專利名稱：具有電流型逆變器的電力變換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電力變換器，尤其涉及含有電流型逆變器的電力變換器，它適用于當增加種種新功能于電力變換系統(tǒng)時、防止電流型逆變器輸出中的高次諧波分量作用于負載。
JP-A-62-163579最近提出了一種PWM(脈寬調(diào)制)電流型逆變器，其優(yōu)點在于，其控制電路在結構上簡單，利用它驅(qū)動的電動機噪聲可以減少。日本電氣工程師學會1987年會議發(fā)表的文章中(No15)報道了這種PWM電流型逆變器應用于要求高可靠性和高寧靜的電梯控制之中的情況。
這種類型的電力變換器包含一變換器單元、和一逆變器單元、在兩者之間插入一直流電抗器。變換器單元由包含單片微機的控制單元進行PWM電流控制，而逆變器單元也由包含微機的控制單元通過PWM控制進行頻率控制。變換器單元的微機接收來自電源的零交叉信號(過零信號)，用該信號實現(xiàn)同步。與電源同步的方法參見日本專利JP-A-62-171470、JP-A-62-290359、JP-A-63-7165和JP-A-63-7166中。
然而傳統(tǒng)方法的缺點在于如果電源同步達不到高精度、則變換器單元的直流輸出電流有6或12倍電源頻率的脈動(ripple)，如果直流電抗器的電感很小，則脈動就會通過逆變器單元加到構成負載的感應電動機上，從而在電動機中產(chǎn)生扭矩脈動。扭矩脈動是一種旋轉脈動、在機械系統(tǒng)中會產(chǎn)生振動或噪聲，且會損壞連接件或類似部件。用這種電動機驅(qū)動的電梯也會使乘在里面的乘客感到不舒服。在傳統(tǒng)的方法中這個問題是通過加大直流電抗器的電感來解決的。但是，當整個系統(tǒng)在容積上增大時，直流電抗器的體積和費用不可避免地要增加。因此在大容量的系統(tǒng)中，有必要減少直流電抗器的體積和成本。
日本電氣工程師學會1988年年會第1483號文中提出了有關這一點的改進技術。這一技術是在控制電流型逆變器系統(tǒng)中按照直流電源脈動變換逆變器的脈沖分布。然而逆變器的輸出電流不一定是正弦形式，而是其中包含了許多高次諧波分量。因此，這種扭矩脈動不能有效地減少。
另一方面，JP-A-62-163577中提出了一種使電流型逆變器系統(tǒng)的輸出正弦特性與有效地利用輸出電流相配的系統(tǒng)，其中，一預定的時間間隔，在每次采樣中，與三相正弦波的瞬時值成比例地劃分。這種已有技術方法必須解決有選擇地除去包含在輸出電流中的哪些高次諧波的問題，以及為了這一目的，怎樣計算PWM脈沖的寬度的問題。
如上所述，傳統(tǒng)的方法在全力考慮其逆變器的控制時沒有充分注意到減小直流電抗器的電感或電流型逆變器系統(tǒng)輸出的高次諧波分量。因此要減小直流電抗器的尺寸、從而降低成本或高次諧波輸出分量是很困難的。
因此，本發(fā)明的目的之一是提供一種包含電流型逆變器的電力變換器，它可以減少直流電抗器的尺寸。
本發(fā)明的另一目的是提供一種包含電流型逆變器的電力變換器，它適合于提供給負載以一其高次諧波分量降低了的電流。
本發(fā)明的再一目的是提供一種包含電流型逆變器的電力變換器，它適合于給負載提供一個從其所有高次諧波分量中降低特定高次諧波分量的電流。
按照本發(fā)明提供的電力變換器包含一逆變器單元的PWM控制系統(tǒng)，該控制系統(tǒng)包含根據(jù)種種指令控制PWM控制的調(diào)制率的裝置。
在逆變器單元的PWM控制系統(tǒng)的PWM控制中引入的調(diào)制率的控制，允許逆變器單元的輸出電流精確地按照預定的指令進行控制，結果疊加在加到逆變器上的直流電流上的脈動以及輸出電流的高次諧波分量的影響傳輸?shù)阶鳛樨撦d的感應電動機上時大為減弱，使感應電動機或負載精確地受指令的控制。


圖1是按照本發(fā)明的一實施例的電流型逆變器的基本電路結構的方框圖。
圖2是按照本發(fā)明的一實施例的事件計算過程的流程圖。
圖3是加到圖1實施例的逆變器單元的每個晶體管上的脈沖圖形的、作為舉例說明的時間關系圖。
圖4是解釋圖2流程圖中的步驟F1400的工作的示意圖。
圖5是按本發(fā)明一實施例、在微機10中進行的脈沖圖形的事件設置過程的流程圖。
圖6是按本發(fā)明的第二實施例的電流型逆變器的基本電路結構的方框圖。
圖7是圖6實施例中事件計算過程的流程圖。
圖8A和圖8B是在圖6實施例中進行的直流電流的脈動分量和糾正調(diào)制率數(shù)據(jù)之間的關系圖。
圖9是按本發(fā)明的第三實施例的電流型逆變器的基本電路結構的方框圖。
圖10是圖9實施例中事件計算過程的流程圖。
圖11是本發(fā)明第四實施例的電流型逆變器的基本電路結構的方框圖。
圖12是圖11實施例中的事件計算過程的流程圖。
圖13是用于圖1實施例中的調(diào)制率指令圖。
圖14是對圖11中第四實施例有所改變的結構方框圖。
圖15是本發(fā)明的第五實施例、用于驅(qū)動電梯的電流型逆變器的基本電路結構的方框圖。
圖16是本發(fā)明第六實施例的電流型逆變器的結構方框圖。
圖17是圖16中的實施例中的事件計算過程流程圖。
在圖1的本發(fā)明第一實施例中，編號1系一三相交流(AC)電源，2是過壓控制電容器，3是電流型變換器單元，編號31到36是作為開關元件的晶體管，4是直流電抗器，5是電流型逆變器單元，編號51到56是其作為開關元件的晶體管，6是過壓控制電容器，7是感應電動機，它作為負載的例子，8是直流電流檢測器，9是將初級電流指令ⅰ＊1與反饋值ⅰ作比較的比較器，編號10、11是構成控制部分核心的單片微機，它將脈沖圖形(控制信號)加給晶體管31到36和51到56(單片機10和11由相同的硬件構成，因此下面只對單片微機10進行解釋)。附帶說一下，變換器單元3的微機11完成這樣一些處理過程(1)電源同步，(2)發(fā)送與電源頻率相一致的頻率指令，(3)根據(jù)電流誤差提供相位指令。同樣、電流也是由PWM控制進行控制的。
單片微機10是用于通過PWM控制逆變器單元5的頻率的，它包含一輸入口101;一內(nèi)部總線102;一只讀存儲器(ROM)103，用于儲存程序和脈沖寬度數(shù)據(jù)表等;一隨機存取存儲器(RAM)104，用于暫存或作為寄存器;一算術邏輯單元(ALU)105，執(zhí)行計算等;一事件設定寄存器107(所謂“事件”是指表明輸出信號是高電平還是低電平)，以便將包含預定脈沖圖形的控制信號加到輸出口106;一時間設定寄存器108，用于設置某一事件開啟的時刻;一保持寄存器109，它與設定寄存器107、108相連，并保持它們的內(nèi)容;一相聯(lián)存儲器110，設定在保持寄存器(aholdingregister)109中的幾組數(shù)據(jù)順序地以循環(huán)形式儲存在其中;一定時器(atimer)111，它產(chǎn)生一實時數(shù)據(jù);一比較器112，用于將定時器111的時間與相聯(lián)存儲器110中的設定時間數(shù)據(jù)相比較，且當它們相互一致時從那兒產(chǎn)生一輸出;和一執(zhí)行控制器113，它連到輸出口106且通過比較器112觸發(fā)而控制設定事件。
編號12是初級電流指令?。?端，該電流指令加到變換器控制系統(tǒng)。編號13、14是頻率指令ω＊1和相位指令θ＊端，該兩指令加到逆變器控制系統(tǒng)。編號15是提供電源同步信號的信號線。初級電流指令信號?。?通過延遲元件16加到比較器17，延遲元件產(chǎn)生一與電流控制系統(tǒng)中的響應延遲相應的延遲，也就是說，在這樣的反饋控制環(huán)中初級電流指令信號?。?和由檢測器8所檢測的直流電流相比較，且兩者間的誤差在△ⅰ1由比較器9檢測，最后使該誤差減小為零。直流電流檢測器8檢測出的直流電流ⅰ1，另一方面也被加到比較器17。該比較器17產(chǎn)生的電流脈動分量△ⅰ＊1被加到單片微機10，用來控制逆變器單元5。
現(xiàn)在，假定在本發(fā)明第一實施例的輸出口106上發(fā)生一個事件，下面參照圖2說明在單片微機中，事件計算過程程度F1000確定加到組成逆變器單元5的開關元件的晶體管51到56(S51到S56)上的脈沖圖形的流程。
(1)首先步驟F1100從輸入口101讀入脈動分量△ⅰ＊，以便在控制頻率指令ω＊1、相位指令θ＊和調(diào)制率中提供一調(diào)節(jié)項。頻率指令ω＊1和相位指令θ＊在單片微機10中計算的情況下，輸入口僅可讀出脈動分量而不能讀出其它量。
(2)步驟F1200在每個規(guī)定的時間間隔△t1上對頻率指令ω＊1(HZ)積分，且相位指令θ＊加到該積分上以便確定總相位θT。
(3)步驟F1300為現(xiàn)行總相角θT確定產(chǎn)生脈沖圖形六個模式中的一個，360°電角度中每60°一個脈沖圖形模式。也就是說，按照這個總相角確定輸出事件，總相角θT和六個模式間的關系與本發(fā)明的實質(zhì)沒有直接聯(lián)系，這兒不詳細敘述，可參見例如JP-A-62-163577中的描述。
(4)最后，步驟F1400確定時間TA和TA+TB，在這時間上，脈沖的二進制電平“0”或“1”分別在中斷間隔△t1期間被改變，(如圖3所示，TA是S53的導通期間，T13是S51的導通期間，而△t1-(TA+TB)是S52的導通期間，此時0≤θT≤60°)，這種改變是參照基于總相位θT的數(shù)據(jù)表進行的。而且，根據(jù)從所取入的電流脈動△?。突鶞收{(diào)制率γ所確定的調(diào)制率(γ-△?。?-該基準調(diào)制率γ用來確定在微機中由逆變器單元5改變的變換器單元3的輸出的程度-，對上面的時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB用下面所述的方式進行糾正TA′←(γ-△ⅰ)·TA(1)(TA′+TB′)←(γ-△?。?(TA+TB) (2)如果脈動分量△ⅰ＊為零，這種糾正是通過按照基準調(diào)制率數(shù)據(jù)γ分別把所找的時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB重寫成γ·TA和γ·(TA+TB)來進行的。當脈動分量△?。獮檎龝r，就是說由直流電流檢測器8所檢測到的直流電流ⅰ1稍大于電流指令?。?時，則把脈動分量△ⅰ＊，即調(diào)整項考慮進去的調(diào)制率指令是(γ-△?。?，它比基準值γ小△?。?。當脈動分量是負的時候，則調(diào)制率指令是(γ-(-△?。?)，它比基準值γ大△?。?。如果所找的時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB由此值修正的話，那未糾正后的時間數(shù)據(jù)TA′和TA′+TB′其時間寬度比時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB短一個等于脈動分量△ⅰ＊的值。以上所述基準調(diào)制率γ可根據(jù)脈動分量向正的或負的方向糾正，它被置于小于1的值如0.9或0.95。這對下面所描述的其它實施例也是一樣。
圖3是分別加于開關元件51到56的脈沖圖形S51到S56的一個例子，它們對應于晶體管的一個開關周期△t1，也就是加于逆變器單元5的晶體管51到56的通斷脈沖圖形部分。在圖3中，實線表示無脈動，虛線表示有脈動存在。
在用于晶體管S52的脈沖寬度中，用相應于△?。闹底骷m正脈寬數(shù)據(jù)，為晶體管S52提供一短路相位由此使短路電流增加或減少。換句話說，當△?。獮檎龝r，其脈動分量不會作為逆變器單元5的輸出而產(chǎn)生，而是流過短路相位臂的晶體管S52。當△ⅰ＊為負時，TA+TB＜TA′+TB′，因此加到晶體管S52的脈寬變窄，所以晶體管S52中的短路電流相應減少(減少該脈動量)，從而增加逆變器單元5的輸出。結果即使輸入到逆變器單元5的直流電流比電流指令?。?大或小一個脈動分量△?。?，逆變器5的輸出電流仍被控制得與電流指令ⅰ＊1相一致，且產(chǎn)生一正弦波形的輸出電流。
步驟F1400確定基準調(diào)制率γ和圍繞該調(diào)制率γ控制逆變器單元5的調(diào)制率的理由是因為所檢測的脈動分量△?。姓拓摰膬煞N特性，因此和以前所述不同，有可能要求調(diào)制率向上糾正。例如，假定基準調(diào)制率γ是0.95，則逆變器單元5的電流利用率平均降5%。
為確定脈動分量△?。难舆t元件16針對電流指令?。?插入，這樣做的原因在于簡單地比較電流指令?。?和所檢測的電流ⅰ1，在電流指令?。?突然變化時會導致所檢測的脈動分量與暫態(tài)誤差相混，結果使變換器單元3的控制系統(tǒng)干擾逆變器單元5的控制系統(tǒng)。本發(fā)明實施例的延遲元件是基于對電流控制系統(tǒng)的操作延遲而加以模擬的。如果限制調(diào)制率的調(diào)節(jié)項(γ-△ⅰ＊)(針對電流脈動分量△?。?的裝置連到比較器17或包含在圖2的步驟F1400中以便微機10進行軟件處理，則以上所述干擾現(xiàn)象就能防止。
在處理前面所述步驟F1400中，為了根據(jù)總相角θT確定脈沖寬度TA和TB，需檢索一個表。具體地說是查一張表明如圖4所示的電角度0°到60°范圍內(nèi)，每個預定的電角度或相角θT上一對正弦曲線的數(shù)值的查找表。短路相位(shortcircuiting phase)的脈沖寬度按如上所述由(△t1-TA-TB)來確定，因此不需要特定的表。在上面所提到的日本專利JP-A-62-163577中，詳細地描述了一種按正弦波峰值分布來計算脈沖寬度的方法。
上述過程確定兩個數(shù)據(jù)項，包括設置在事件設定寄存器107和時間設定寄存器108中的事件和事件變化的時間這些數(shù)據(jù)項要求設置在相聯(lián)存儲器108中供輸出口控制之用以便通過輸出口106控制逆變器單元5的晶體管51至56。
設置這些數(shù)據(jù)項的步驟F2000的流程示于圖5中，下面將參照圖5進行說明。F2000這一過程是在微機10中完成的。
(1)首先，步驟F2100確定事件和時間是否已按要求在逆變器單元5中的六個晶體管中全部設定，如果回答是“Yes”，過程結束。
(2)如果步驟F2100的判定是“No”同由步驟2200在事件設定寄存器107中設置一個相應的事件，接著由步驟F2300在時間設定寄存器108中設置事件變化的時間，從而完成過程。
上述事件設置過程F2000和時間計算過程F1000，可在每個開關間隔時間△t1中對組成逆變器單元5的開關元件的晶體管51到56分別激勵。也就是說，每個時間提供一個開關頻率的倒數(shù)。換句話說，只要對每個時間△t1進行事件計算和事件設定，則從微機10的輸出口106總是產(chǎn)生最后的脈沖圖形以控制逆變器單元5。
按照本發(fā)明第一實施例，對于逆變器單元調(diào)制率控制是按照補償(offset)加于逆變器單元的直流脈動分量的方式進行的，因此直流電抗器可大為減小，即使有脈動分量時，插入變換器單元和逆變器單元之間的直流電抗器的電感也可以很小。
在逆變器單元5的輸出電流中不存在脈動分量，可以確保電動機7的平滑運轉，減少了機械系統(tǒng)中的噪聲和振動，大大改進由電動機7驅(qū)動的電梯的乘用質(zhì)量。
允許在變換器單元3的輸出電流中包含脈動分量，就不需在變換器單元3的微機11中進行使脈動分量減至最小的處理過程，因此，微機11不需另加復雜裝置。
圖6為本發(fā)明的第二實施例，在這實施例中，對從電源1取用三相交流電的變換器單元3的整流脈動(rectificationripple)進行了估計，并通過控制逆變器單元5這邊的調(diào)制率而除去這種脈動分量。本實施例不同于圖1的第一實施例之處在于在本實施例中，檢測脈動起點的電源同步信號15被加到控制逆變器單元5的微機中。在圖6中，凡是與圖1中相同的元件部分均用與圖1相同的編號表示。
本發(fā)明的這一第二實施例的工作情況，將參照圖7中代表事件計算過程的步驟F1000和圖8中的電流波形來描述。事件計算過程F1000是在微機10中執(zhí)行的。
(1)和在第一實施例參照圖2所作的解釋的一樣，步驟F1100到F1300先讀入頻率指令ω＊1、相位指令θ＊和電源同步信號15、計算總相角θT，從而確定送給六個晶體管的脈沖圖形(事件)。
(2)然后，步驟F1500根據(jù)電源同步信號15的輸入的時間的推移來查找調(diào)制率數(shù)據(jù)γ′。
通常，變換器單元3的直流輸出Id，由于其上疊加了脈動分量，因此有如圖8A所示波形。上述糾正調(diào)制率數(shù)據(jù)γ′起補償(offset)直流電流Id的脈動的作用作為例子，其圖形如圖8B中所示，或者用平均的說法，這種數(shù)據(jù)在基準調(diào)制率數(shù)據(jù)γ的上面和下面垂直地交替變化。如果圖8B所示數(shù)據(jù)制成一個表，而且按從信號口15的同步信號的輸入時間(A)的時間推移來查閱這個表，那末就可能獲得糾正用的調(diào)制率γ′。
(3)然后參看圖4，步驟F1600根據(jù)步驟F1200計算的總相角θT在脈沖圖形變化前從圖4確定所需的時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB。進而，在步驟F1500確定的糾正調(diào)制率γ′用這些時間數(shù)據(jù)與其相乘，由此計算出糾正的時間數(shù)據(jù)TA′和TA′+TB′(TA′＝TA·γ′，TA′+1TB′＝TA·γ′+TB·γ′)。這些值用于作為脈沖圖形設定數(shù)據(jù)。
按照上面描述的第二實施例，通過簡單地讀入電源同步信號來控制逆變器單元就能抵消直流電流的脈動，所以，和第一實施例一樣，直流電抗器在尺寸上可以大大減小，比較器電路及其類似電路可從控制單元中除去，從而使線路結構簡化。
在本實施中，也和第一實施例一樣，通過把脈動電流分量△?。咏o微機10，可以對該分量進行處理。
圖9是本發(fā)明的第三實施例，其中控制逆變器5的微機10應用ω＊1、θ＊，電流指令?。?和直流電流檢測器8所檢測的直流電流ⅰ1。
在圖9實施例中，凡是與圖1中相同或相應的元部件，均分別用與圖1相同的編號表示。
在第三實施例中，微機10中事件計算過程的步驟F1000，是按照圖10中的流程執(zhí)行的。
(1)首先，步驟F1100讀入頻率指令ω＊1、相位指令θ＊，同時也讀入直流電流ⅰ1和電流指令ⅰ＊1。
(2)然后，步驟F1700給在步驟F1100中讀入的電流指令?。?補償一個相應于電流控制系統(tǒng)的延遲，以便計算出補償值Ⅰ＊1。進而步驟F1800從直流電流ⅰ1中減去該補償值Ⅰ＊1，以得出電流誤差△?。@就是調(diào)制率的調(diào)整項。
(3)如上述圖2的情形一樣，步驟F1200確定總相角θT，而步驟F1300按照總相角θT確定加給六個晶體管的脈沖圖形(事件)。
(4)最后，步驟F1400，確定在脈沖圖形按照步驟F1200計算的總相角θT改變之前，確定圖4中的時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB。進而取用步驟F1800確定的調(diào)整項△?。?，對上述時間數(shù)據(jù)，也就是脈沖寬度數(shù)據(jù)進行糾正和計算，準備好用于事件設定的脈沖圖形。
按照上述第三實施例，和第一和第二實施一樣，不但直流電抗器可減小尺寸，而且也不需要外部比較器電路或延遲元件，控制部分的尺寸也減小了。
圖11是本發(fā)明第四實施例，按照本實施例，它使包含在逆變器輸出中高次諧波分量達到最小，逆變器單元5的控制微機10應用頻率指令ω＊1、相位指令θ＊和來自端18的逆變器輸出電流的調(diào)制指令γ＊。在該結構中，微機10中的事件計算過程按照圖12中的流程執(zhí)行。
圖11中，凡是與圖1中相同或相應的元部件都分別用與圖1中同樣的編號表示。在圖12的流程圖中，(1)首先，步驟F1100到F1300讀入頻率指令ω＊1，相位指令θ＊和調(diào)制率指令γ＊，同時和上述其它實施例一樣，先確定總相位θT，然后按照總相位θT確定加給六個晶體管的脈沖圖形(事件)。
(2)然后，與其它實施例一樣，通過查表確定脈沖圖形變化前所需時間TA和TA+TB。進而按照在步驟F1100取入的調(diào)制率指令γ＊，將時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB糾正到γ＊·TA和γ＊·(TA+TB)，由此為逆變器單元5的晶體管51到55準備好脈沖圖形。
本發(fā)明第四實施例的一個主要特點是確定加給微機10的調(diào)制率指令值γ＊的方式。
用各種高次諧波進行試驗的實例示于圖13。其中橫坐標表示調(diào)制率指令γ＊的值，縱坐標表示包含在本發(fā)明第四實施例結構中的逆變器單元5的輸出中的高次諧波的幅值。
由試驗結果可見如果主要著重除掉逆變器單元5輸出中的第五次高次諧波的活，則加給以提供逆變器控制的微機10的調(diào)制率指令γ＊應設在圖13中的C點處。同樣，在需要從逆變器單元5的輸出中除掉與上述不同的某一特定高次諧波分量的情況下，則調(diào)制率指令應設置得使與其特性相對應的高次諧波的幅值為最小。同樣，如果要從整體上減少逆變器單元5輸出的高次諧波的總體值，則調(diào)制率指令γ＊應設置在圖13中B點附近，在那兒高次諧波分量整個都減少。在設置調(diào)制率指令中，在需除掉特定高次諧波分量的固定控制情況下，所給定的調(diào)制率指令可存儲在ROM103中。如果要除掉的高次諧波隨情況或條件而變化，則指令可從圖11所示端18的接口加入。在這種情況下，值γ＊(ω＊1、θ＊、和?。?指令也一樣)，可由主微機來確定(圖中未畫出)。
如上所述，按照本發(fā)明第四實施例，調(diào)制率設置在B點或C點。且逆變器單元5的調(diào)制率按照圖12中的程序受控制，以便從逆變器單元5的輸出中除掉特定高次諧波或減少整個高次諧波分量。
然而，在上述第四實施例中，調(diào)制率設置在比通常A點為低的點處，在該A點處如上所述基準率為1，以允許逆變器工作在最大輸出，由此引起這樣的問題即有瞬間小電流加到電機或組成負載7的其它器件。這一問題可通過由一主環(huán)控制電路(未畫出)構成的快速反饋控制的運行而得到部分解決。為了更徹底解決這一問，是可引入一種協(xié)同控制，即調(diào)制率指令γ＊送到變換器單元3的控制微機11，使逆變器這邊的電流的減少通過變換器這邊的增加來補償。
圖14是具有上述功能的、對本發(fā)明第四實施例的結構進行了一些改變后的結構的方框圖。
在這實例中，調(diào)制率指令γ＊也加到變換器單元的控制微機11，根據(jù)這一調(diào)制率指令γ＊，微機11以這樣的方式控制逆變器單元5，即逆變器這邊的電流下降由變換器這邊的預先上升來補償。
在參照圖11和14闡述的第四實施例及其修改結構中，調(diào)制率指令γ＊從其外面加到逆變器控制微機10。然而這調(diào)制率指令γ＊也可事先設置在微機10的ROM103的程序中，這具有相等的效果。
按照圖11和14的第四實施例，和本發(fā)明第一實施例一樣，脈動分量△?。部杉拥轿C10用來補償脈動分量。
圖15是本發(fā)明第五實施例結構框圖，它應用了圖1中的第一實施例。
本發(fā)明的第五實施例采用這種結構，即在圖1所述第一實施例中構成負載7的電動機，通過鋼索63和滑輪62來驅(qū)動電梯廂60和平衡塊61。在該系統(tǒng)的結構中所采用的直流電抗器的電感小于6毫亨。
通常，一電梯系統(tǒng)包含包括電力變換器的一控制板，電力變換器包含一變換器單元3、一直流電抗器4、一逆變器單元5和控制微機10、11。該控制板與絞盤電動機或構成電力變換器負載7的其他類似裝置一起安裝在建筑物的頂層上的機械室內(nèi)。該機械室空間要小，以便充分利用室內(nèi)空間。
安裝在控制板中的各單元中，已有技術的直流電抗器重幾百公斤、電感約10毫亨。這種電抗器又重又笨占據(jù)了機械室的很大容積，對電梯系統(tǒng)一直是個不小的問題。
本發(fā)明圖15的第五實施例是圖1第一實施例的具體應用，它用來驅(qū)動電梯系統(tǒng)的絞盤電動機，其中，適當?shù)乜刂颇孀兤鲉卧?，使其輸出達到最佳控制，而不會受到加于該逆變單元3上的、疊加在直流上的脈動電流的影響。結果證實，按本實施例，直流電抗器的電感量低于6毫亨，比已有技術顯著降低。
直流電抗器4減少到6毫亨以下，則其重量只有傳統(tǒng)的約10毫亨的直流電抗器的一半(如圖1所示)。直流電抗器尺寸減小所帶來的好處是(1)減小了機械室的空間;(2)便于搬進機械室;(3)使機械室樓層強度減小;(4)節(jié)省了直流電抗器4中的電力損耗;和(5)減小了克服過電壓的處理電路的尺寸。
在圖16所示的本發(fā)明的第六實施例中，變換器單元3的控制微機11和逆變器單元5的控制微機10，除了加有逆變器單元5的調(diào)制率指令γ＊外，還加有從端29輸入的電力需求指令p＊(a power demand instr uction p＊)。在本實施例應用于電梯控制或需要多種逆變器輸出的情況下，當電力需求指令p＊為“1”時表示滿載向上驅(qū)動或無載向下驅(qū)動(重載條件下)，電力需求指令p＊為“0”時表示其它情況(輕載條件下)。調(diào)制率指令γ＊如上所述是控制逆變器調(diào)制率以使逆變器輸出的高次諧波分量最小。順便說一下，電力需求指令p＊，和指令ω＊1和θ＊一樣，可從微機10、11的主機(未畫出)自動地供給。此外，脈動分量在低的輸出范圍內(nèi)其值較大，在高輸出范圍內(nèi)其值較小。因此在滿載向上運行的高輸出范圍內(nèi)，可靠地提供電力給電動機，確保電梯以規(guī)定的速度向上運行比消除高次諧波更重要。
下面結合圖17來說明能滿足上述要求的第六實施例的事件計算過程步驟F1000的運行。
(1)首先，步驟F1100至F1300讀取頻率指令ω＊1、相位指令θ＊、電力需求指令p＊和調(diào)制率指令γ＊，以如上述其它實施例相同方法確定總相角θT，然后根據(jù)總相角θT的值確定加到六個晶體管的脈沖圖形(事件)(2)和其他實施例一樣，步驟F1400通過查表在脈沖圖形改變之前確定所需時間TA和TA+TB。這樣所確定的時間數(shù)據(jù)有這樣一個值，它使逆變器控制系統(tǒng)調(diào)制率1，即逆變器的輸出峰值功率最容易恢復(獲得)。
(3)步驟F3000根據(jù)電力需求指令p＊的值，決定當前是否要產(chǎn)生滿功率。
(4)如果步驟F3000的判定為“Yes”，程序進行到步驟F3200，在那兒不考慮所加的調(diào)制率指令，而且把重點放在功率輸出上，如上所述提供脈沖寬度數(shù)據(jù)的時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB將不被糾正。因為逆變器單元5的控制微機10不是專門相對于調(diào)制率被控制的，所以當變換器3了解到電力需求指令p＊的要求時它的控制微機11就不承受協(xié)同控制任務。
(5)如果步驟F3000的判定為“No”，就是說當不需要滿功率輸出時，為了確保把控制重點放在脈動補償上，程序進行到步驟F3100，在這兒，時間數(shù)據(jù)TA和TA+TB通過查表按照調(diào)制率指令γ＊糾正θ并計算糾正數(shù)據(jù)γ＊·TA和γ＊·(TA+TB)。
在上述第六實施例中，如果負載要求滿功率，則調(diào)制率指令可不加以考慮，而優(yōu)先進行功率控制。當不需要滿功率輸出時，則轉而考慮調(diào)制率指令，主要著重于控制功能指數(shù)，通過電力需求指令p＊，變換器單元3的控制微機11了解到逆變器一側的增益下降，由此糾正變換器單元3的調(diào)制率。
按照本發(fā)明第六實施例，當電力變換器的容量受到限制時，如上所述，預定的功能指數(shù)可用于控制事件。
本發(fā)明第六實施例雖然是結合二進制形式的電力需求指令p＊進行解釋的，但這個指令可分成多級，調(diào)制率指令γ＊可以依次包含“80%適度控制”、“60%適度控制”等等。
在上述每個實施例中，變換器單元3和逆變器單元5的晶體管31到36和51到56都可用門開關晶閘管GTO(agateturn-offthyristorGTO)、場效應晶體管FE、絕緣柵雙極型晶體管IGBT、具有換向電路的可控硅(thyristorwithcommutationcircuit)、或具有相同效果的類似器件等來代替。
從前面的描述可理解到，按照本發(fā)明電力變換器可以用與通常調(diào)制率控制不同因數(shù)加以控制，結果是構成直流-交流耦合器的直流電抗器的尺寸可以較小，逆變器的輸出的高次諧波較低，和減少了高次諧波穿漏到供給變換器輸入的電源側。作為附加效果，減少高次諧波分量朝電源側泄漏，一方面可以防止連接于電源的熒光燈閃爍，另一方面可以防止時滯電容器過熱。
權利要求
1.一種電力變換器，其特征在于包含一變換器單元、用于將交流電變換為直流電；一逆變器單元、用于將所述變換器的輸出逆變?yōu)榻涣鬏敵?；一直流電抗器、插入在所述變換器單元和所述逆變器單元之間；和一控制單元，它使所述變換器單元和所述逆變器單元受PWM控制，其中所述控制單元按照預定的指令由調(diào)制率控制所述的逆變器單元。
2.如權利要求1所述的電力變換器，其特征在于，所述預定指令是一個加到所述電流型逆變器單元的直流脈動分量。
3.如權利要求1所述的電力變換器，其特征在于，所述脈動分量是對加于所述電流型逆變單元的直流電流的實際測量值。
4.如權利要求2所述的電力變換器，其特征在于，所述脈動分量是通過對加于所述電流型逆變器單元的直流電流的實際測量值進行計算后確定的。
全文摘要
揭示了一種包含電流型逆變器的電力變換器。其特征在于變換器單元的輸出通過一直流電抗器加給逆變器單元作為它的輸入，交流功率則由逆變器單元供給負載。對逆變器單元的直流輸入的脈動分量或類似量進行檢測，逆變器單元的開關元件、如果它們受PWM控制的話，它們將受調(diào)制率控制，從而完成逆變器單元的不包含高次諧波的正弦波輸出，因此負載不受高次諧波的影響。因為允許逆變器單元的輸入包含一脈動分量，所以直流電抗器的尺寸大大減小。
文檔編號H02M7/48GK1046071SQ90101380
公開日1990年10月10日 申請日期1990年3月12日 優(yōu)先權日1989年3月13日
發(fā)明者稻葉博美, 中村清, 保苅定夫, 坂井吉男, 大內(nèi)尚之, 安藤武喜, 福田哲 申請人:株式會社日立制作所, 日立電梯服務株式會社, 日立工程株式會社