本發(fā)明涉及一種同步電機轉(zhuǎn)子位置連續(xù)估計方法，屬于同步電機調(diào)速控制領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

隨著各行各業(yè)對電力傳動設(shè)備的需求越來越大，工程人員對于電力傳動設(shè)備的要求也越來越嚴(yán)格。在大功率傳動領(lǐng)域，電勵磁同步電機憑借其可調(diào)的高功率因數(shù)、較高的控制精度以及變頻器容量小等優(yōu)勢備受青睞，但是它卻比異步電機、直流電機等設(shè)備需求更加復(fù)雜的控制。而其中首要的問題就是在同步電機的啟動控制環(huán)節(jié)，必須能夠?qū)崟r監(jiān)測同步電機的轉(zhuǎn)子位置信息，這也是同步電機各種控制方法的基礎(chǔ)。而光電碼盤等機械式傳感器除了安裝受限，其較低的穩(wěn)定性一直是大功率設(shè)備所無法接受的，這會給同步電機的工程應(yīng)用環(huán)節(jié)帶來很大的檢測和維護(hù)成本。

目前，眾多學(xué)者致力于對同步電機的無傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測方法進(jìn)行研究，其中基于高頻注入的電勵磁同步電機轉(zhuǎn)子位置檢測方法得到了廣泛應(yīng)用。該方法在電勵磁同步電機的勵磁側(cè)或者定子側(cè)注入一個高頻信號，通過在另一側(cè)耦合出的電信號來檢測轉(zhuǎn)子位置信息。而大功率的電勵磁同步電機為了能夠提高自身的穩(wěn)定性，其變頻控制裝置通常會選擇具有更大容量的半導(dǎo)體器件晶閘管來實現(xiàn)，用以減少同一橋臂所串聯(lián)的半導(dǎo)體器件數(shù)量，這類拓?fù)湮覀兎Q之為負(fù)載換相逆變器(loadcommutatedinverter，lci)。由于晶閘管是半控型器件，無法直接產(chǎn)生我們所需要的高頻信號。此類方法通常需要外加全控型器件來完成高頻信號的注入，這樣不但會增加設(shè)備成本，同時也會降低其可靠性。

也有研究者提出基于勵磁本身的脈動來代替高頻信號的注入，但是通常由于其勵磁側(cè)脈動頻率與變頻側(cè)脈動頻率相同，而變頻側(cè)的同頻信號會嚴(yán)重影響轉(zhuǎn)子位置檢測的精度。因此該類方法僅適用于變頻側(cè)的脈動頻率與勵磁側(cè)的脈動頻率互不干擾的情況下。對于最基本的整流、逆變以及勵磁側(cè)都為六脈動lci拓?fù)鋪碚f，這種方法并不適用。因此研究出一種不需改變lci本體結(jié)構(gòu)的無傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測方法具有非常重要的意義。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述不足，本發(fā)明提供一種能夠在不外加傳感器，同時也不改變負(fù)載換相逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，提高可靠性，降低成本的基于脈動勵磁電流響應(yīng)的同步電機轉(zhuǎn)子位置連續(xù)估計方法。

本發(fā)明的基于脈動勵磁電流響應(yīng)的同步電機轉(zhuǎn)子位置連續(xù)估計方法，所述方法包括如下步驟：

步驟一：采用間隔觸發(fā)方式觸發(fā)待測同步電機，觸發(fā)間隔為120°，此時的勵磁電流產(chǎn)生頻率為fh的脈動信號；

步驟二：利用帶通濾波器提取勵磁電流中頻率為fh的成分，帶通濾波器輸出電流信號if_h；

步驟三：將電流信號if_h延遲3/4個周期，得到電流信號if_h1；

步驟四：測量同步電機定子三相端電壓，并將三相端電壓由abc軸坐標(biāo)系轉(zhuǎn)化到αβ軸坐標(biāo)系上，得到電壓信號uα和uβ；

步驟五：利用帶通濾波器提取電壓信號uα和uβ中頻率為fh的成分，帶通濾波器輸出電壓信號uα_h和uβ_h；

步驟六：將電壓信號uα_h和uβ_h信號分別與步驟三中得到的電流信號if_h1做乘法，得到電壓信號uα_h1和uβ_h1；

步驟七：利用低通濾波器提取電壓信號uα_h1和uβ_h1中包含電機轉(zhuǎn)動頻率的成分，得到電壓信號uα_h2和uβ_h2；

步驟八：將電壓信號uα_h2和uβ_h2輸入至歸一化后的正交鎖相環(huán)中，得到轉(zhuǎn)子位置角θm和當(dāng)前的電角速度ωr；

步驟九：根據(jù)步驟八獲得的當(dāng)前的電角速度ωr對轉(zhuǎn)子位置角θm進(jìn)行校正，得到校正后的當(dāng)前轉(zhuǎn)子位置角θ。

優(yōu)選的是，所述步驟九為：

根據(jù)當(dāng)前的電角速度ωr求出帶通濾波器和低通濾波器濾波給轉(zhuǎn)子位置帶來的相位偏移和根據(jù)相位偏移和對轉(zhuǎn)子位置角θm進(jìn)行校正，獲得校正后的轉(zhuǎn)子位置角θ，

其中，相位偏移表示步驟五中在(ωh+ωr)電角速度下經(jīng)過帶通濾波器所產(chǎn)生的相位變化，相位偏移表示步驟七中利用低通濾波器提取電壓信號uα_h1和uβ_h1中包含電機轉(zhuǎn)動頻率成分時所產(chǎn)生的相位變化。

優(yōu)選的是，所述步驟八包括如下步驟：

步驟八一：電壓信號uα_h2與當(dāng)前sinθm相乘；

步驟八二：電壓信號uβ_h2與當(dāng)前cosθm相乘；

步驟八三：步驟八二相乘后的結(jié)果與步驟八一相乘后的結(jié)果相減，結(jié)果為ε；

步驟八四：根據(jù)電壓信號uα_h2和uβ_h2，獲得

步驟八五：將步驟八三的ε除以步驟八四的結(jié)果為ε1；

步驟八六：步驟八五的ε1輸入比例調(diào)節(jié)單元kp，比例調(diào)節(jié)單元kp輸出結(jié)果保留；

步驟八七：步驟八五的ε1輸入積分調(diào)節(jié)單元ki，積分調(diào)節(jié)單元ki輸出的結(jié)果再輸入至比例積分單元

步驟八八：將步驟八六中的比例積分單元輸出的結(jié)果與步驟八七的比例調(diào)節(jié)單元kp輸出的結(jié)果相加，結(jié)果為當(dāng)前的電角速度ωr；

步驟八九：將當(dāng)前估測的電角速度ωr輸入至比例積分單元比例積分單元輸出結(jié)果為轉(zhuǎn)子位置角θm。

上述技術(shù)特征可以各種適合的方式組合或由等效的技術(shù)特征來替代，只要能夠達(dá)到本發(fā)明的目的。

本發(fā)明的有益效果在于：

(1)本發(fā)明不需要改變變頻裝置的硬件結(jié)構(gòu)，通過改變勵磁的觸發(fā)方式產(chǎn)生合適的高頻注入信號。本發(fā)明的方法控制簡單，能廣泛適應(yīng)于各類lci型驅(qū)動裝置，同時也能夠降低系統(tǒng)的硬件成本及維護(hù)成本。

(2)本發(fā)明的方法利用勵磁電流信息完成轉(zhuǎn)子位置信息的處理環(huán)節(jié)，提高了轉(zhuǎn)子位置檢測結(jié)果的準(zhǔn)確性和可靠性。

(3)本發(fā)明的方法應(yīng)用了歸一化后的正交鎖相環(huán)，能夠提高檢測精度，保證系統(tǒng)的檢測帶寬為定值，同時也使該算法能夠在不同實驗裝置中有著更好的適應(yīng)性。

(4)本發(fā)明的方法精確計算了信號處理過程中濾波器對信號產(chǎn)生的影響并進(jìn)行了合理的信號校正，進(jìn)一步提高了轉(zhuǎn)子位置信息的檢測精度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的基于脈動勵磁電流響應(yīng)的同步電機轉(zhuǎn)子位置連續(xù)估計方法的原理示意圖，其中bpf表示帶通濾波器，lpf表示低通濾波器，pll表示歸一化后的正交鎖相環(huán)，sm表示被測同步電機；

圖2為本發(fā)明中對待測同步電機的勵磁觸發(fā)方式的波形圖；

圖3為本發(fā)明歸一化后的正交鎖相環(huán)的原理示意圖；

圖4為具體實施例的步驟一中勵磁電流的波形；

圖5為具體實施例的步驟二中勵磁電流及帶通濾波器的輸出；

圖6為具體實施例的步驟三中電流信號延遲前后的波形；

圖7為具體實施例的步驟四中三相端電壓從abc坐標(biāo)系變換到αβ軸的分量；

圖8為具體實施例的步驟七中低通濾波器的輸出結(jié)果；

圖9為根據(jù)具體實施例的步驟八中獲得的電角速度所得到的轉(zhuǎn)速估計波形；

圖10為具體實施例中校正前的轉(zhuǎn)子位置檢測波形；

圖11為具體實施例中校正前的轉(zhuǎn)子位置檢測誤差；

圖12為具體實施例中校正后的轉(zhuǎn)子位置檢測波形；

圖13為具體實施例中校正后的轉(zhuǎn)子位置檢測誤差。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

需要說明的是，在不沖突的情況下，本發(fā)明中的實施例及實施例中的特征可以相互組合。

下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明作進(jìn)一步說明，但不作為本發(fā)明的限定。

結(jié)合圖1-圖13說明本實施方式，本實施方式所述的基于脈動勵磁電流響應(yīng)的同步電機轉(zhuǎn)子位置連續(xù)估計方法，如圖1所示，包括如下步驟：

步驟一：如圖2所示，采用間隔觸發(fā)方式觸發(fā)待測同步電機，觸發(fā)間隔為120°，此時的勵磁電流產(chǎn)生頻率為fh的脈動信號；

步驟二：利用帶通濾波器提取勵磁電流中頻率為fh的成分，帶通濾波器輸出電流信號if_h；

步驟三：將電流信號if_h延遲3/4個周期，得到電流信號if_h1；

步驟四：測量同步電機定子三相端電壓，并將三相端電壓由abc軸坐標(biāo)系轉(zhuǎn)化到αβ軸坐標(biāo)系上，得到電壓信號uα和uβ；

步驟五：利用帶通濾波器提取電壓信號uα和uβ中頻率為fh的成分，帶通濾波器輸出電壓信號uα_h和uβ_h；

步驟六：將電壓信號uα_h和uβ_h信號分別與步驟三中得到的電流信號if_h1做乘法，得到電壓信號uα_h1和uβ_h1；

步驟七：利用低通濾波器提取電壓信號uα_h1和uβ_h1中包含電機轉(zhuǎn)動頻率的成分，得到電壓信號uα_h2和uβ_h2；

步驟八：將電壓信號uα_h2和uβ_h2輸入至歸一化后的正交鎖相環(huán)中，得到轉(zhuǎn)子位置角θm和當(dāng)前電角速度ωr；

步驟九：根據(jù)當(dāng)前估測的電角速度ωr對轉(zhuǎn)子位置角θm進(jìn)行校正，得到校正后的當(dāng)前轉(zhuǎn)子位置角θ。

本實施方式對現(xiàn)有基于脈動勵磁電流響應(yīng)的同步電機轉(zhuǎn)子位置連續(xù)估計方法進(jìn)行改進(jìn)，能夠在不外加傳感器，同時也不改變負(fù)載換相逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)各類lci拓?fù)湎码妱畲磐诫姍C低速運行時的無傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測。具有更加廣泛的適應(yīng)性，能夠提高系統(tǒng)的可靠性，降低設(shè)備硬件成本，同時也能夠降低檢測和維護(hù)成本。

本實施方式將勵磁電流的實時信息應(yīng)用于信號處理過程中，大大提高的檢測的可靠性，同時也能夠提高無傳感器轉(zhuǎn)子位置信息的檢測精度。

本實施方式能夠避免變頻側(cè)和勵磁側(cè)脈動頻率相同給檢測環(huán)節(jié)所帶來的信號干擾，進(jìn)一步提高了無傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測方法的測量精度。

因為步驟五和步驟七引入的帶通濾波器和低通濾波器，濾波器對電壓信號所帶來幅值和相位的變化，所以步驟八獲得的轉(zhuǎn)子位置角θm還不夠準(zhǔn)確，優(yōu)選實施例中，步驟九為：

根據(jù)當(dāng)前估測的電角速度ωr求出帶通濾波器和低通濾波器濾波給轉(zhuǎn)子位置帶來的相位偏移和根據(jù)相位偏移和對轉(zhuǎn)子位置角θm進(jìn)行校正，獲得校正后的轉(zhuǎn)子位置角θ，

其中，相位偏移表示步驟五中在(ωh+ωr)電角速度下經(jīng)過帶通濾波器所產(chǎn)生的相位變化，相位偏移表示步驟七中利用低通濾波器提取電壓信號uα_h1和uβ_h1中包含電機轉(zhuǎn)動頻率成分時所產(chǎn)生的相位變化。

本實施方式對步驟八獲得的轉(zhuǎn)子位置角θm進(jìn)行了校正，提高了轉(zhuǎn)子位置估計的準(zhǔn)確性。

歸一化后的正交鎖相環(huán)的原理示意圖如圖3所示，優(yōu)選實施例中，步驟八包括如下步驟：

步驟八一：電壓信號uα_h2與當(dāng)前sinθm相乘；

步驟八二：電壓信號uβ_h2與當(dāng)前cosθm相乘；

步驟八三：步驟八二相乘后的結(jié)果與步驟八一相乘后的結(jié)果相減，結(jié)果為ε；

步驟八四：根據(jù)電壓信號uα_h2和uβ_h2，獲得

步驟八五：將步驟八三的ε除以步驟八四的結(jié)果為ε1；

步驟八六：步驟八五的ε1輸入比例調(diào)節(jié)單元kp，比例調(diào)節(jié)單元kp輸出結(jié)果保留；

步驟八七：步驟八五的ε1輸入積分調(diào)節(jié)單元ki，積分調(diào)節(jié)單元ki輸出的結(jié)果再輸入至比例積分單元

步驟八八：將步驟八六中的比例積分單元輸出的結(jié)果與步驟八七的比例調(diào)節(jié)單元kp輸出的結(jié)果相加，結(jié)果為當(dāng)前估測的電角速度ωr；

步驟八九：將當(dāng)前轉(zhuǎn)動頻率ωr輸入至比例積分單元比例積分單元輸出結(jié)果為轉(zhuǎn)子位置角θm。

本實施方式應(yīng)用了歸一化的鎖相環(huán)，能夠提高檢測精度，保證系統(tǒng)的檢測帶寬為定值，同時也使該算法能夠在不同實驗裝置中有著更好的適應(yīng)性。

具體實施例：

步驟一：勵磁觸發(fā)為每120°觸發(fā)一次，此時勵磁電流中產(chǎn)生一個150hz的脈動信號；

此時勵磁電流表達(dá)式為：

其中，if為勵磁電流if的有效值；ih為勵磁電流高頻成分的幅值；ωh為勵磁電流高頻成分的電角速度；為勵磁電流高頻成分的相位；角標(biāo)l1、l2等代表勵磁電流中的其他頻率成分；

步驟二：將勵磁電流經(jīng)過一個中心頻率為150hz的帶通濾波器，提取其中150hz交流成分if_h：

步驟三：將提取的交流成分if_h延遲3/4個周期，得到if_h1：

步驟四：采集同步電機三相端電壓，并將其換算到αβ0軸系上，所得到的電壓分量為uα和uβ：

坐標(biāo)變換方程為：

如下為待測同步電機機的基本方程。其中u、i為電機端電壓和電樞電流，角標(biāo)α、β代表各物理量在α、β軸上的分量，rs為同步電機定子電阻，p為微分算子，idd和idq為阻尼電感電流的d軸和q軸分量，ld和lq分別為d軸和q軸的同步電感，lad和laq為d軸和q軸電樞反應(yīng)電感，ωr為同步電機當(dāng)前的電角速度，θ為同步電機當(dāng)前的轉(zhuǎn)子角度，總有為電機的初始位置電角度，t為時間。

其中，

[i]αβ＝[iαiβifiddidq]^t；

步驟五：將uα和uβ分別經(jīng)過帶通濾波器，提取其包含150hz的高頻交流成分uα_h和uβ_h：

若不考慮帶通濾波器對電壓信號所帶來的幅值和相位變化，此時有如下表達(dá)式：

若考慮帶通濾波器對電壓信號所帶來的幅值和相位變化，則表達(dá)式可化為：

其中，a1、a2和φ1、φ2分別為(ωh+ωr)、(ωh-ωr)兩種電角速度成分經(jīng)過帶通濾波器所產(chǎn)生的幅值衰減和相位變化：

步驟六：分別將uα_h和uβ_h與步驟三中得到的if_h1信號做乘法運算，得到其結(jié)果分別為uα_h1和uβ_h1：

uα_h1和uβ_h1的表達(dá)式為：

步驟七：分別將uα_h1和uβ_h1進(jìn)行低通濾波處理，提取其中包含電機的電角速度ωr的交流成分uα_h2和uβ_h2：

uα_h2和uβ_h2的表達(dá)式為：

其中，a3和φ3為電機的電角速度ωr項經(jīng)過低通濾波器所產(chǎn)生的幅值衰減和相位變化。

為了簡化計算，令a1＝a2，φ1＝-φ2，則uα_h2和uβ_h2的表達(dá)式可化簡為：

其中，

步驟八：將電壓信號uα_h2和uβ_h2輸入至歸一化后的正交鎖相環(huán)中，得到轉(zhuǎn)子位置角θm和電機當(dāng)前的電角速度ωr，

步驟九：根據(jù)電機當(dāng)前的電角速度ωr，求出電壓經(jīng)過帶通濾波器和低通濾波器所帶來的相差φ1和φ3，對θm進(jìn)行校正，最終得到更為準(zhǔn)確的轉(zhuǎn)子位置角θ。

本實施方式獲得圖4-圖13：

圖4為勵磁電流波形。

圖5為勵磁電流及bpf輸出。

圖6為勵磁電流延遲前后的波形。

圖7為三相端電壓變換到αβ軸的分量。

圖8為低通濾波器的輸出結(jié)果。

圖9為轉(zhuǎn)速的估計波形。

圖10為校正前的轉(zhuǎn)子位置檢測波形。

圖11為校正前的轉(zhuǎn)子位置檢測誤差。

圖12為校正后的轉(zhuǎn)子位置檢測波形。

圖13為校正后的轉(zhuǎn)子位置檢測誤差。

參照圖4-圖13，本實施例能夠有效檢測轉(zhuǎn)子位置信息，并且檢測結(jié)果有著很好的檢測精度。

雖然在本文中參照了特定的實施方式來描述本發(fā)明，但是應(yīng)該理解的是，這些實施例僅僅是本發(fā)明的原理和應(yīng)用的示例。因此應(yīng)該理解的是，可以對示例性的實施例進(jìn)行許多修改，并且可以設(shè)計出其他的布置，只要不偏離所附權(quán)利要求所限定的本發(fā)明的精神和范圍。應(yīng)該理解的是，可以通過不同于原始權(quán)利要求所描述的方式來結(jié)合不同的從屬權(quán)利要求和本文中所述的特征。還可以理解的是，結(jié)合單獨實施例所描述的特征可以使用在其他所述實施例中。