fā)明原理的波形圖;
圖7是參照功率因數(shù)角表示使中性點(diǎn)電流的三次諧波分量為零的疊加比率和疊加相位的曲線圖;
圖8是感應(yīng)電動(dòng)機(jī)的T型等效電路圖;
圖9A和9B表示相對(duì)于逆變器輸出頻率，使中性點(diǎn)電流的三次諧波分量為零的功率因數(shù)角、疊加比率和疊加相位的特性曲線;
圖10A和10B表示相對(duì)于逆變器輸出頻率，中性點(diǎn)電壓變化率的特性曲線;
圖11是用以描述雙極調(diào)制方案的波形圖;
圖12是用以描述本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的示意圖。
圖1是表示本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的電路構(gòu)成。
參照號(hào)1表示直流電源，21和22表示串聯(lián)連接的將直流電源1的電壓Ed分割為兩個(gè)Ed/2直流電壓的分壓電容器，3表示用以將兩個(gè)直流電壓轉(zhuǎn)換為三相交流電壓的脈寬調(diào)制三電平逆變器，4表示由逆變器3驅(qū)動(dòng)的感應(yīng)電動(dòng)機(jī)。
逆變器3具有U相、V相和W相三電平開關(guān)支路，其中的U相(V相或W相)開關(guān)支路包括自熄滅開關(guān)元件(例如IGBT(絕緣柵雙極晶體管)、GTO(控制極可關(guān)斷元件)、功率晶體管)G1U至G4U(G1V至G4V，G1W至G4W)，整流元件(續(xù)流二極管)D1U至D4U(D1V至D4V，D1W至D4W)以及副整流元件(箱位二極管)D5U至D6U(D5V至D6V，D5W至D6W)。
位于每一相副整流元件D5U與D6U，D5V與D6V或D5W與D6W之間的每個(gè)連接結(jié)點(diǎn)均連接到位于分壓電容器21和22之間的一串聯(lián)連接結(jié)點(diǎn)(以下稱為中性點(diǎn))N上，各相開關(guān)元件G1U至G4U，G1V至G4V以及G1W至G4W，如圖2所示，根據(jù)調(diào)制波發(fā)生器單元6經(jīng)由調(diào)制單元5提供的輸出呈開/關(guān)操作，由此在中性點(diǎn)N與各相各輸出端U、V和W之間形成三電平電壓Ed/2，O和-Ed/2。
圖1中，感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的旋轉(zhuǎn)頻率Fn由檢測(cè)單元9檢測(cè)，轉(zhuǎn)差頻率Fs通過加/減單元10，在供電期間加到旋轉(zhuǎn)頻率上，在蓄電期間從旋轉(zhuǎn)頻率上減去。由此即可提供逆變器3的輸出頻率Finv(Fn±Fs)。
在調(diào)制波發(fā)生器單元6中，基波發(fā)生器單元62產(chǎn)生如圖3(A)所示的U、V和W相正弦波信號(hào)。
在調(diào)制單元5中，載波發(fā)生器單元53接收加/減單元10的輸出，并產(chǎn)生如圖3(B)所示的三角波信號(hào)。當(dāng)三角波信號(hào)的頻率設(shè)定得足以高于正弦波信號(hào)的頻率時(shí)，不要求三角波信號(hào)的頻率取決于逆變器的輸出頻率Finv，它可以保持恒定。利用如圖3(B)所示由例如U相正弦波檢波得到的信號(hào)與三角波信號(hào)相比較得到的信號(hào)，以及如圖3(C)所示正弦波極性判定信號(hào)，比較器52產(chǎn)生用于圖3(D)所示U相開關(guān)元件G1U至G4U的門信號(hào)(盡管未作說明，也可以以同樣的方式產(chǎn)生用于V相開關(guān)元件G1V至G4V以及用于W相開關(guān)元件G1W至G4W的門信號(hào))。通常，這種調(diào)制方案稱為單極性調(diào)制。
同時(shí)，逆變器3的U相輸出相電壓(U和N之間的電壓)呈現(xiàn)一種具有如圖3(E)所示三電平(Ed/2，O，-Ed/2)的波形，通過改變?nèi)鐖D3(B)所示三角波的峰值與正弦波的峰值之比，即改變調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ，即可控制輸出相電壓的基波分量的幅度。
調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ和轉(zhuǎn)差頻率Fs可以按如下方法控制。
特別是，調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ可以通過電壓控制單元7，由逆變器輸出頻率Finv控制，這樣，逆變器3輸出電壓與輸出頻率之間的比例成為恒定。
通過減法單元13將檢測(cè)器單元12測(cè)得的感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的電流值Im(有效值)與電流基準(zhǔn)值Ip進(jìn)行比較，將差值(Ip-Im)提供給轉(zhuǎn)差頻率控制單元8，并通過加法單元11將其輸出與轉(zhuǎn)差頻率基準(zhǔn)值Fsp相加，即可控制轉(zhuǎn)差頻率Fs。
以下將參照?qǐng)D4描述在上述控制期間，中性點(diǎn)N即電流流進(jìn)流出中性點(diǎn)N的電壓波動(dòng)。
如前所述，通過將圖4(A)所示的基波(調(diào)制正弦波，一相)檢波得到的信號(hào)與圖4(B)所示的載波三角波比較，可以獲得如圖4(C)所示具有三個(gè)電平(Ed/2，O，-Ed/2)的逆變器3輸出相電壓。
通過改變輸出相電壓的基波峰值(＝γ)與載波三角波的峰值(＝1)的比例(調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ)，即可控制輸出相電壓的幅度。
現(xiàn)在假設(shè)感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的相電流imx(逆變器3的輸出相電流)是滯后于調(diào)制正弦波(逆變器3的輸出相電壓的基波)一個(gè)功率因數(shù)角φ的正弦波，如圖4(D)所示，它可以通過表達(dá)式1求得。即imx =2im = Sin(θ-φ)]]>…(1)圖4(E)所示為開關(guān)函數(shù)SNx，它表示電流流進(jìn)流出中性點(diǎn)N的導(dǎo)通狀態(tài)，以1和0表示，其中1表示導(dǎo)通狀態(tài)。導(dǎo)通狀態(tài)對(duì)應(yīng)于圖4(C)所示逆變器3的輸出相電壓為零的時(shí)期。
非導(dǎo)通狀態(tài)對(duì)應(yīng)于圖4(C)所示逆變器3的輸出相電壓不為零的時(shí)期。
由開關(guān)函數(shù)SNx與感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的相電流imx相乘得到的表達(dá)式2，表示如圖4(F)所示流經(jīng)中性點(diǎn)N的電流iNx。
iNx＝SNx·imx…(2)表達(dá)式2中，中性點(diǎn)N的電流inx可由以開關(guān)函數(shù)SNx為基礎(chǔ)的表達(dá)式5給出，而SNx如圖4(E)細(xì)線所示，由表達(dá)式3給出，然后展開為表達(dá)式4所示的富里葉級(jí)數(shù)，而感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的相電流Imx由表達(dá)式1表示。
(n;偶數(shù))…(4)
(n；偶數(shù))…(5)因此，根據(jù)表達(dá)式5的中性點(diǎn)N處的一相電流iNx與其余相電流合并，在中性點(diǎn)N提供合成的三相電流iN，如方程式6所示，它包括三的偶數(shù)倍的高次諧波分量，且主要包含三次諧波分量iN3(在表達(dá)式6中相對(duì)m＝0)，如圖4所示。
iN(θ)=ΣX=UWiNx(θ)=iNu(θ)+iNu(θ)+iNw(θ)]]>= iN x(θ )+iN x［θ-2π3］+iN x［θ -4π3］]]>
(m = 0,1,2,3,…) …(6)然后，中性點(diǎn)N處電流iN的三次諧波分量iN3根據(jù)表達(dá)式7，如圖4(G)那樣表示，其與調(diào)制正弦波有關(guān)的幅度iN3和相位α可由表達(dá)式6(m＝0)推導(dǎo)出，由此可分別用表達(dá)式8和9表示。
iN 3=2IN 3sin{3(θ-α)}]]>…(7)iN 3=6γπIm251-59cos2φ]]>
α= 1/3 tan-1[ 2/3 tanφ]…(9)結(jié)果，中性點(diǎn)N處的電流iN的三次諧波分量iN3分布在分壓電容器21和22上，中性點(diǎn)N上的電壓以三倍于調(diào)制正弦波的頻率或逆變器輸出頻率Finv的頻率波動(dòng)。
當(dāng)分壓電容器21和22的電容量各為C時(shí)，中性點(diǎn)N處的電壓波動(dòng)分量VN3及其幅度VN3由表達(dá)式10和11表示。
VN3=1C∫-iN32·dt=2VN3sin{3(θ-a+π6)}---(10)]]>VN 3=16πFi n vC·iN 32=15π2C·γFi n vIm1-59cos2φ…(11)]]>由上述表達(dá)式8和11可見，中性點(diǎn)N處電流的三次諧波分量IN3按調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ成正比地變化，而中性點(diǎn)N處電壓的三次諧波分量VN3按γ/Finv成正比地變化。
表達(dá)式8和9的計(jì)算表明，當(dāng)功率因數(shù)角φ＝90°時(shí)，設(shè)定為1的中性點(diǎn)N處電流的三次諧波分量IN3′和中性點(diǎn)N處電壓的三次諧波分量VN3′，如圖5所示，將根據(jù)功率因數(shù)角φ而變化，其中，在供電方式(0°≤φ＜90°)和蓄電方式(90°＜φ≤80°)時(shí)的變化，相對(duì)φ＝90°的中心位置呈對(duì)稱性，其最大值位于中心，最小值0.67位于φ＝0°和180°。
而且，表達(dá)式9的計(jì)算說明相位α如圖5所示實(shí)際上是線性變化(α
φ/3)。
作為一個(gè)特例，當(dāng)表達(dá)式11中的C、Im、γ/Finv和φ以及直流電源電壓Ed分別為C＝4800μF，Im＝800A(用于四個(gè)感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4)，γ/Finv＝1/40Hz，φ＝25°和Ed＝1500V時(shí)，中性點(diǎn)N處電壓的三次諧波分量VN3由表達(dá)式12表示。
中性點(diǎn)N處電壓的三次諧波分量的滿幅度(
176.1V)為直流平均電壓(＝二分之一直流電源電壓Ed
750V)的23.5%。
中性點(diǎn)N處電壓的波動(dòng)使逆變器3的輸出電流(感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的電流)變形，并將過電壓加到構(gòu)成逆變器3的開關(guān)元件上，增加了損壞開關(guān)元件的因素。
如果增加分壓電容器21和22的電容量，以減小中性點(diǎn)N處電壓的波動(dòng)，則逆變器裝置的體積將增大。
因此，在本實(shí)施例中，對(duì)于中性點(diǎn)產(chǎn)生的高次諧波分量來(lái)說，只有三次諧波分量被抑制，因?yàn)榕c其它紋波分量相比，其幅度相對(duì)較大。這一點(diǎn)將在下面詳細(xì)描述。
為了抑制中性點(diǎn)N處變化頻率為逆變器輸出頻率Finv三倍的電壓波動(dòng)，即中性點(diǎn)N處電流的三次諧波分量，如圖1所示的調(diào)制波發(fā)生器單元6裝備有三次諧波疊加單元64。
在三次諧波發(fā)生器單元641中，如圖6(A)細(xì)線所示通過例如頻率倍增方法(幅度和相位將在下面描述)產(chǎn)生三次諧波正弦波，其頻率為代表基波發(fā)生器單元62輸出的基波(調(diào)制正弦波)頻率的三倍。且三次諧波正弦波通過加法單元642疊加在基波上。
然后，通過比較器單元52，將對(duì)三次諧波正弦波疊加在基波上的合成波(如圖6(A)中粗線所示)進(jìn)行檢波后所產(chǎn)生的信號(hào)(圖6(B)中粗線所示)與代表載波發(fā)生器單元53輸出的載波三角波進(jìn)行比較，如圖6(B)所示，由此產(chǎn)生如圖6(C)所示的逆變器3的輸出相電壓，其中含有三次諧波分量。
包含在逆變器3輸出相電壓中的三次諧波分量相互抵消并不會(huì)在逆變器3輸出兩端的電壓(線路電壓)上發(fā)生，故對(duì)逆變器3的輸出電流，即感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的電流沒有影響。
現(xiàn)在描述三次諧波正弦波的幅度和相位。通過三次諧波疊加單元64的乘法單元643，將調(diào)制正弦波的峰值γ(調(diào)制度百分?jǐn)?shù))乘以常數(shù)K(以下稱為疊加率)，以提供k·γ(三次諧波正弦波峰值的表示式)，如圖6(B)所示，在一個(gè)三倍于基波的頻率單位中的三次諧波正弦波乘以k·γ，與調(diào)制正弦波有關(guān)的三次諧波正弦波的相位(以下稱為疊加相位)由β給出。
如圖6(E)中細(xì)線所示，用1和0表示電流流進(jìn)和流出中性點(diǎn)N的導(dǎo)通狀態(tài)的開關(guān)函數(shù)SNX可以按表達(dá)式13表示，然后展開成如表達(dá)式14所示的傅里葉級(jí)數(shù)。
-1n-1cos(nθ-(n-1)δ)}+2k ·γ3πcos(3(δ-β))+2k ·γπ]]>
(n;偶數(shù))…(14)其中，δ是圖6(A)所示的合成波為零時(shí)的相位，由此表達(dá)式15可以成立。
γsinδ+K·γsin｛3(δ-β)｝＝0…(15)因此，通過將表達(dá)式14和表示感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的相電流的表達(dá)式1代入表達(dá)式2，即可計(jì)算如圖6(F)所示位于中性點(diǎn)N處的一相電流iNx，其結(jié)果由表達(dá)式16給出。
-(n + 1) δ)}-1n-1{sin ((n+1)θ-φ-(n-1)δ )-sin (n-1) θ+φ]]>
-sin (n-1)θ +φ-(n+3) δ+ 3β )}-kn-3{sin ((n+1)θ-φ]]>-(n-3)δ-3β)-sin((n-1)θ+φ-(n-3)δ-3β)}](n；偶數(shù))…(16)中性點(diǎn)N處的一相電流iNx與其它相電流合成，在中性點(diǎn)N提供一合成電流iN，如表達(dá)式17所示，它包含3的奇數(shù)倍的各高次諧波分量。
iN(θ)=iNx(θ)+iNx[θ- (2π)/3 ]+iNx[θ- (4π)/3 ]
-1n-1sin((n+1)θ-φ (n-1)δ)+kn+3sin ((n+1)θ]]>-φ-(n+3) δ+ 3β)-kn -3sin ((n+1)θ-φ-(n-3) δ-3β)}]]>
+φ-(n-1)δ)+ (k)/(n+3) sin((n-1)θ+φ-(n+3)δ+3β)- (k)/(n-3) sin((n-1)θ+φ-(n-3)δ-3β)}](m-0,1,2,3…)(17)疊加率k和疊加相β由表達(dá)式17和15決定，其中，表達(dá)式15表示當(dāng)中性點(diǎn)N處電流iN的三次諧波分量(表達(dá)式17中以m＝0表示)為零(如圖6(G)所示)時(shí)的功率因數(shù)角φ，由此可得到如圖7所示表示K和β隨φ呈很大變化的結(jié)果。
以下將參照一個(gè)計(jì)算實(shí)例，描述使中性點(diǎn)N處電流(中性點(diǎn)N處電壓)的三次諧波分量為零時(shí)的功率因數(shù)角φ、疊加率K和疊加相β隨逆變器輸出頻率Finv變化的情形。
實(shí)際感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的額定功率為170KW，圖8表示其T型等效電路和常數(shù)。
圖8中，轉(zhuǎn)差頻率Fs設(shè)定為常數(shù)(供電方式時(shí)為3Hz，蓄電方式時(shí)為-3Hz)，在此條件下，功率因數(shù)角φ根據(jù)逆變器輸出頻率Finv決定，而且，使中性點(diǎn)N處電流(中性點(diǎn)N處電壓)的三次諧波分量為零的功率因數(shù)角φ、疊加率k和疊加相β由圖7決定。其結(jié)果如圖9所示。
如圖9所示，在供電和蓄電兩種方式中，功率因數(shù)角φ、疊加率K和疊加相β在逆變器輸出頻率(基波頻率)Finv＜5-10Hz時(shí)都呈很大的變化，而在Finv＞10-15Hz時(shí)實(shí)際上為常量。
因此，當(dāng)逆變器輸出頻率至少為Finv＞10-15Hz時(shí)，通過乘法單元643，將代表電壓控制單元7輸出的調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ與常量疊加率K相乘得到的K·γ以及常量疊加相β，送到圖1所示的三次諧波疊加裝置64的三次諧波發(fā)生器單元641。
通過這種方法，即可以簡(jiǎn)易的結(jié)構(gòu)有效地抑制中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)。
現(xiàn)在用圖10描述一例，當(dāng)疊加率K和疊加相β設(shè)定為常量時(shí)，根據(jù)逆變器輸出頻率Finv計(jì)算得到的中性點(diǎn)N電壓因三次諧波分量而產(chǎn)生的變化率。
計(jì)算中，設(shè)定調(diào)制度百分?jǐn)?shù)γ/逆變器輸出頻率Finv(如圖10所示)，使感應(yīng)電動(dòng)機(jī)4的電流Im(表示4個(gè)電動(dòng)機(jī)的有效值)在供電方式(轉(zhuǎn)差頻率Fs＝3Hz)時(shí)為常量800A，在蓄電方式(Fs＝-3Hz)時(shí)為常量880A，功率因數(shù)角φ根據(jù)圖8決定，中性點(diǎn)N電壓的三次諧波分量VN3(有效值)利用φ、常量疊加率K和疊加相β，由表達(dá)式17、15和11決定，中性點(diǎn)N電壓VN3的滿幅度相對(duì)于直流平均電壓(＝直流電源1/2的電壓Ed)的比例根據(jù)表達(dá)式18計(jì)算，由此得到中性點(diǎn)N電壓的變化率η。
直流電源1的電壓Ed為1500V，分壓電容器21和22的電容量C在表達(dá)式11中各為4800μF。
η =22VN 3Ed/2×100(%) …(18)]]>以下根據(jù)圖10進(jìn)行討論。
尤其在圖8中，當(dāng)采用供電方式的疊加率K為0.3，疊加相β為11°，以及采用蓄電方式的K為0.305，β為-12.3°時(shí)，對(duì)于逆變器輸出頻率Finv＞10-15Hz，無(wú)論采用供電方式和蓄電方式，中性點(diǎn)N處電壓的變化率(圖10中的η2)均可抑制在未采用抑制控制所得到的變化率(圖10中的η1)的約百分之二十五至百分之幾或更低。
對(duì)于Finv＜10-15Hz，抑制作用足夠大，但中性點(diǎn)N處電壓的變化率η2也非常大。
于是，當(dāng)根據(jù)圖9設(shè)定供電方式時(shí)的疊加率K為0.28，疊加相β為0.83°;蓄電方式時(shí)的K為0.33，β為-15°時(shí)，對(duì)于逆變器輸出頻率Finv＜10-15Hz，無(wú)論采用供電方式和蓄電方式，中性點(diǎn)N處電壓的變化率(圖10中的η3)均可小于圖10中的η2。
這樣，在本實(shí)施例中，不管逆變器輸出頻率怎么樣，只要使疊加率k和疊加相β保持恒定，即可利用簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)(無(wú)需在軟件、微處理機(jī)和類似設(shè)備方面增加很大的投資)有效地抑制中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)。
順便說說，在本實(shí)施例中，當(dāng)逆變器輸出頻率Finv＜10-15Hz時(shí)，中性點(diǎn)電壓將產(chǎn)生較大的波動(dòng)。然而，如果輸入圖1所示三次諧波疊加單元64的疊加率發(fā)生器單元644和疊加相發(fā)生器單元645的輸出以及逆變器輸出頻率Finv，以相應(yīng)按Finv適當(dāng)?shù)馗淖儻B加率k和疊加相β時(shí)，中性點(diǎn)N處電壓的變化率即可抑制到接近Finv＞10-15Hz時(shí)的程度。關(guān)于這一點(diǎn)將在以下詳細(xì)描述。
對(duì)于逆變器輸出頻率Finv為10-15Hz或更高時(shí)的情況，采取將前述預(yù)定的值用到疊加率k和疊加相β這樣簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)，即可有效地抑制中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)。
然而，在逆變器輸出頻率Finv為10-15Hz或更低的區(qū)域(以下稱為低頻區(qū))時(shí)，盡管中性點(diǎn)電壓的變化率減小，但仍然存在較高比率的電壓波動(dòng)。
于是，根據(jù)本實(shí)施例，在低頻區(qū)域，將把不同于逆變器輸出頻率Finv為10-15或更高Hz時(shí)的預(yù)定值(例如k＝0.28，β＝8.30)用作疊加率k和疊加相β。
采用這種結(jié)構(gòu)，可以在整個(gè)工作區(qū)域內(nèi)有效地抑制中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)，而無(wú)需在軟件方面增加投入。
以下將參照?qǐng)D1描述本發(fā)明的第二個(gè)實(shí)施例。
由于在前一個(gè)實(shí)施例中，疊加率k和疊加相β設(shè)定為恒定值，故中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)不能很好地根據(jù)逆變器的頻率得以抑制。在以下描述的實(shí)施例中，如圖9所示繪出并由圖1所示的疊加率發(fā)生器單元644或(和)疊加相發(fā)生器單元645提供按照逆變器頻率的疊加率k或(和)疊加相β，由此，通過接收虛線所示的逆變器輸出頻率Finv和供電蓄電決定電路(未圖示)的輸出，單元644或(和)645即可利用比實(shí)時(shí)操作更為簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)，有效地抑制中性點(diǎn)的電壓波動(dòng)，而無(wú)需增加軟件和微處理機(jī)方面的投入。
可以將下述結(jié)構(gòu)看作為本實(shí)施例。
(1)在整個(gè)工作區(qū)，將三次諧波疊加，使其與圖9所示的疊加率k和疊加相β圖形相符。
(2)在整個(gè)工作區(qū)，將三次諧波疊加，使其與圖9所示的疊加率k的圖形相符，而疊加相β設(shè)定為恒定值。
(3)在整個(gè)工作區(qū)，將三次諧波疊加，使其與圖9所示的疊加相β的圖形相符，而疊加率K設(shè)定為恒定值。
(4)在逆變器輸出頻率為10至15Hz或更高頻率的區(qū)域，疊加率K和疊加相β均給定為恒定值，而在較低頻率區(qū)域?qū)⑷沃C波疊加，使其與圖9所示的疊加率K和疊加相β的圖形相符。
(5)在逆變器輸出頻率為10至15Hz或更高頻率的區(qū)域，疊加率K和疊加相β均給定為恒定值，而在較低頻率區(qū)域?qū)⑷沃C波疊加，使其與圖9所示的疊加率K的圖形相符，而疊加相β設(shè)定為恒定值。
(6)在逆變器輸出頻率為10至15Hz或更高頻率的區(qū)域，疊加率K和疊加相β均給定為恒定值，而在較低頻率區(qū)域?qū)⑷沃C波疊加，使其與圖9所示的疊加相β的圖形相符，而疊加率K設(shè)定為恒定值。上述模式(1)具有能對(duì)中性點(diǎn)電壓波動(dòng)進(jìn)行抑制的效果，這種抑制對(duì)于所有頻率均為最佳。
上述模式(2)或(3)具有這樣一種效果，只要k和β之一設(shè)為恒定而稍微減小抑制作用，即可使結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化(而其圖形將與圖9所示的有些偏差)。
示的有些偏差)。
上述模式(4)具有這樣一種效果，即僅在容易隨逆變器輸出頻率產(chǎn)生較大波動(dòng)寬度的低頻區(qū)域才遵循圖9所示的圖形，除了結(jié)構(gòu)可以簡(jiǎn)化外，還可以起到有效的抑制作用。
上述模式(5)或(6)具有這樣一種效果，雖然抑制作用劣于模式(4)所得的，但結(jié)構(gòu)可以簡(jiǎn)化。
順便說，上述各實(shí)施例也提出了這樣一個(gè)問題，即中性點(diǎn)電壓隨逆變器頻率產(chǎn)生的波動(dòng)在低頻區(qū)域較大，它們是如此構(gòu)造的以可根據(jù)逆變器的頻率來(lái)改變疊加率K和疊加相β。但是，在下面將要描述的實(shí)施例中，在整個(gè)供電區(qū)域，或在超出一預(yù)定頻率的頻率區(qū)域內(nèi)通過僅僅將K和β設(shè)定為恒定值，即可比上述第一個(gè)實(shí)施例中所述的更為有效地抑制中性點(diǎn)電壓的波動(dòng)。以下將描述第三個(gè)實(shí)施例。
近年來(lái)，一種所謂雙極性調(diào)制方法的調(diào)制方案已被推薦用于三電平逆變器中。
例如，1988年4月出版的《PESC′88Record》第1255-1262頁(yè)發(fā)表了“一種新穎的解決三電平PWM(脈寬調(diào)制)波形發(fā)生和最優(yōu)化的方法”一文，建議用一種雙極性調(diào)制方法來(lái)產(chǎn)生交替通過零電壓的形似正負(fù)脈沖的電壓，以改善三電平逆變器的波形，此文還描述了雙極性調(diào)制方案可以移用到單極性調(diào)制方案(圖3)，后者僅產(chǎn)生具有與輸出電壓相同極性的脈沖形電壓。
以下將參照?qǐng)D11描述雙極性調(diào)制方案。
圖11(a)表示基波指令，當(dāng)其幅度大時(shí)，它可以與圖3所示單極性調(diào)制方案相同的精確度表示為逆變器輸出電壓。然而，當(dāng)電壓低時(shí)(例如當(dāng)在低頻區(qū)域控制感應(yīng)電動(dòng)機(jī)，使V/F為常數(shù)且在低頻區(qū)域進(jìn)行控制時(shí)，逆變器的輸出電壓也低)，對(duì)于開關(guān)元件的最小導(dǎo)通/截止時(shí)間所加的限制，可以防止在將小電壓表示為逆變器輸出電壓的過程中，產(chǎn)生精確拷貝基波指令的電壓。
這樣，通過產(chǎn)生如圖11(g)所示逆變器輸出相電壓的脈沖串(通過正負(fù)脈沖寬度相減表示小電壓)，非常精確地拷貝基波的輸出電壓波形，可以作為脈沖串的平均電壓值獲得。
以下將參照?qǐng)D1和圖11描述產(chǎn)生這種脈沖串的方法。
圖1中的基波發(fā)生器單元62將圖11(a)所示基波幅度指令的幅度A二等分，以提供兩個(gè)幅度指令apl＊和anl＊，它們分別偏離中心零一個(gè)對(duì)應(yīng)于幅度A的B(見圖11(b))。將負(fù)的幅度指令反相，這樣就提供了正的幅度指令ap＊和負(fù)的幅度指令an＊，它們依次地與載波比較，以產(chǎn)生正的脈沖圖形Sp和負(fù)的脈沖圖形Sn。
正的脈沖圖形Sp加到圖1中的上部開關(guān)元件G1和G2，負(fù)的脈沖圖形Sn加到下部開關(guān)元件G3和G4，以提供輸出相電壓(見圖11(g))。
對(duì)于高的逆變器輸出電壓區(qū)域(該區(qū)域通常為高頻)，由于損耗增加，雙極性調(diào)制方案并非為最佳。因此，它一般用于低頻區(qū)域。
在該方案中，利用圖11(c)和(d)所示的正負(fù)兩種調(diào)制波產(chǎn)生基波。通過利用這些調(diào)制波，上半部支路和下半部支路即可交替導(dǎo)通，由此可保證中性點(diǎn)的電流被相互抵消，而中性點(diǎn)的電壓波動(dòng)幾乎可消除。
在本實(shí)施例中，這種調(diào)制方案用于低頻區(qū)域，在高頻區(qū)域，疊加率K和疊加相β均采用恒定值。
這種結(jié)構(gòu)具有能在整個(gè)區(qū)域有效防止中性點(diǎn)電壓波動(dòng)的效果。
當(dāng)采用這種調(diào)制方案的頻率區(qū)域決定屬于起動(dòng)范圍(約0至5Hz)，在5-10直至15Hz區(qū)域內(nèi)，中性點(diǎn)電壓波動(dòng)將增大。
因此，可以在相對(duì)最有效的頻率區(qū)域內(nèi)將疊加率K和疊加相β設(shè)定為恒定值，或按頻率而改變。
由于這種調(diào)制方案采用正負(fù)兩種調(diào)制波，任何疊加的三次諧波于是，即使在采用這種調(diào)制方案的區(qū)域，也可以設(shè)計(jì)成使疊加率k和疊加相β采用恒定值。
這樣就能獲得利用簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)即可有效抑制中性點(diǎn)電壓波動(dòng)的效果。
圖12表示本發(fā)明的第四個(gè)實(shí)施例。
第四個(gè)實(shí)施例不同于前述第一和第二個(gè)實(shí)施例，在第四個(gè)實(shí)施例中，功率因數(shù)運(yùn)算單元14根據(jù)逆變器輸出頻率Finv計(jì)算功率因數(shù)角φ和轉(zhuǎn)差頻率Fs，如圖12所示，三次諧波疊加單元64的疊加率發(fā)生器單元646和疊加相發(fā)生器單元647響應(yīng)于功率因素角φ，按圖7控制疊加率k和疊加相β。
結(jié)果，與第一和第二個(gè)實(shí)施例相比，在本實(shí)施例中，疊加率K和疊加相β可以根據(jù)因運(yùn)行條件，例如轉(zhuǎn)差頻率Fs變化(圖9中特性曲線的變化)而產(chǎn)生的功率因數(shù)角φ的變化得到適當(dāng)?shù)目刂?。因此，采用?jiǎn)單的結(jié)構(gòu)即可改善抑制因三次諧波分量而產(chǎn)生的中性點(diǎn)N電壓波動(dòng)的效果。
根據(jù)本發(fā)明，在中性點(diǎn)電壓所含高次諧波中，將具有最大幅度的三次諧波作為被抑制的對(duì)象，疊加在基波指令上用作抑制的疊加率和疊加相被設(shè)定為恒定值，這樣，只需用簡(jiǎn)單的軟件即可有效、方便地抑制中性點(diǎn)的電壓波動(dòng)，而無(wú)需在微處理機(jī)方面增加投入。
權(quán)利要求
1.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器；由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換為交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器；以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置；所述調(diào)制波發(fā)生器裝置具有將其三次諧波分量加到所述基波上的裝置，所述三次諧波分量利用不隨所述基波頻率變化的值得到。
2.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置具有在所述基波的預(yù)定頻率區(qū)域，將其三次諧波分量加到所述基波上的裝置，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有一恒定的相位。
3.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置具有將其三次諧波分量加到所述基波上的裝置，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)恒定的幅度比以及具有與所述基波相關(guān)隨其頻率變化的相位。
4.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置具有將其三次諧波分量加到所述基波上的裝置，所述三次諧波分量與所述隨其頻率變化的基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有與所述基波有關(guān)的一恒定的相位。
5.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置是一種用以在所述基波的第一頻率區(qū)域施加其三次諧波分量，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有隨所述基波頻率變化的相位，以及用以在所述基波的第二頻率區(qū)域施加其三次諧波分量，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有一恒定相位的裝置。
6.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置是一種用以在所述調(diào)制區(qū)以外的區(qū)域施加所述調(diào)制波的三次諧波分量，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有一恒定相位的裝置。
7.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;其調(diào)制區(qū)域通過將正負(fù)脈沖交替輸送到所述電力變換器，以表示所述基波半個(gè)周期的輸出相電壓的調(diào)制裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置是一種用以在包括所述調(diào)制區(qū)在內(nèi)的區(qū)域內(nèi)施加三次諧波分量，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有一恒定相位的裝置。
8.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置是一種用以根據(jù)所述基波產(chǎn)生一個(gè)其頻率三倍于所述基波頻率的單位正弦波，以及將三次諧波分量加到所述基波上，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有隨所述基波頻率變化的相位的裝置。
9.一種電力變換器控制裝置，其特征在于包括串聯(lián)連接以分割直流電壓的多個(gè)電容器;由所述電容器提供直流電，用以將直流電轉(zhuǎn)換成交流相電壓，每相具有三或多級(jí)電位的電力變換器;以及用以產(chǎn)生由所述電力變換器輸出的交流電的基波指令的調(diào)制波發(fā)生器裝置;所述調(diào)制波發(fā)生器裝置是一種用以根據(jù)所述基波產(chǎn)生一個(gè)其頻率三倍于所述基波頻率的單位正弦波，以及將三次諧波分量加到所述基波上，所述三次諧波分量與所述基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有一隨功率因數(shù)角變化的相位的裝置。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種電力逆變器的控制裝置，并設(shè)計(jì)提供一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、能有效抑制中性點(diǎn)電壓波動(dòng)的控制裝置。在中性點(diǎn)電壓中，只有波動(dòng)較大的三次諧波分量得到抑制，而用以抑制的三次諧波分量與基波振幅具有一個(gè)幅度比以及具有一個(gè)設(shè)定為常數(shù)、與逆變器頻率無(wú)關(guān)的相位，且該三次諧波分量被加到基波指令上。
文檔編號(hào)H02M7/48GK1075385SQ9310114
公開日1993年8月18日 申請(qǐng)日期1993年1月18日 優(yōu)先權(quán)日1992年2月12日
發(fā)明者棚町德之助, 仲田清, 中村清 申請(qǐng)人:株式會(huì)社日立制作所