一種Boost變換器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明屬于開(kāi)關(guān)電源領(lǐng)域，提供了一種Boost變換器。該Boost變換器在現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，增加輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，同時(shí)，對(duì)主開(kāi)關(guān)管采用高頻信號(hào)和低頻信號(hào)的組合控制方式。利用輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部諧振，在高頻信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的零電壓關(guān)斷，同時(shí)在高頻信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通，從而可使得主開(kāi)關(guān)管工作在高頻完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)或高頻臨界完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，這樣，便可通過(guò)提升主開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)使得磁性元件和EMC濾波器件具有更小的設(shè)計(jì)尺寸，從而減小了Boost變換器的體積和重量。
【專利說(shuō)明】—種Boost變換器
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明屬于開(kāi)關(guān)電源領(lǐng)域，尤其涉及一種Boost變換器。
【背景技術(shù)】
[0002]開(kāi)關(guān)電源是一種通過(guò)控制開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)占空比來(lái)調(diào)整輸出電壓大小的裝置，被廣泛應(yīng)用在智能終端等各類(lèi)電子設(shè)備中。升壓型(Boost)變換器是開(kāi)關(guān)電源的一種常見(jiàn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
[0003]如圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)提供的Boost變換器的典型電路，其中，反饋控制及脈寬調(diào)制電路用于輸出一定占空比的脈寬調(diào)制信號(hào)，以驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Ql的導(dǎo)通或截止。該Boost變換器可工作在三種狀態(tài):電感LI電流連續(xù)狀態(tài)、電感LI電流臨界連續(xù)狀態(tài)、電感LI電流不連續(xù)狀態(tài)，其中的開(kāi)關(guān)管Ql均工作在高電壓開(kāi)通和高電流關(guān)斷的硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)。以下將對(duì)開(kāi)關(guān)管Ql分別在如上三種狀態(tài)下的開(kāi)關(guān)損耗進(jìn)行分析:
[0004]一、電感LI電流連續(xù)狀態(tài)。此狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管Ql的開(kāi)通損耗包括三部分:第一部分是在開(kāi)關(guān)管Ql開(kāi)通時(shí)刻，由于開(kāi)關(guān)管Ql的柵-源電壓從高電壓下降到低電壓過(guò)程中伴隨著流過(guò)開(kāi)關(guān)管Ql的電流從零上升到電感LI的電流，從而在開(kāi)關(guān)管Ql從截止到導(dǎo)通的過(guò)渡時(shí)間內(nèi)，由同時(shí)存在的高電壓和大電流所形成的開(kāi)通交叉損耗；第二部分是在開(kāi)關(guān)管Ql導(dǎo)通期間，開(kāi)關(guān)管Ql的柵極與源極之間的結(jié)電容在截止?fàn)顟B(tài)儲(chǔ)存的能量通過(guò)開(kāi)關(guān)管Ql本體釋放而形成的結(jié)電容損耗；第三部分是在開(kāi)關(guān)管Ql導(dǎo)通期間，二極管Dl由導(dǎo)通狀態(tài)過(guò)渡到截止?fàn)顟B(tài)的反向恢復(fù)電流通過(guò)開(kāi)關(guān)管Ql而形成的反向恢復(fù)損耗。同時(shí)，此狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管Ql在大電流時(shí)關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管Ql由導(dǎo)通到截止的過(guò)渡時(shí)間內(nèi)同時(shí)存在的高電壓和大電流形成關(guān)斷交叉損耗，該關(guān)斷交叉損耗即為開(kāi)關(guān)管Ql的關(guān)斷損耗。
[0005]二、電感LI電流臨界連續(xù)狀態(tài)。此狀態(tài)下，電感LI的電流在開(kāi)關(guān)管Ql截止期間逐漸下降，并在開(kāi)關(guān)管Ql下一次開(kāi)通時(shí)刻來(lái)臨時(shí)下降到零，此時(shí)，由于電感LI的電流近似為零，因而前述的開(kāi)通交叉損耗和反向恢復(fù)損耗接近零，即是說(shuō)，開(kāi)關(guān)管Ql的開(kāi)通損耗只包括前述的結(jié)電容損耗。此狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管Ql在大電流時(shí)關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管Ql由導(dǎo)通到截止的過(guò)渡時(shí)間內(nèi)同時(shí)存在的高電壓和大電流形成關(guān)斷交叉損耗，該關(guān)斷交叉損耗即為開(kāi)關(guān)管Ql的關(guān)斷損耗。
[0006]三、電感LI電流不連續(xù)狀態(tài)。此狀態(tài)下，電感LI的電流在開(kāi)關(guān)管Ql截止期間逐漸下降，而在下降到零后，開(kāi)關(guān)管Ql還未導(dǎo)通，則在開(kāi)關(guān)管Ql的導(dǎo)通時(shí)刻來(lái)臨時(shí)，由于電感LI的電流近似為零，因而前述的開(kāi)通交叉損耗和反向恢復(fù)損耗接近零，即是說(shuō)，開(kāi)關(guān)管Ql的開(kāi)通損耗只包括前述的結(jié)電容損耗。此狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管Ql在大電流時(shí)關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管Ql由導(dǎo)通到截止的過(guò)渡時(shí)間內(nèi)同時(shí)存在的高電壓和大電流形成關(guān)斷交叉損耗，該關(guān)斷交叉損耗即為開(kāi)關(guān)管Ql的關(guān)斷損耗。
[0007]在如上三種工作狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管Ql的總損耗為開(kāi)通損耗、關(guān)斷損耗、開(kāi)關(guān)管Ql在導(dǎo)通期間的通態(tài)損耗、以及開(kāi)關(guān)管Ql的門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗之和。而由于開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗在開(kāi)關(guān)管Ql的每個(gè)周期均會(huì)產(chǎn)生，因此，開(kāi)關(guān)管Ql的開(kāi)關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)管Ql的開(kāi)關(guān)頻率成正比，開(kāi)關(guān)管Ql開(kāi)關(guān)頻率的升高會(huì)成比例的增加其開(kāi)關(guān)損耗。這樣，為了使得開(kāi)關(guān)損耗和散熱性能滿足設(shè)計(jì)條件，需要限制開(kāi)關(guān)管Ql的開(kāi)關(guān)頻率，一般是使得開(kāi)關(guān)頻率在20KHz到200KHz范圍內(nèi)。而公知地，開(kāi)關(guān)頻率越高，磁性元件的尺寸越小，重量越輕，因此，受限的開(kāi)關(guān)頻率使得磁性元件的尺寸無(wú)法做得更小，從而使得現(xiàn)有的Boost變換器的體積和重量都較大。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008]本發(fā)明實(shí)施例的目的在于提供一種Boost變換器，旨在解決現(xiàn)有技術(shù)提供的Boost變換器由于開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)而存在開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗，使得開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率受到限制，進(jìn)而使得Boost變換器的體積和重量都較大的問(wèn)題。
[0009]本發(fā)明實(shí)施例是這樣實(shí)現(xiàn)的，一種Boost變換器，包括主開(kāi)關(guān)管Q2，所述Boost變換器還包括:
[0010]輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的第一端連接所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端，所述主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端連接Boost變換器的參考地；
[0011]反饋控制及脈寬調(diào)制電路，用于生成并輸出第一脈寬調(diào)制信號(hào)；
[0012]高頻信號(hào)調(diào)制電路，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路的輸入端連接所述反饋控制及脈寬調(diào)制電路的輸出端，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路的輸出端連接所述主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路用于在所述第一脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間，生成并向所述主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端輸出第二脈寬調(diào)制信號(hào)，利用所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部諧振，在所述第二脈寬調(diào)制信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，并在所述第二脈寬調(diào)制信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零。
[0013]本發(fā)明實(shí)施例提出的Boost變換器在現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，增加輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，同時(shí)，對(duì)主開(kāi)關(guān)管采用高頻信號(hào)和低頻信號(hào)的組合控制方式。利用輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部諧振，在高頻信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的零電壓關(guān)斷，同時(shí)在高頻信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通，從而可使得主開(kāi)關(guān)管工作在高頻完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)或高頻臨界完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。這樣，由于實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，因而不存在開(kāi)通交叉損耗、反向恢復(fù)損耗、關(guān)斷損耗和高頻漏極-源極結(jié)電容損耗，
[0014]同時(shí)，由于高頻信號(hào)發(fā)生在低頻信號(hào)的導(dǎo)通期間，低頻信號(hào)的開(kāi)關(guān)頻率很低，主開(kāi)關(guān)管的漏極與源極之間的結(jié)電容在截止?fàn)顟B(tài)儲(chǔ)存的能量極少，可認(rèn)為主開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)刻不存在低頻結(jié)電容損耗，即是說(shuō)，主開(kāi)關(guān)管的總損耗為主開(kāi)關(guān)管在導(dǎo)通期間的通態(tài)損耗、以及主開(kāi)關(guān)管的門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗之和，而通態(tài)損耗與主開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率無(wú)關(guān)，門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗與主電路的電壓、電流、功率和磁性元件、二極管參數(shù)無(wú)關(guān)，是極小損耗。因此在實(shí)際中，可通過(guò)大幅提升主開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)使得磁性元件和EMC濾波器件的尺寸等比例大幅變小，從而使得Boost變換器的體積和重量顯著減小，特別適用于便攜式電子設(shè)備中。
【專利附圖】

【附圖說(shuō)明】[0015]圖1是現(xiàn)有技術(shù)提供的Boost變換器的典型電路圖；
[0016]圖2是本發(fā)明實(shí)施例提供的Boost變換器的原理結(jié)構(gòu)圖；
[0017]圖3是圖2的具體電路圖；
[0018]圖4是本發(fā)明實(shí)施例的第一脈寬調(diào)制信號(hào)與第二脈寬調(diào)制信號(hào)的波形圖；
[0019]圖5是本發(fā)明實(shí)施例的高頻開(kāi)關(guān)模態(tài)分析波形圖；
[0020]圖6是本發(fā)明實(shí)施例中聞?lì)l/[目號(hào)調(diào)制電路的電路圖；
[0021]圖7是圖6的具體電路圖；
[0022]圖8A是本發(fā)明實(shí)施例中，第一脈寬調(diào)制信號(hào)、D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳的信號(hào)、D觸發(fā)器的置零引腳的信號(hào)和D觸發(fā)器的輸出引腳的信號(hào)分別在10 μ s的時(shí)序示例圖；
[0023]圖SB是本發(fā)明實(shí)施例中，第一脈寬調(diào)制信號(hào)、D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳的信號(hào)、D觸發(fā)器的置零引腳的信號(hào)和D觸發(fā)器的輸出引腳的信號(hào)分別在20 μ S的時(shí)序示例圖；
[0024]圖SC是本發(fā)明實(shí)施例中，第一脈寬調(diào)制信號(hào)、D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳的信號(hào)、D觸發(fā)器的置零引腳的信號(hào)和D觸發(fā)器的輸出引腳的信號(hào)分別在100 μ S的時(shí)序示例圖；
[0025]圖9Α是本發(fā)明實(shí)施例中，D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳的信號(hào)、D觸發(fā)器的輸出引腳的信號(hào)、與門(mén)的輸出端的信號(hào)分別在10 μ s的時(shí)序示例圖；
[0026]圖9Β是本發(fā)明實(shí)施例中，D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳的信號(hào)、D觸發(fā)器的輸出引腳的信號(hào)、與門(mén)的輸出端的信號(hào)分別在20 μ s的時(shí)序示例圖；
[0027]圖9C是本發(fā)明實(shí)施例中，D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳的信號(hào)、D觸發(fā)器的輸出引腳的信號(hào)、與門(mén)的輸出端的信號(hào)分別在100 μ s的時(shí)序示例圖；
[0028]圖1OA是本發(fā)明實(shí)施例中，與門(mén)的輸出端的信號(hào)和驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)輸出引腳的信號(hào)分別在?ο μ s的時(shí)序示例圖；
[0029]圖1OB是本發(fā)明實(shí)施例中，與門(mén)的輸出端的信號(hào)和驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)輸出引腳的信號(hào)分別在100 μ s的時(shí)序示例圖。
【具體實(shí)施方式】
[0030]為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。
[0031]針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的問(wèn)題，本發(fā)明提出了一種Boost變換器。該Boost變換器在現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，增加一輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，同時(shí)，對(duì)主開(kāi)關(guān)管采用高頻信號(hào)和低頻信號(hào)的組合控制方式。利用輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部諧振，在高頻信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，并在高頻信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零。
[0032]圖2示出了本發(fā)明實(shí)施例提供的Boost變換器的原理結(jié)構(gòu)，為了便于說(shuō)明。僅示出了與本發(fā)明實(shí)施例相關(guān)的部分。
[0033] 詳細(xì)而言，本發(fā)明實(shí)施例提供的Boost變換器包括主儲(chǔ)能電感L2、主升壓二極管D2、輸出濾波電容C3、主開(kāi)關(guān)管Q2。其中，主儲(chǔ)能電感L2連接在主升壓二極管D2的陽(yáng)極和Boost變換器的直流輸入端INPUT之間，主升壓二極管D2的陰極連接Boost變換器的直流輸出端OUTPUT，輸出濾波電容C3連接在直流輸出端OUTPUT和參考地GND之間，主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端連接參考地GND。
[0034]為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的，該Boost變換器還進(jìn)一步包括:輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13，輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13的第一端連接主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端，輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13的第二端連接主升壓二極管D2的陽(yáng)極，輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13的第三端連接主升壓二極管D2的陰極，輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13的第四端連接參考地GND ;反饋控制及脈寬調(diào)制電路11，反饋控制及脈寬調(diào)制電路11的第一輸入端連接直流輸出端OUTPUT,用于生成并輸出具有第一占空比的第一脈寬調(diào)制信號(hào)；高頻信號(hào)調(diào)制電路12，高頻信號(hào)調(diào)制電路12的輸入端連接反饋控制及脈寬調(diào)制電路11的輸出端，高頻信號(hào)調(diào)制電路12的輸出端連接主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端，用于在第一脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間，生成并向主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端輸出具有第二占空比的第二脈寬調(diào)制信號(hào)，利用輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部諧振，在第二脈寬調(diào)制信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，并在第二脈寬調(diào)制信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得主開(kāi)關(guān)管的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零。
[0035]優(yōu)選地，主開(kāi)關(guān)管Q2可以是N型的MOS管，該MOS管的漏極為主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端，該MOS管的源極為主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端，該MOS管的柵極為主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端。
[0036]進(jìn)一步地，該Boost變換器還可包括:連接在直流輸入端INPUT和參考地GND之間的輸入濾波電容C4。
[0037]進(jìn)一步地，該Boost變換器還可包括:連接在主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端和參考地GND之間的電流檢測(cè)電阻R2，電流檢測(cè)電阻R2與參考地GND連接的一端同時(shí)連接反饋控制及脈寬調(diào)制電路11的第二輸入端。
[0038]本發(fā)明實(shí)施例提出的Boost變換器在現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，增加輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13，同時(shí)，對(duì)主開(kāi)關(guān)管Q2采用高頻信號(hào)和低頻信號(hào)的組合控制方式。利用輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13的內(nèi)部諧振，在高頻信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓關(guān)斷，同時(shí)在高頻信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓開(kāi)通，從而可使得主開(kāi)關(guān)管Q2工作在高頻完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)或高頻臨界完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。這樣，由于實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，因而不存在開(kāi)通交叉損耗、反向恢復(fù)損耗、關(guān)斷損耗和高頻漏極-源極結(jié)電容損耗，同時(shí)，由于高頻信號(hào)發(fā)生在低頻信號(hào)的導(dǎo)通期間，低頻信號(hào)的開(kāi)關(guān)頻率很低，主開(kāi)關(guān)管Q2的漏極與源極之間的結(jié)電容在截止?fàn)顟B(tài)儲(chǔ)存的能量極少，可認(rèn)為主開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)通時(shí)刻不存在低頻結(jié)電容損耗，即是說(shuō)，主開(kāi)關(guān)管Q2的總損耗為主開(kāi)關(guān)管Q2在導(dǎo)通期間的通態(tài)損耗、以及主開(kāi)關(guān)管Q2的門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗之和，而通態(tài)損耗與主開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)關(guān)頻率無(wú)關(guān)，門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗與主電路的電壓、電流、功率和磁性元件、二極管參數(shù)無(wú)關(guān)，是極小損耗。因此在實(shí)際中，可通過(guò)大幅提升主開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)使得磁性元件和EMC濾波器件的尺寸等比例大幅變小，從而使得Boost變換器的體積和重量顯著減小，特別適用于便攜式電子設(shè)備中。
[0039]圖3示出了圖2的具體電路。
[0040]具體地，輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13可包括:第一輔助諧振電感L3、第二輔助諧振電感L4、第一輔助諧振電容C6、第二輔助諧振電容C5。其中，第一輔助諧振電感L3連接在主升壓二極管D2的陽(yáng)極和主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端之間，第一輔助諧振電容C6連接在主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端和參考地GND之間，第二輔助諧振電感L4和第二輔助諧振電容C5串聯(lián)后并聯(lián)在主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端和主升壓二極管D2的陰極之間。
[0041]假設(shè)第一脈寬調(diào)制信號(hào)與第二脈寬調(diào)制信號(hào)的波形如圖4所示，可見(jiàn)，第一脈寬調(diào)制信號(hào)為相對(duì)第二脈寬調(diào)制信號(hào)的低頻信號(hào)，第二脈寬調(diào)制信號(hào)為相對(duì)第一脈寬調(diào)制信號(hào)的高頻信號(hào)。其中，Tl為第一脈寬調(diào)制信號(hào)的總周期，T2為第一脈寬調(diào)制信號(hào)中每一周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間，T3為第二脈寬調(diào)制信號(hào)的高頻開(kāi)關(guān)周期，T4為每一高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間。Tl和T2由反饋控制及脈寬調(diào)制電路11調(diào)節(jié)，通過(guò)選擇固定的Tl和可調(diào)的T2、或選擇固定的T2和可調(diào)的Tl，使得Boost變換器輸出所需的電壓或電流，也可通過(guò)選擇固定的Tl和固定的T2，使得Boost變換器的輸出電壓跟隨輸入電壓的變化；T3和Τ4由高頻信號(hào)調(diào)制電路12調(diào)節(jié)，通過(guò)選取合適的Τ3和Τ4，使得主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓在第二脈寬調(diào)制信號(hào)的關(guān)斷期間下降至零，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管Q2的高頻完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，或使得主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓在第二脈寬調(diào)制信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻同步下降至零，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管Q2的高頻臨界完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。以下將結(jié)合圖5詳細(xì)說(shuō)明圖3所示電路實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)的原理:
[0042]如圖5所示，在tl時(shí)刻，第二脈寬調(diào)制信號(hào)由高電平跳變到零電平，主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源極阻抗由導(dǎo)通態(tài)變?yōu)榻刂箲B(tài)。此時(shí)，第一輔助諧振電感L3和第二輔助諧振電感L4給第一輔助諧振電容C6充電，以使得主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源極電壓V-DS從零電壓開(kāi)始逐步上升，從而實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓關(guān)斷。
[0043]在tl_t2時(shí)間段內(nèi)，第一輔助諧振電感L3、第二輔助諧振電感L4與第一輔助諧振電容C6開(kāi)始諧振。若第一輔助諧振電感L3和第二輔助諧振電感L4的電感量相等、第一輔助諧振電容C6的電容量選取合適，則可使得第一輔助諧振電感L3的電流1-Lrl和第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2接近，并同時(shí)在t2時(shí)刻諧振到零點(diǎn)，而主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源極電壓V-DS則在t2時(shí)刻諧振到最高點(diǎn)。之后，由于主儲(chǔ)能電感L2釋放能量，此時(shí)，主升壓二極管D2導(dǎo)通，流過(guò)主升壓二極管D2的電流1-D2由零開(kāi)始逐漸上升。A點(diǎn)電壓V-D2+從零上升到等于直流輸出端OUTPUT的電壓V-output和主升壓二極管D2的正向壓降(大約I伏左右)之和。同時(shí)，主儲(chǔ)能電感L2電流下降，由于主儲(chǔ)能電感L2的電感量比第一輔助諧振電感L3和第二輔助諧振電感L4的電感量大幾倍至幾十倍，所以在第二脈寬調(diào)制信號(hào)的一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電流波動(dòng)幅度比例較小。
[0044]在t2_t3時(shí)間段內(nèi)，第一輔助諧振電容C6兩端的電壓V-DS從t2時(shí)刻的最高點(diǎn)開(kāi)始通過(guò)第一輔助諧振電感L3和第二輔助諧振電感L4放電。第一輔助諧振電感L3的電流1-Lrl和第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2開(kāi)始反向增加。
[0045]在t3時(shí)刻，第一輔助諧振電容C6兩端的電壓V-DS諧振到零點(diǎn)，第一輔助諧振電感L3的電流1-Lrl和第二輔助諧振電感L4的電流I_Lr2分別達(dá)到反向的最大值。
[0046]在t3_t4時(shí)間段內(nèi)，由于第一輔助諧振電容C6兩端的電壓V-DS放電到零點(diǎn)，反向電流1-Lrl和1-Lr2通過(guò)主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源極之間的體二極管續(xù)流，使第一輔助諧振電容C6兩端的電壓V-DS維持在負(fù)的體二極管壓降(大約I伏左右)附近。在此時(shí)間段內(nèi)或在t3時(shí)刻，第二脈寬調(diào)制信號(hào)由零電平跳變到高電平，主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源極阻抗由截止態(tài)變?yōu)閷?dǎo)通態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓開(kāi)通。同時(shí)，在此時(shí)間段內(nèi)，第一輔助諧振電感L3向輸出濾波電容C3釋放能量，使得其電流1-Lrl由反向最大值開(kāi)始逐漸減小，主升壓二極管D2的電流1-D2也開(kāi)始減小。在主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源變?yōu)閷?dǎo)通態(tài)后，當(dāng)?shù)谝惠o助諧振電感L3的電流1-Lrl減小到零后，在電壓A點(diǎn)電壓作用下，第一輔助諧振電感L3的電流1-Lrl開(kāi)始正向增加。
[0047]在t4時(shí)刻，A點(diǎn)電壓開(kāi)始下降，主升壓二極管D2由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，主升壓二極管D2的電流1-Dl下降到零。由于A點(diǎn)電壓的下降，第一輔助諧振電感L3的電流1-Lrl增幅變緩。由于第二輔助諧振電感L4與第二輔助諧振電容C5的諧振作用，第二輔助諧振電感L4的電流I_Lr2由之前的反向最大值逐漸減小，在t4時(shí)刻，第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2反向減小到零后，開(kāi)始正向增加。此時(shí)，B點(diǎn)的電壓上升到最大值，停止給第二輔助諧振電容C5充電。
[0048]在t4_t5時(shí)間段內(nèi)，在輸入電壓V-1nput的作用下，主儲(chǔ)能電感L2的電流和第一輔助諧振電感L3的電流同時(shí)增加。因選取主儲(chǔ)能電感L2的電感量較大，因此在第二脈寬調(diào)制信號(hào)的一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，主儲(chǔ)能電感L2的電流波動(dòng)較緩慢。同時(shí)，在此時(shí)間段內(nèi)，由于第二輔助諧振電容C5放電，第二輔助諧振電容C5的電流1-Lr2從零正向增加，此時(shí)B點(diǎn)的電壓從最高電壓開(kāi)始下降。同時(shí)，在t5時(shí)刻，A點(diǎn)的電壓下降到最小值。
[0049]在之后的t5_tl0時(shí)間段內(nèi)，主儲(chǔ)能電感L2和第一輔助諧振電感L3在輸入電壓V-1nput的作用下增加儲(chǔ)能。在此時(shí)間段內(nèi)，第二輔助諧振電感L4與第二輔助諧振電容C5諧振，由于B點(diǎn)的電壓和第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2同時(shí)作用于第二輔助諧振電感L4，因此，B點(diǎn)的電壓V-Cr2和第二輔助諧振電感L4的電流I_Lr2的相位差為90度。在此時(shí)間段內(nèi)的諧振過(guò)程為:在t6時(shí)刻，B點(diǎn)的電壓諧振到零，同時(shí)第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2諧振到正向最大值；在t7時(shí)刻，B點(diǎn)的電壓諧振到負(fù)電壓最大值，同時(shí)第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2諧振到零；在t8時(shí)刻，B點(diǎn)的電壓諧振到零，同時(shí)第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2諧振到反向最大值；在t9時(shí)刻，B點(diǎn)的電壓諧振到正電壓最大值，同時(shí)第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2諧振到零；在tlO時(shí)刻，B點(diǎn)的電壓諧振到零，同時(shí)第二輔助諧振電感L4的電流1-Lr2諧振到正向最大值?？梢?jiàn)，在tlO時(shí)刻，輔助第一輔助諧振電感L3和第二輔助諧振電感L4都為下一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期存儲(chǔ)了諧振能量，以使得主開(kāi)關(guān)管Q2達(dá)到完全軟開(kāi)關(guān)條件。在tlO時(shí)刻，第二脈寬調(diào)制信號(hào)由高電平跳變到零電平，主開(kāi)關(guān)管Q2的漏-源極阻抗由導(dǎo)通態(tài)變?yōu)榻刂箲B(tài)，開(kāi)始進(jìn)入下一個(gè)如上所述的高頻開(kāi)關(guān)周期循環(huán)過(guò)程。
[0050]圖6示出了本發(fā)明實(shí)施例中高頻信號(hào)調(diào)制電路12的電路結(jié)構(gòu)。
[0051]具體地，高頻信號(hào)調(diào)制電路12可包括:十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9、D觸發(fā)器U10、驅(qū)動(dòng)器U11、第一與非門(mén)U4、與門(mén)U6、第一或非門(mén)U7、第一或門(mén)U8、第一電阻R6、第二電阻R7、第一電容CU、振蕩器電路121、上電復(fù)位電路122。其中，振蕩器電路121的輸出端連接十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的時(shí)鐘引腳CLK，十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的電源引腳VDD連接輔助電源正極VCC和第一與非門(mén)U4的第一輸入端，十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的一個(gè)輸出引腳QO連接第一與非門(mén)U4的第二輸入端；上電復(fù)位電路122的輸出端連接十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的復(fù)位引腳RESET和第一或門(mén)U8的第一輸入端；第一或非門(mén)U7的第一輸入端連接第一與非門(mén)U4的輸出端和D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C，第一或非門(mén)U7的第二輸入端作為高頻信號(hào)調(diào)制電路12的輸入端連接反饋控制及脈寬調(diào)制電路11的輸出端和D觸發(fā)器UlO的輸入引腳D，第一或非門(mén)U7的輸出端連接第一或門(mén)U8的第二輸入端，第一或門(mén)U8的輸出端連接D觸發(fā)器UlO的置零引腳R，D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q連接與門(mén)U6的第一輸入端，與門(mén)U6的第二輸入端連接第一與非門(mén)U4的輸出端，與門(mén)U6的輸出端連接驅(qū)動(dòng)器Ull的信號(hào)輸入引腳CTL ;驅(qū)動(dòng)器Ull的電源引腳VS連接輔助電源正極VCC，并通過(guò)第一電容Cl I接地，驅(qū)動(dòng)器Ul I的信號(hào)輸入引腳CTL同時(shí)通過(guò)第一電阻R6接地，驅(qū)動(dòng)器Ull的信號(hào)輸出引腳G通過(guò)第二電阻R7接地，并作為高頻信號(hào)調(diào)制電路12的輸出端連接主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端。
[0052]圖7示出了圖6的具體電路。
[0053]具體地，振蕩器電路121可包括:第二電容C7、第一石英晶體振蕩器CU、第四電容C9、第二與非門(mén)U1、第三與非門(mén)U2、第四與非門(mén)U3、第三電阻R3。其中，第二與非門(mén)Ul的第一輸入端連接第二與非門(mén)Ul的第二輸入端，并通過(guò)第二電容C7接地；第三與非門(mén)U2的第一輸入端連接第三與非門(mén)U2的第二輸入端和第二與非門(mén)Ul的輸出端，并通過(guò)第三電阻R3連接第二與非門(mén)Ul的第一輸入端；第四與非門(mén)U3的第一輸入端連接第四與非門(mén)U3的第二輸入端和第三與非門(mén)U2的輸出端；第四與非門(mén)U3的輸出端通過(guò)第一石英晶體振蕩器CLl連接第二與非門(mén)Ul的第一輸入端，并通過(guò)第四電容C9接地；第四與非門(mén)U3的第一輸入端同時(shí)作為振蕩器電路121的輸出端連接十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的時(shí)鐘引腳CLK。
[0054]具體地，上電復(fù)位電路122可包括:第五電容C10、第五與非門(mén)U5、第四電阻R4、第五電阻R5。其中，第五與非門(mén)U5的第一輸入端連接第五與非門(mén)U5的第二輸入端,并通過(guò)第四電阻R4連接輔助電源正極VCC，并通過(guò)第五電容ClO接地；第五與非門(mén)U5的輸出端通過(guò)第五電阻R5連接輔助電源正極VCC，并作為上電復(fù)位電路122的輸出端連接十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的復(fù)位引腳RESET和第一或門(mén)U8的第一輸入端。
[0055]以下詳細(xì)說(shuō)明圖7所示電路的工作原理:
[0056]上電復(fù)位電路122用于在高頻信號(hào)調(diào)制電路12的上電初始階段使十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的輸出引腳QO和D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的狀態(tài)復(fù)位置零。振蕩器電路121為一高頻石英晶體振蕩器電路，在該電路開(kāi)始工作后，從第三與非門(mén)U2的的輸出端輸出一聞?lì)l方波信號(hào)，此高頻方波信號(hào)作為十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的時(shí)鐘信號(hào)，在十進(jìn)制計(jì)數(shù)器U9的輸出引腳QO產(chǎn)生一占空比為10%的脈沖信號(hào)，此脈沖信號(hào)經(jīng)過(guò)第一與非門(mén)U4的反相作用，產(chǎn)生一占空比為90%的調(diào)制信號(hào)并由第一與非門(mén)U4的輸出端輸出。
[0057]反饋控制及脈寬調(diào)制電路11的輸出端輸出的第一脈寬調(diào)制信號(hào)輸入到D觸發(fā)器UlO的輸入引腳D，此第一脈寬調(diào)制信號(hào)在第一與非門(mén)U4輸出的調(diào)制信號(hào)的上升沿被觸發(fā)，傳送到D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q。之后，D觸發(fā)器UlO的輸出信號(hào)和第一與非門(mén)U4輸出的調(diào)制信號(hào)經(jīng)過(guò)與門(mén)U6而產(chǎn)生一調(diào)制信號(hào)，該調(diào)制信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)器Ull后，在驅(qū)動(dòng)器Ull的信號(hào)輸出引腳G產(chǎn)生第二脈寬調(diào)制信號(hào)。
[0058]在該電路工作過(guò)程中，當(dāng)?shù)谝幻}寬調(diào)制信號(hào)和第一與非門(mén)U4輸出的調(diào)制信號(hào)同時(shí)為零時(shí)，D觸發(fā)器UlO的置零引腳R的信號(hào)可將輸出引腳Q提前置零，以避免在第一與非門(mén)U4輸出的下一調(diào)制信號(hào)上升沿到來(lái)時(shí)，因輸出引腳Q的延時(shí)置零，而在與門(mén)U6的輸出端產(chǎn)生一無(wú)用的窄脈沖。
[0059]如圖8A為第一脈寬調(diào)制信號(hào)PWM、D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C的信號(hào)、D觸發(fā)器UlO的置零引腳R的信號(hào)和D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的信號(hào)分別在10μ s的時(shí)序不例；如圖8Β為第一脈寬調(diào)制信號(hào)PWM、D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C的信號(hào)、D觸發(fā)器UlO的置零引腳R的信號(hào)和D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的信號(hào)分別在20 μ s的時(shí)序示例；如圖SC為第一脈寬調(diào)制信號(hào)PWM、D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C的信號(hào)、D觸發(fā)器UlO的置零引腳R的信號(hào)和D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的信號(hào)分別在100 μ s的時(shí)序不例。
[0060]如圖9Α為D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C的信號(hào)、D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的信號(hào)、與門(mén)U6的輸出端的信號(hào)分別在10 μ s的時(shí)序不例；如圖9Β為D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C的信號(hào)、D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的信號(hào)、與門(mén)U6的輸出端的信號(hào)分別在20 μ s的時(shí)序不例；如圖9C為D觸發(fā)器UlO的時(shí)鐘輸入引腳C的信號(hào)、D觸發(fā)器UlO的輸出引腳Q的信號(hào)、與門(mén)U6的輸出端的信號(hào)分別在100 μ s的時(shí)序不例。
[0061]如圖1OA為與門(mén)U6的輸出端的信號(hào)和驅(qū)動(dòng)器Ull的信號(hào)輸出引腳G的信號(hào)分別在10 μ s的時(shí)序不例；如圖1OB為與門(mén)U6的輸出端的信號(hào)和驅(qū)動(dòng)器Ull的信號(hào)輸出引腳G的信號(hào)分別在100 μ s的時(shí)序示例。
[0062]綜上所述，本發(fā)明提出的Boost變換器在現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，增加輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13，同時(shí)，對(duì)主開(kāi)關(guān)管Q2采用高頻信號(hào)和低頻信號(hào)的組合控制方式。利用輔助諧振網(wǎng)絡(luò)13的內(nèi)部諧振，在高頻信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓關(guān)斷，同時(shí)在高頻信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓開(kāi)通，從而可使得主開(kāi)關(guān)管Q2工作在高頻完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)或高頻臨界完全軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。這樣，由于實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管Q2的零電壓開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，因而不存在開(kāi)通交叉損耗、反向恢復(fù)損耗、關(guān)斷損耗和高頻漏極-源極結(jié)電容損耗，同時(shí)，由于高頻信號(hào)發(fā)生在低頻信號(hào)的導(dǎo)通期間，低頻信號(hào)的開(kāi)關(guān)頻率很低，主開(kāi)關(guān)管Q2的漏極與源極之間的結(jié)電容在截止?fàn)顟B(tài)儲(chǔ)存的能量極少，可認(rèn)為主開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)通時(shí)刻不存在低頻結(jié)電容損耗，即是說(shuō)，主開(kāi)關(guān)管Q2的總損耗為主開(kāi)關(guān)管Q2在導(dǎo)通期間的通態(tài)損耗、以及主開(kāi)關(guān)管Q2的門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗之和，而通態(tài)損耗與主開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)關(guān)頻率無(wú)關(guān)，門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗與主電路的電壓、電流、功率和磁性元件、二極管參數(shù)無(wú)關(guān)，是極小損耗。因此在實(shí)際中，可通過(guò)大幅提升主開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)使得磁性元件和EMC濾波器件的尺寸等比例大幅變小，從而使得Boost變換器的體積和重量顯著減小，特別適用于便攜式電子設(shè)備中。
[0063]以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
【權(quán)利要求】
1.一種Boost變換器，包括主開(kāi)關(guān)管Q2，其特征在于，所述Boost變換器還包括: 輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的第一端連接所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端，所述主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端連接Boost變換器的參考地； 反饋控制及脈寬調(diào)制電路，用于生成并輸出第一脈寬調(diào)制信號(hào)； 高頻信號(hào)調(diào)制電路，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路的輸入端連接所述反饋控制及脈寬調(diào)制電路的輸出端，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路的輸出端連接所述主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路用于在所述第一脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間，生成并向所述主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端輸出第二脈寬調(diào)制信號(hào)，利用所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部諧振，在所述第二脈寬調(diào)制信號(hào)的關(guān)斷時(shí)刻，使得所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓由零開(kāi)始上升，并在所述第二脈寬調(diào)制信號(hào)的開(kāi)通時(shí)刻或關(guān)斷期間，使得所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端-低電位端之間的電壓下降至零。
2.如權(quán)利要求1所述的Boost變換器，其特征在于，所述Boost變換器還包括主儲(chǔ)能電感L2、主升壓二極管D2、輸出濾波電容C3 ； 所述主儲(chǔ)能電感L2連接在所述主升壓二極管D2的陽(yáng)極和Boost變換器的直流輸入端之間，所述主升壓二極管D2的陰極連接Boost變換器的直流輸出端，所述輸出濾波電容C3連接在所述直流輸出端和所述參考地之間，所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的第二端連接所述主升壓二極管D2的陽(yáng)極，所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的第三端連接所述主升壓二極管D2的陰極，所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的第四端連接所述參考地，所述反饋控制及脈寬調(diào)制電路的第一輸入端連接所述直流輸出端。
3.如權(quán)利要求2所述的Boost變換器，其特征在于，所述Boost變換器還包括:連接在所述直流輸入端和所述參考地之間的輸入濾波電容C4。
4.如權(quán)利要求2所述的Boost變換器，其特征在于，所述Boost變換器還包括:連接在所述主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端和所述參考地之間的電流檢測(cè)電阻R2，所述電流檢測(cè)電阻R2與所述參考地連接的一端同時(shí)連接所述反饋控制及脈寬調(diào)制電路的第二輸入端。
5.如權(quán)利要求2所述的Boost變換器，其特征在于，所述輔助諧振網(wǎng)絡(luò)包括:第一輔助諧振電感L3、第二輔助諧振電感L4、第一輔助諧振電容C6、第二輔助諧振電容C5 ； 所述第一輔助諧振電感L3連接在所述主升壓二極管D2的陽(yáng)極和所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端之間，所述第一輔助諧振電容C6連接在所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端和所述參考地之間，所述第二輔助諧振電感L4和所述第二輔助諧振電容C5串聯(lián)后并聯(lián)在所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端和所述主升壓二極管D2的陰極之間。
6.如權(quán)利要求2所述的Boost變換器，其特征在于，所述高頻信號(hào)調(diào)制電路包括:十進(jìn)制計(jì)數(shù)器、D觸發(fā)器、驅(qū)動(dòng)器、第一與非門(mén)U4、與門(mén)U6、第一或非門(mén)U7、第一或門(mén)U8、第一電阻R6、第二電阻R7、第一電容C11、振蕩器電路、上電復(fù)位電路； 所述振蕩器電路的輸出端連接所述十進(jìn)制計(jì)數(shù)器的時(shí)鐘引腳，所述十進(jìn)制計(jì)數(shù)器的電源引腳連接Boost變換器的輔助電源正極和所述第一與非門(mén)U4的第一輸入端，所述十進(jìn)制計(jì)數(shù)器的一個(gè)輸出引腳連接所述第一與非門(mén)U4的第二輸入端，所述上電復(fù)位電路的輸出端連接所述十進(jìn)制計(jì)數(shù)器的復(fù)位引腳和所述第一或門(mén)U8的第一輸入端，所述第一或非門(mén)U7的第一輸入端連接所述第一與非門(mén)U4的輸出端和所述D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入引腳，所述第一或非門(mén)U7的第二輸入端作為所述高頻信號(hào)調(diào)制電路的輸入端連接所述反饋控制及脈寬調(diào)制電路的輸出端和所述D觸發(fā)器的輸入引腳，所述第一或非門(mén)U7的輸出端連接所述第一或門(mén)U8的第二輸入端，所述第一或門(mén)U8的輸出端連接所述D觸發(fā)器的置零引腳，所述D觸發(fā)器的輸出引腳連接所述與門(mén)U6的第一輸入端，所述與門(mén)U6的第二輸入端連接所述第一與非門(mén)U4的輸出端，所述與門(mén)U6的輸出端連接所述驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)輸入引腳，所述驅(qū)動(dòng)器的電源引腳連接所述輔助電源正極，并通過(guò)所述第一電容Cll接地，所述驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)輸入引腳同時(shí)通過(guò)所述第一電阻R6接地，所述驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)輸出引腳通過(guò)所述第二電阻R7接地，并作為所述高頻信號(hào)調(diào)制電路的輸出端連接所述主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端。
7.如權(quán)利要6所述的Boost變換器，其特征在于，所述振蕩器電路包括:第二電容C7、第一石英晶體振蕩器CL1、第四電容C9、第二與非門(mén)U1、第三與非門(mén)U2、第四與非門(mén)U3、第三電阻R3 ； 所述第二與非門(mén)Ul的第一輸入端連接所述第二與非門(mén)Ul的第二輸入端，并通過(guò)所述第二電容C7接地，所述第三與非門(mén)U2的第一輸入端連接所述第三與非門(mén)U2的第二輸入端和所述第二與非門(mén)Ul的輸出端，并通過(guò)所述第三電阻R3連接所述第二與非門(mén)Ul的第一輸入端，所述第四與非門(mén)U3的第一輸入端連接所述第四與非門(mén)U3的第二輸入端和所述第三與非門(mén)U2的輸出端，所述第四與非門(mén)U3的輸出端通過(guò)所述第一石英晶體振蕩器CLl連接所述第二與非門(mén)Ul的第一輸入端，并通過(guò)所述第四電容C9接地，所述第四與非門(mén)U3的第一輸入端同時(shí)作為所述振蕩器電路的輸出端連接所述十進(jìn)制計(jì)數(shù)器的時(shí)鐘引腳。
8.如權(quán)利要6所述的Boost變換器，其特征在于，所述上電復(fù)位電路包括:第五電容C10、第五與非門(mén)U5、第四電阻R4、第五電阻R5 ； 所述第五與非門(mén)U5的第一輸入端連接所述第五與非門(mén)U5的第二輸入端，并通過(guò)所述第四電阻R4連接所述輔助電源正極，并通過(guò)所述第五電容ClO接地，所述第五與非門(mén)U5的輸出端通過(guò)所述第五電阻R5連接所述輔助電源正極，并作為所述上電復(fù)位電路的輸出端連接所述十進(jìn)制計(jì)數(shù)器的復(fù)位引腳和所述第一或門(mén)U8的第一輸入端。
9.如權(quán)利要I至8任一項(xiàng)所述的Boost變換器，其特征在于，所述主開(kāi)關(guān)管Q2是N型的MOS管，所述MOS管的漏極為所述主開(kāi)關(guān)管Q2的高電位端，所述MOS管的源極為所述主開(kāi)關(guān)管Q2的低電位端，所述MOS管的柵極為所述主開(kāi)關(guān)管Q2的控制端。
【文檔編號(hào)】H02M3/155GK103944383SQ201410148895
【公開(kāi)日】2014年7月23日 申請(qǐng)日期:2014年4月14日 優(yōu)先權(quán)日:2014年4月14日
【發(fā)明者】吳智, 王衛(wèi)江 申請(qǐng)人:深圳市航嘉馳源電氣股份有限公司