單相逆變器輸入電壓紋波調(diào)制補償方法
【專利摘要】一種單相逆變器輸入電壓紋波調(diào)制補償方法。包括以下步驟：在輸出調(diào)制脈沖的同時采集逆變器輸出電壓及全橋逆變電路輸入電壓；處理逆變器輸出電壓獲得SPWM調(diào)制脈沖信號；再從全橋逆變電路輸入電壓中提取紋波參數(shù)；根據(jù)紋波參數(shù)補償SPWM調(diào)制信號的各脈沖寬度，使補償后的調(diào)制效果能夠消除紋波帶來的輸出電壓諧波。本發(fā)明方法僅在軟件中對調(diào)制策略進行補償，節(jié)約硬件成本，并且直接對輸入電壓紋波參數(shù)進行補償能夠有效抑制紋波的影響，提高逆變系統(tǒng)的輸出質(zhì)量。
【專利說明】 單相逆變器輸入電壓紋波調(diào)制補償方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001 ] 本發(fā)明屬于逆變器控制領(lǐng)域，涉及一種針對單相逆變器全橋逆變電路輸入電壓紋波的調(diào)制補償方法。
【背景技術(shù)】
[0002]單相逆變器在實際應(yīng)用時，由于自身結(jié)構(gòu)的原因，全橋逆變電路輸入端電壓會出現(xiàn)兩倍于輸出頻率的低頻紋波，紋波幅值會隨著逆變器負載的增大而增大，紋波峰值相對于調(diào)制信號起點的位置在負載阻抗變化時產(chǎn)生移動。
[0003]正弦脈寬調(diào)制(SPWM)調(diào)制策略以全橋逆變電路輸入端恒壓為前提，因此輸入電壓中存在的紋波將影響逆變器輸出電壓質(zhì)量，使基波疊加上以三次諧波為主的高次諧波。而且隨紋波幅值的增大，逆變器輸出電壓三次諧波含量顯著增加，輸出電壓質(zhì)量大幅降低。
[0004]為抑制輸入電壓紋波帶來的影響，常見方法是增大逆變電路輸入端電容的大小，濾除輸入電壓的紋波。但這種做法勢必會增加逆變器的硬件成本和體積，且輸入端電容對低頻交流信號的濾波作用不強，對紋波的抑制效果有限。而從調(diào)制策略上進行改進不僅未增加硬件成本，更可完全抑制紋波影響。
[0005]申請?zhí)枮镃N02115213.6的專利《紋波幅度調(diào)制補償方法和裝置》實時采樣帶有紋波信號的輸入電壓瞬時值，用額定輸入電壓與瞬時值的比值補償下一載波周期調(diào)制脈沖寬度。該補償方法隨著輸入電壓有效值偏離額定輸入電壓程度的增加，補償效果會變差，并且始終存在一個載波周期的時間延遲。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006]本發(fā)明針對上述【背景技術(shù)】中的不足，提供了一種針對單相逆變器全橋逆變電路輸入電壓紋波的調(diào)制補償方法。以SPWM前半周期調(diào)制脈沖為基礎(chǔ)，根據(jù)輸入電壓紋波的幅值與相位參數(shù)對調(diào)制脈沖寬度進行補償，使補償后的SPWM調(diào)制脈沖產(chǎn)生的調(diào)制效果能夠補償輸入電壓紋波的影響，減小逆變器輸出電壓三次諧波含量，提高輸出電壓質(zhì)量。
[0007]由于所述SPWM前半周期調(diào)制脈沖與后半周期調(diào)制脈沖相同，所述紋波兩倍于輸出電壓頻率，其在SPWM前后半周期內(nèi)的波形相同，根據(jù)紋波參數(shù)對前半周期調(diào)制脈沖補償所得的調(diào)制脈沖寬度數(shù)組也可用于后半周期逆變調(diào)制。本發(fā)明所述補償方法處理過程如圖1，包含步驟如下:
[0008]步驟一:上一控制周期所得長度為N的調(diào)制脈沖寬度數(shù)組用于本控制周期逆變調(diào)制，輸出調(diào)制脈沖時同步采集逆變器輸出電壓及全橋逆變電路輸入電壓。
[0009]步驟二:處理逆變器輸出電壓得到有效值，對有效值與輸出電壓參考值之間的誤差進行PID調(diào)節(jié)，獲得下一周期調(diào)制系數(shù)M，M與固定的正半周期正弦規(guī)律變化數(shù)組相乘獲得SPWM半周期脈沖寬度數(shù)組。
[0010]步驟三:處理全橋逆變電路輸入電壓得到最大值Uniax、最小值Uniin及最大值Umax的存儲序號Np，由公式(Umax-Umin) /Umax計算得到比值K，由公式2 Np/N計算得到相位差P。[0011]步驟四:將所述K與P代入補償公式l/{l-K[l-cos(2wt+p)]/2},其中wt等于η π /N，η為I至N的整數(shù)，得到補償系數(shù)數(shù)組。
[0012]步驟五:SPWM半周期脈沖寬度數(shù)組中元素與補償系數(shù)數(shù)組中對應(yīng)序號的元素相乘，得到調(diào)制脈沖寬度數(shù)組，下一控制周期時返回步驟一。
[0013]所述控制周期為起始周期時，調(diào)制脈沖寬度數(shù)組為M等于0.1時的SPWM半周期脈沖寬度數(shù)組。但是本發(fā)明不局限于初始M等于0.1。
[0014]步驟一中，所述調(diào)制脈沖寬度數(shù)組為前半周期逆變調(diào)制信號，用于后半周期逆變調(diào)制時僅需改變控制器輸出模式，所述同步采集電壓信號過程在控制周期的前半周期進行，控制周期的后半周期不采集數(shù)據(jù)，僅處理前半周期的采集數(shù)組。
步驟二中，所述M的取值范圍是0〈M < 1，當(dāng)M的取值大于I時說明負載超過額定，需要將M的取值調(diào)回小于I。一般取接近于I的值例如0.99。
[0015]所述正半周期正弦規(guī)律變化數(shù)組的長度為N，幅值為固定值，等于fsys/(2N.fout)，其中，fsys為定時器時鐘頻率，fout為輸出電壓頻率。
[0016]步驟三中，所述比值K為全橋逆變電路輸入電壓峰峰值與最大值的比值，所述相位差P為輸入電壓最大值Umax與SPWM前半周期調(diào)制信號起始位置相位差。
[0017]與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明所述單相逆變器全橋逆變電路輸入電壓紋波的調(diào)制補償方法，其有益效果是:不需增加濾波器件的大小且不需設(shè)置其他外圍硬件電路，僅利用逆變系統(tǒng)中已有的電壓檢測裝置及數(shù)字控制器，不增加硬件系統(tǒng)成本；采用半周期補償方式可以減少補償所需控制時間；在SPWM調(diào)制策略的基礎(chǔ)上，增加針對全橋逆變電路輸入電壓紋波參數(shù)的補償環(huán)節(jié)，能夠完全抑制輸入電壓紋波的影響，有效提高逆變系統(tǒng)輸出質(zhì)量。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0018]圖1是補償方法處理過程示意圖；
[0019]圖2是逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖；
[0020]圖3是數(shù)字控制器輸出調(diào)制脈寬信號與觸發(fā)數(shù)據(jù)采集的處理過程示意圖；
[0021]圖4是未加入本發(fā)明補償方法時一定負載情況下逆變器輸出電壓諧波含量示意圖；
[0022]圖5是加入本發(fā)明補償方法后一定負載情況下逆變器輸出電壓諧波含量示意圖?！揪唧w實施方式】
[0023]以下結(jié)合【具體實施方式】及附圖進一步說明本發(fā)明。
[0024]如圖2所示，該逆變系統(tǒng)中，包含鉛酸蓄電池組成的直流電壓源，輸入濾波電容，單相全橋MOSFET逆變電路，工頻升壓變壓器以及由LM4F230微處理器及周邊芯片組成的數(shù)字控制器等部分。額定輸入電壓范圍20V?32V，額定輸出電壓220V±5%，額定輸出頻率50Hz±0.5Hz。數(shù)字控制器定時器模塊時鐘頻率為80MHz，數(shù)組長度N為256。此時逆變電路開關(guān)頻率為25.6kHz，正半周期正弦規(guī)律變化數(shù)組幅值即定時器計數(shù)的最大值為3125。
[0025]針對全橋逆變電路輸入電壓紋波的補償環(huán)節(jié)，補償方法的實現(xiàn)過程涉及到兩路信號采集。并且要求電壓信號采集與SPWM信號生成在時間上同步。利用LM4F110微處理器的定時器模塊實現(xiàn)信號采集觸發(fā)與調(diào)制信號輸出的同步。具體方法為:定時器模塊單向遞增模式下的計數(shù)器數(shù)值大于3125置為O時觸發(fā)一次模數(shù)轉(zhuǎn)換并將脈沖信號置高，計數(shù)器數(shù)值與比較寄存器數(shù)值一致時將脈沖信號置低，如圖3。
[0026]數(shù)字控制器在控制前半周期時間段內(nèi)采集電壓信號，并保存為數(shù)組形式，在控制后半周期時間段內(nèi)處理前半周期的采集數(shù)據(jù)，得到下一控制周期的調(diào)制脈沖信號，具體的補償環(huán)節(jié)包含以下步驟:
[0027]步驟1.處理采集的工頻升壓變壓器輸出電壓Uout數(shù)組，計算得到其有效值Ueff0
[0028]步驟2.根據(jù)輸出電壓有效值Ueff與輸出電壓參考值Uref的誤差進行PID調(diào)節(jié)獲得下一個調(diào)制周期的調(diào)制系數(shù)M。
[0029]步驟3.調(diào)制系數(shù)M與幅值為3125的半周期正弦變化數(shù)組相乘獲得SPWM正半周期調(diào)制信號各脈沖寬度。
[0030]步驟4.處理采集的全橋逆變電路輸入電壓Uin數(shù)組，獲得其中的最大值Umax與最小值U—。
[0031]步驟5.峰峰值與最大值比值K等于(Umax-Umin) /Umax。
[0032]步驟6.通過分析輸入電壓最大值Umax在采集數(shù)據(jù)中的存儲序號Np，計算Np與數(shù)據(jù)長度N的比值，此比值對應(yīng)的弧度制2 π Νρ/Ν即為SPWM調(diào)制信號的起始位置與輸入電壓最大值處相位差P。
[0033]步驟7.將全橋逆變電路輸入電壓Uin紋波的參數(shù)K值與P值，代入到補償公式I/{l-K[l_cos (2wt+p)]/2}ο
[0034]步驟8.補償公式中wt等于n /N, η大小與相應(yīng)的脈沖序號對應(yīng),取值為I至N,得到長度為N的補償系數(shù)數(shù)組。
[0035]步驟9.SPWM正半周期調(diào)制信號脈沖寬度數(shù)組中元素與補償系數(shù)數(shù)組中對應(yīng)序號的補償系數(shù)相乘，得到下一控制周期的調(diào)制脈沖寬度數(shù)組。
[0036]步驟10.下一周期到來時，調(diào)制前半周期根據(jù)調(diào)制脈沖寬度數(shù)組輸出調(diào)制脈沖信號，驅(qū)動全橋逆變電路進行逆變控制，并采集逆變器輸出電壓Uout和全橋逆變電路輸入電壓Uin，數(shù)據(jù)采集完成即進入調(diào)制后半周期時，改變控制器輸出模式使其輸出調(diào)制脈沖寬度數(shù)組的互補脈沖，同時返回步驟1，再次進行紋波調(diào)制補償。
[0037]圖4為SPWM調(diào)制策略未加入補償方法時，200W阻性負載下逆變器輸出電壓諧波含量示意圖，橫軸為頻率，縱軸為電壓對數(shù)，可見輸出電壓包含大量的三次諧波及五次諧波；圖5為加入本發(fā)明補償方法后，相同負載情況下逆變器輸出電壓諧波含量示意圖，橫軸、縱軸與圖4 一致，該輸出電壓僅包含少量的各次諧波。
[0038]可見本發(fā)明所述的單相逆變器輸入電壓紋波調(diào)制補償方法，利用逆變系統(tǒng)中已有的電壓檢測裝置及數(shù)字控制器，不需設(shè)置其他外圍硬件電路，只需要在已有SPWM調(diào)制策略半周期調(diào)制信號的基礎(chǔ)上，增加針對全橋逆變電路輸入電壓紋波的補償環(huán)節(jié)。本發(fā)明能夠抑制輸入電壓紋波造成的輸出電壓諧波，有效提高逆變系統(tǒng)輸出質(zhì)量。
【權(quán)利要求】
1.一種單相逆變器輸入電壓紋波調(diào)制補償方法，其特征在于，所述補償方法是在SPWM正弦脈寬調(diào)制前半周期調(diào)制脈沖信號的基礎(chǔ)上，根據(jù)全橋逆變電路輸入電壓紋波參數(shù)對脈沖寬度進行補償，包括以下步驟: 步驟一:上一控制周期所得長度為N的調(diào)制脈沖寬度數(shù)組用于本控制周期逆變調(diào)制，輸出調(diào)制脈沖時同步采集逆變器輸出電壓及全橋逆變電路輸入電壓； 步驟二:處理逆變器輸出電壓得到有效值，對有效值與輸出電壓參考值之間的誤差進行PID調(diào)節(jié)獲得調(diào)制系數(shù)M, M與固定的正半周期正弦規(guī)律變化的數(shù)組相乘獲得SPWM半周期脈沖寬度數(shù)組； 步驟三:處理全橋逆變電路輸入電壓得到最大值Umax、最小值Umin及最大值Umax的存儲序號Np，由公式(Umax-Umin)/Umax計算得到比值K，由公式2 πΝρ/Ν計算得到相位差P ; 步驟四:將所述K與P代入補償公式I/{l-K[l-cos (2wt+p) ]/2},其中wt等于η n /N,η為I至N的整數(shù)，得到補償系數(shù)數(shù)組； 步驟五:SPWM半周期脈沖寬度數(shù)組中元素與補償系數(shù)數(shù)組中對應(yīng)序號的元素相乘，得到調(diào)制脈沖寬度數(shù)組，下一控制周期時返回步驟一。
2.如權(quán)利要求1所述方法，其特征在于，所述控制周期為起始周期時，調(diào)制脈沖寬度數(shù)組為M等于0.1時的SPWM半周期脈沖寬度數(shù)組。
3.如權(quán)利要求1所述方法，其特征在于步驟二中，所述M的取值范圍是0〈M<1，當(dāng)M的取值大于I時說明負載超過額定，需要將M的取值調(diào)回小于I。
【文檔編號】H02M1/14GK103683878SQ201310585848
【公開日】2014年3月26日 申請日期:2013年11月19日 優(yōu)先權(quán)日:2013年5月26日
【發(fā)明者】孫本新 申請人:北京匯能精電科技有限公司