一種移相軟開關變換器的控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種移相軟開關變換器的控制方法，步驟1、采集與主功率變壓器的付邊連接的整流濾波模塊的輸出電流Ia；步驟2、設定負載額定電流為aA，負載電流為bA時與主功率變壓器連接的變換器實現主開關管的零電壓開關，負載電流為cA時整流濾波模塊的輸出電流處于臨界斷續(xù)狀態(tài)，當b<Ia≤c時，變換器采用移相控制；當a<Ia≤b時，變換器采用PWM控制或者降頻率的PWM控制；當0≤Ia≤a時，變換器采用PWM控制。本方法在整個負載區(qū)間都具有較高的效率，便于系統(tǒng)優(yōu)化；控制功能實現簡單，便于工程設計；實現方法可靠性高，便于工程應用。
【專利說明】一種移相軟開關變換器的控制方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明屬于電源控制領域，更具體涉及一種移相軟開關變換器的控制方法，適用于電源的移相全橋控制。
技術背景
[0002]目前基本移相全橋零電壓開關DC/DC變換器的結構如圖1所示，主開關Ql和Q2構成超前橋臂，主開關Q3和Q4構成滯后橋臂。其中，Ql和Q2驅動信號互補，Q3和Q4驅動信號互補，Ql和Q2分別超前Q4和Q3 —個相位，通過調節(jié)移相角來調節(jié)輸出電壓。在輸出側，整流二極管Drl和Dr2構成中心抽頭的整流電路，整流二極管通過輸出濾波電感Lo連接到輸出電容Co上。該變換器在負載滿足一定的條件時可以實現主功率開關管的零電壓開關，因此可以減小開關損耗，提高變換器可靠性和效率，成為應用很廣的一種優(yōu)秀的DC/DC電路拓撲。
[0003]由于實現主開關管零電壓開關的能量來自于儲能電感上的儲能，在超前管開關期間，輸出濾波電感折算到原邊與原邊電感串聯(lián)，由于一般輸出濾波電感很大，所以有足夠的儲能來實現超前管的零電壓開關；而滯后管開關期間，變換器處于整流二極管換流期間，兩個整流二極管同時導通將變壓器副邊鉗位在零電位，這樣輸出濾波電感就不能折算到原邊，此時給滯后管兩端電容充放電的能量只有原邊等效電感的儲能，此電感一般為變壓器漏感，由于一般漏感很小，所以很難實現滯后管的零電壓開關，導致滯后管的損耗很大，在頻率高的時候損耗成比例增加，導致變換器效率降低，熱設計很難優(yōu)化。
[0004]為了實現滯后橋臂的全開關，我們一般在變換器原邊串聯(lián)一個諧振電感來提高滯后管開關的時候實現零電壓開關的能量。但是串聯(lián)諧振電感導致了副邊占空比丟失，變換器可用的占空比減小，為了實現輸入低電壓時候全負載功率輸出設計主功率變壓器滿足輸入電壓最低時候的變比，過小的變壓器變化導致原邊電流有效值增加，從而導致變換器損耗增加，效率降低。因此，為了實現滯后管零電壓開關所加的諧振電感帶來別的負面影響。同時，此諧振電感上的能力在二極管換流器件由于二極管的反向恢復影響而與二極管兩端寄生電容發(fā)生諧振，在二極管兩端以電壓尖峰的形式表現處理，帶來很嚴重的EMC問題和可靠性問題，不利于變換器的工業(yè)應用。為了消除二極管反向恢復帶來的電壓尖峰問題，很多文獻提出原邊加二極管鉗位的移相全橋軟開關變換器，可以將諧振電感的能量消耗在電路中，消除了二極管反向恢復的電壓尖峰問題。但是仍然存在負載小于一定值時難以實現主功率開關管的軟開關而帶來的問題。因此，移相控制軟開關變換器在負載小于一定值時的損耗增大問題帶來了工業(yè)應用的限制。
[0005]移相全橋相對于傳統(tǒng)硬開關全橋變換器而言，在輕載時候由于沒有足夠的能量來給主功率管兩端的電容充放電，從而沒有實現輕載時的零電壓開關。而一些全橋變換器的環(huán)流損耗使得在輕載時候移相全橋變換器比傳統(tǒng)硬開關全橋變換器損耗大很多，相對于傳統(tǒng)硬開關全橋變換器，移相全橋在輕載或者空栽時效率很低，導致變換器熱設計比較麻煩，同時，限制了移相全橋的應用。[0006]移相全橋軟開關變換器業(yè)界分為兩種不同類型的變換器，一種為零電壓開關變換器，亦即ZVS變換器，超前管和滯后管都可以實現零電壓開關；一種為零電壓零電流開關變換器，亦即ZVZCS變換器，超前管實現零電壓開關，滯后管實現零電流開關。但是，兩類變換器在輕載時候都從中實際應用中的問題，即當變換器負載小于一定值后變換器滯后管不能實現軟開關，從而導致?lián)p耗急劇增加，由于從在環(huán)流損耗，使得移相全橋軟開關變換器在輕載時候的損耗比同調節(jié)的傳統(tǒng)硬開關全橋變換器的損耗都大。電源行業(yè)的專家和學者相繼提出很多種移相控制全橋軟開關變換器的改進型電路，可以在一定程度上改進移相控制全橋軟開關變換器的部分性能，但是帶來的是電路結構復雜化而導致不利于工程實際中大批量的設計和生產。而且由于所加輔助電路在一定程度上是將損耗進行了轉移，有時候還會導致變換器性能更加惡化。
[0007]存儲在諧振電感Lr及變壓器的電感、輸出濾波電感Lo中的能量對開關管結電容進行充放電，使相應結電容兩端的電壓達到零，借此實現開關管的零電壓開通。通過控制開關管的開通和關斷，即給開關管的基極或者柵極輸入一定的驅動邏輯波形，驅動為高時，開關管開通，驅動為低時，開關管關斷，從而實現對變換器的控制?，F有技術中，能夠產生移相全橋波形的控制芯片有UCC3875、UCC3895等。
[0008]對于各種移相全橋軟開關DC/DC電路而言，一方面，在輕載(大于20%額定負載而小于50%額定負載)條件下，因為諧振電感Lr、濾波電感Lo上的電流較小，因此諧振電感Lr和濾波電感Lo上儲存的能量就小，無法將即將開通的開關管的漏極-源極電壓(Vds)或者集電極-發(fā)射極電壓(Vce)諧振到零，即無法實現徹底的ZVS，尤其是滯后橋臂Ql、Q2在50%額定負載條件下就開始無法實現徹底的ZVS ;另一方面，在接近空載(< 20%額定負載)的條件下，因為Lr等諧振元件的影響，開關管的開關損耗為傳統(tǒng)的PWM全橋的開關管的開關損耗的4倍，甚至大于移相全橋滿載的開關管損耗，這導致開關管的散熱困難。在接近空載(< 20%額定負載)的條件下，因為Lr、Lo上的電流小，Lr、Lo上儲存的能量幾乎為零，這樣即將開通的開關管的Vds (或者Vce) =Vin,開關管的開關損耗可用下式計算:
\*Vds2 *fs*C (fs為開關頻率，C為對應開關管的結電容或者外并聯(lián)電容或者兩者并聯(lián)
的等價電容)，而在PWM全橋中，即將開通的開關管的Vds (或者Vce) =Vin/2,因此移相全橋在接近空載時的開關損耗為PWM全橋空載條件下的開關損耗的4倍，在工程中，一般采用SG3525、UC3846等控制芯片，以產生PWM全橋需要的驅動波形。移相全橋重載時工作在ZVS狀態(tài)下，開關損耗很小，只有導通損耗，當變換器的額定滿載負載小于某一數值(根據經驗為30A)時，移相全橋空載的開關管的損耗甚至會大于滿載時開關管的損耗。
[0009]隨著負載的繼續(xù)降低，諧振電感Lr、輸出電感Lo等器件上儲存的能量進一步減少，當負載輕到一定的程度時，在即將開通的開關管的Vds諧振到零之前，諧振電感Lr的電流就諧振到零，電流反向，對即將開通的開關管的Vds充電；當負載足夠小時，即將開通的開關管的Vds將被沖到Vin，此時的開關管沒有實現ZVS，而是硬開關，開關管開通瞬間的Vds甚至高于傳統(tǒng)的PWM全橋的Vin/2 (為Vin)。
[0010]綜上所述，在現有技術中，移相全橋電路在輕載及接近空載條件下都處于移相全橋的工作狀態(tài)，無法實現徹底的ZVS ;尤其是在接近空載時，開關管的開關損耗為傳統(tǒng)的PWM全橋的開關管的開關損耗的4倍，甚至大于移相全橋滿載的開關管損耗，這導致開關管的散熱困難。[0011]如圖2所示為移相控制半橋三電平DC/DC變換器。輸入電容Cdl、Cd2容量很大，其上電壓為輸入電壓的一半。鉗位二極管Ddl、Dd2來鉗位主功率管兩端的電壓，飛躍電容Css容量很大,穩(wěn)態(tài)時其上電壓為輸入電壓的一半,此電容可以使超前管和滯后管的工作工程解耦，從而有利于變化的優(yōu)化設計。其中主開關Ql和Q4構成超前橋臂，主開關Q2和Q3構成滯后橋臂。其中，Ql和Q4驅動信號互補，Q2和Q3驅動信號互補，Ql和Q4分別超前Q2和Q3 —個相位，通過調節(jié)移相角來調節(jié)輸出電壓。在輸出側，整流二極管Drl和Dr2中心抽頭的整流電路，整流二極管通過輸出濾波電感Lo連接到輸出電容Co上。
[0012]對于移相控制半橋三電平DC/DC變換器而言，由于實現主開關管零電壓開關的能量來自于儲能電感上的儲能，在超前管工作期間，輸出濾波電感折算到原邊與原邊電感串聯(lián)，由于一般輸出濾波電感很大，所以有足夠的儲能來實現超前管的零電壓開關；而滯后管工作期間，變換器處于整流二極管換流期間，兩個整流二極管同時導通將變壓器副邊鉗位在零電位，這樣輸出濾波電感就不能折算到原邊，此時給滯后管兩端電容充放電的能量只有原邊等效電感的儲能，此電感一般為變壓器漏感，由于一般漏感很小，所以很難實現滯后管的零電壓開關，導致滯后管的損耗很大，在頻率高的時候損耗成比例增加，導致變換器效率降低，熱設計很難優(yōu)化。
[0013]為了實現滯后橋臂的全開關，我們一般在變換器原邊串聯(lián)一個諧振電感來提高滯后管開關的時候實現零電壓開關的能量。但是串聯(lián)諧振電感導致了副邊占空比丟失，變換器可用的占空比減小，為了實現輸入低電壓時候全負載功率輸出設計主功率變壓器滿足輸入電壓最低時候的變比，過小的變壓器變化導致原邊電流有效值增加，從而導致變換器損耗增加，效率降低。
[0014]因此，對于采用移相控制的全橋變換器和半橋三電平DC/DC變換器而言，都存在負載電流小于一定值時無法實現主功率開關管的軟開關，由于在輕載時無法實現主功率開關管的零電壓開關，從而導致變換器效率下降的問題。

【發(fā)明內容】

[0015]本發(fā)明的目的是在于提供一種移相軟開關變換器的控制方法，該方法通過對控制方式的微小改進來克服現有移相控制軟開關變換器在輕載和空載時候損耗急劇增加而導致變換器效率降低的問題，控制簡單，很容易實現工程應用。
[0016]為了達到上述目的，本發(fā)明采用以下技術措施:
[0017]一種移相軟開關變換器的控制方法，包括以下步驟:
[0018]步驟1、采集與主功率變壓器的付邊連接的整流濾波模塊的輸出電流Ia ；
[0019]步驟2、設定負載額定電流為aA，負載電流為bA時與主功率變壓器連接的變換器實現主開關管的零電壓開關，負載電流為CA時整流濾波模塊的輸出電流處于臨界斷續(xù)狀態(tài)，
[0020]當b < Ia≤c時，變換器采用移相控制；
[0021]當a < Ia≤b時，變換器采用PWM控制或者降頻率的PWM控制；
[0022]當O≤Ia≤a時，變換器采用PWM控制。
[0023]如上所述的步驟2中，[0024]若降低變換器的開關頻率不會導致主功率變壓器飽和，則
[0025]當b < Iac時，移相控制的控制頻率為fmax，
0026]當a < Ia時，變換器采用降頻率的PWM控制，即fmin (降頻率的PWM控制的頻率< fmax,
[0027]當OIaa時，PWM控制的控制頻率為fmin ；
[0028]若降低變換器的開關頻率導致主功率變壓器飽和，則
[0029]當a < Ia < c時,移相控制的控制頻率為fmax,
[0030]當a < Iab時，變換器采用PWM控制，即PWM控制的頻率為fmax，
[0031]當OIaa時，PWM控制的控制頻率為fmin,
[0032]其中fmax為變換器的功率開關管最高工作頻率，fmin為變換器的功率開關管最低工作頻率。
[0033]所述的所述的變換器為全橋變換器或半橋三電平DC/DC變換器或交錯并聯(lián)全橋變換器或交錯并聯(lián)半橋三電平DC/DC變換器。
[0034]所述的交錯并聯(lián)全橋變換器的兩個全橋變換器之間的驅動信號依次滯后45度；所述的交錯并聯(lián)半橋三電平DC/DC變換器的兩個半橋三電平DC/DC變換器之間的驅動信號依次滯后45度。
[0035]本發(fā)明提出一種移相軟開關變換器的控制方法，通過對控制方式的微小改進來克服現有移相控制軟開關變換器在輕載和空載時候損耗急劇增加而導致變換器效率降低的問題，控制簡單，很容易實現工程應用。
[0036]對于移相控制全橋零電壓開關DC/DC變換器而言,只有在負載大于一定值時才可以主功率管的零電壓開關，這樣可以消除開關主功率管帶來的開關損耗，但是由于變換器原邊的環(huán)流而存在環(huán)流損耗。當變換器開關管頻率較高時，開關損耗占據的比例更大，因此，移相控制全橋軟開關DC/DC變換器由于實現了主功率管的零電壓軟開關，因此消除了開關損耗，只有環(huán)流引起的環(huán)流損耗。
[0037]假設變換器的負載額定電流為aA，在負載電流為bA時實現主開關管的零電壓開關，負載電流為CA時輸出濾波電感電流處于臨界斷續(xù)狀態(tài)。因此，我們按照變換器負載電流的范圍來確定變換器主功率開關管的控制方式，通過在不同負載電流范圍內來調節(jié)變換器的控制方式，達到減小變換器的損耗，從而提高變換器的效率。
[0038]對于移相控制半橋三電平DC/DC變換器而言，只有在負載大于一定值時才可以主功率管的零電壓開關，這樣可以消除開關主功率管帶來的開關損耗，但是由于變換器原邊的環(huán)流而存在環(huán)流損耗。當變換器開關管頻率較高時，開關損耗占據的比例更大，因此，移相控制全橋軟開關DC/DC變換器由于實現了主功率管的零電壓軟開關，因此消除了開關損耗，只有環(huán)流引起的環(huán)流損耗。
[0039]如圖3所示為移相控制交錯并聯(lián)全橋DC/DC變換器，兩路變換器的驅動信號依次滯后45度，這樣以來可以使變換器輸出功率加倍，二來可以減小輸出紋波，從而達到減小變換器輸出濾波器體積的目的。
[0040]如圖4所示為移相控制交錯并聯(lián)半橋三電平DC/DC變換器，兩路變換器的驅動信號依次滯后45度,這樣以來可以使變換器輸出功率加倍,二來可以減小輸出紋波,從而達到減小變換器輸出濾波器體積的目的。[0041]這兩種交錯并聯(lián)變換器同樣存在兩種移相控制變換器在輕載時無法實現主功率開關管的零電壓開關的缺點，導致變換器在輕載時候損耗增大，導致熱設計難度加大。[0042]通過在不同負載段采用有針對性的控制方式，從而達到提高變換器效率，優(yōu)化變換器熱設計的目的。[0043]本發(fā)明與現有技術相比，具有以下優(yōu)點:[0044]1、在整個負載區(qū)間都具有較高的效率，便于系統(tǒng)優(yōu)化；[0045]2、控制功能實現簡單，便于工程設計；[0046]3、實現方法可靠性高，便于工程應用。【專利附圖】

【附圖說明】[0047]圖1為基本移相全橋零電壓開關DC/DC變換器的結構示意圖；[0048]圖2為基本移相控制半橋三電平DC/DC變換器的結構示意圖；[0049]圖3為移相控制交錯并聯(lián)全橋DC/DC變換器的結構示意圖；[0050]圖4為移相控制交錯并聯(lián)半橋三電平DC/DC變換器的結構示意圖；[0051]圖5為PWM控制方式與移相控制方式為串聯(lián)形式的控制示意圖；[0052]圖6為PWM控制方式與移相控制方式為并聯(lián)形式的控制示意圖；[0053]圖7為主功率變壓器裕量較大時的控制時序圖；且在中間負載端可以采用間歇工作模式；[0054]圖8為主功率變壓器裕量較小時的控制時序圖；且在中間負載端可以采用間歇工作模式；[0055]圖9為主功率變壓器裕量較大時的控制時序圖；[0056]圖10為主功率變壓器裕量較小時的控制時序圖?！揪唧w實施方式】[0057]實施例1 (湖北)[0058]對于移相控制全橋DC/DC變換器，通過對負載電流的確定來劃分主功率開關管的控制方式，從而達到減小變換器損耗，提高變換器效率的目的。[0059]假設變換器的負載額定電流為30A，在負載電流為14A時實現主開關管的零電壓
開關，負載電流為5A時輸出濾波電感電流處于臨界斷續(xù)狀態(tài)。因此，我們按照變換器負載電流的范圍來確定變換器主功率開關管的控制方式，通過在不同負載電流范圍內來調節(jié)變換器的控制方式，達到減小變換器的損耗，從而提高變換器的效率。
[0060]假設在額定電流為30A的移相全橋DC/DC變換器中，假設負載電流在14A時實現主開關管的零電壓開關，負載電流為5A時輸出濾波電感電流處于臨界斷續(xù)狀態(tài)。因此，我們按照變換器負載電流的范圍來確定變換器主功率開關管的控制方式，通過在不同負載電流范圍內來調節(jié)變換器的控制方式，達到減小變換器的損耗，從而提高變換器的效率。負載電流為30A?14A時采用移相控制，由于實現了主功率開關管的零電壓開關，消除了開關損耗，因此，變換器效率很高。同時，此階段的變換器開關管頻率為最高開關頻率，我們假設為200KHz ;負載電流為14A?5A時由于負載電流已經不足以實現主功率開關管的零電壓開關，同時，存在初級環(huán)流損耗，因此，此階段采用頻率固定在最高頻率的開關頻率，此處為200KHZ，由于采用傳統(tǒng)的PWM控制方式，因此可以消除移相控制帶來的環(huán)流損耗，只有開關損耗，效率有一定的提高；負載電流為5A?OA時，輸出濾波電感電流處于斷續(xù)狀態(tài)，因此，此階段采用頻率降低的PWM控制，相對于較高的開關頻率的控制方式，由于開關頻率的降低可以減小變換器的開關損耗，有利于變換器效率的提高。
[0061]對于負載電流為14A?5A時，如果變換器的主功率變壓器設計裕量較大?？梢栽诖穗A段同時采用降低開關頻率和PWM控制來降低變換器的損耗。
[0062]控制原理如圖5、圖6所示，通過采樣輸出負載電流信號，此信號經過負反饋補償調節(jié)器處理，加到甄別器輸入端，甄別器用來對負載所屬的區(qū)段進行甄別，通過對不同負載段的劃分來采用不同的控制方式，達到減小變換器損耗，提高變化效率的目的。
[0063]圖5中，PWM控制方式與移相控制方式為串聯(lián)形式，降頻率PWM控制方式與移相控制方式在形式上為串聯(lián)形式。降頻控制PWM方式與移相控制方式共用一個控制芯片，通過甄別器對負載電流信號的區(qū)分來劃分控制方式的劃分區(qū)段，移相控制方式時PWM控制方式不對移相控制方式起作用，因此，在重載時實現了主功率開關管的軟開關，因此采用移相控制方式。當負載小于一定值時，由于不能實現主功率開關管的軟開關，導致?lián)p耗增加，因此此時PWM控制方式對移相控制方式起作用，此時控制方式為PWM控制方式，有利于變換器損耗的減小，從而提高了變換器效率。為了避免負載在控制方式變換點出反復變換，應該設置一定的回差，以避免控制方式的反復變換。(移相控制芯片比如UCC3895，實現移相控制方式，同時，可以對四路驅動信號通過與非門等邏輯電路構建出PWM驅動信號，通過檢測輸出電流，可以實現移相驅動方式與PWM驅動方式的自動切換。目前多采用數字控制方式實現電力電子設備的控制，本控制方式中，可以通過數字編程方式，以輸出電流作為判斷方式，在電流較小時輸出PWM控制驅動信號，負載較重的時候輸出移相控制方式驅動信號，通過軟件程序自動切換兩種控制方式)
[0064]圖6中，PWM控制方式與移相控制方式為并聯(lián)形式，降頻率PWM控制方式與移相控制方式在形式上為并聯(lián)形式。降頻控制PWM方式與移相控制方式各自用一個控制芯片，每種控制方式都有自己獨立的控制電路。通過甄別器對負載電流信號的區(qū)分來劃分控制方式的劃分區(qū)段，移相控制方式時PWM控制方式被屏蔽掉，PWM控制方式不起作用。由于在重載時實現了主功率開關管的軟開關，因此采用移相控制方式。當負載小于一定值時，由于不能實現主功率開關管的軟開關，導致?lián)p耗增加，因此此時PWM控制方式起作用，此時控制方式為PWM控制方式，有利于變換器損耗的減小，從而提高了變換器效率。為了避免負載在控制方式變換點出反復變換，應該設置一定的回差，以避免控制方式的反復變換。(移相控制芯片比如UCC3895，實現移相控制方式，PWM控制芯片比如UC3825、UC3846等，輸出PWM控制方式驅動信號，通過檢測輸出電流，可以實現UCC3895與UC3525之間工作的自動切換，從而實現移相驅動方式與PWM驅動方式的自動切換。目前多采用數字控制方式實現電力電子設備的控制，本控制方式中，可以通過數字編程方式，以輸出電流作為判斷方式，在電流較小時輸出PWM控制驅動信號，負載較重的時候輸出移相控制方式驅動信號，通過軟件程序自動切換兩種控制方式)
[0065]總的來說有圖7和圖8兩種控制方式，區(qū)別主要在于輕載段所采用的控制方式，此控制方式與實際設計變壓器時的裕量有關。
[0066]下面仔細分析本專利提出的控制思想的控制原理。[0067]為了分析簡單，我們假設額定負載為30A，負載電流為14A時實現主功率開關管的零電壓開關，負載電流為5A時輸出濾波電感電流處于斷續(xù)狀態(tài)。亦即，圖7和圖8中a=5A，b = 14A, c = 30A。
[0068]14A < Ia ≤ 30A
[0069]由于此時已經實現變換器原邊主功率開關管的零電壓開關，因此可以忽略主功率MOS管的開關損耗，則此時只有初級的環(huán)流損耗。因此，可以將此負載電流段設在工作頻率的最高段。因此，此工作段的主功率MOS管的開關頻率定在最高工作頻率點(最高頻率點的確定需要根據功率等級、拓撲結構以及變壓器設計等，此處取最高工作頻率為135kHz，最小工作頻率主要取決于變壓器和電感等磁原件設計，此處取65kHz)，此處設為fmax。此階段開關頻率為135kHz，控制方式為移相控制方式。
[0070]控制芯片可以選擇UCC3895或者采用數字控制方式實現該控制驅動信號。為了便于分析，對輸入電壓390VDC，輸出電壓54VDC的通信電源進線分析。變壓器變比為26/5。在該電流段中，系統(tǒng)采用移相控制方式來控制原邊4個開關管，其中Q3、Q4為超前橋臂，兩個器件的驅動信號互補且有死區(qū)時間，Q1、Q2為滯后橋臂，兩個器件的驅動信號互補且有死區(qū)時間。Q3、Q4分別超前Ql、Q2驅動信號一個角度，通過改變該超前角度時間來控制輸出電壓，實現閉環(huán)控制。[0071]5A < Ia ≤14A
[0072]由于此時輸出濾波電感電流處于連續(xù)狀態(tài)，而主功率MOS管由于負載電流不足，已經不能夠實現主功率開關管的零電壓開關，因此，除了環(huán)流損耗外，還有主功率開關管的開關損耗，并且開關損耗與開關頻率成正比。而對于傳統(tǒng)PWM控制的硬開關全橋變換器而言，只有開關損耗，而沒有移相控制全橋變換器的環(huán)流損耗。因此，在輕載時將電路的控制方式切換為PWM控制。因此，PWM控制方式中對角開關管為同一驅動信號，上下開關管的驅動信號互補，如圖1所不電路，Ql、Q4為同一驅動信號，Q2、Q3為同一驅動信號，Ql與Q2的驅動信號互補，Q3與Q4的驅動信號互補。由于要在負載電流變化的時候改變變換器的控制方式，因此，可以通過環(huán)路來調節(jié)變換器的控制方式，實現變換器控制方式變化的連續(xù)性。此階段的開關頻率依據主功率變壓器的設計裕量，如果主功率變壓器設計的裕量較大，降低開關管開關頻率不會導致主功率變壓器飽和，這樣可以在此階段采用圖7所示的控制方式，即采用開關頻率降低的PWM控制(開關頻率的降低可以采用在最高與最低之間線性變化，開關頻率的范圍應該在設置的最高與最低頻率之間，此處為開關頻率在135kHz-65kHz之間)。采用PWM控制可以消除移相控制的環(huán)路損耗和較大的開關損耗，達到減小變換器損耗的目的。也可以采用開關管間歇工作方式，此工作方式相當于減小變換器驅動信號的有效占空比。如果主功率變壓器設計的裕量較小，降低開關頻率會導致主功率變壓器飽和，因此，采用PWM控制方式，此時開關頻率還是為移相控制時候的開關頻率，f=fmax。由于采用PWM控制，以來消除了移相控制的環(huán)流損耗；二來減小了開關管的開關損耗。(此階段的開關頻率為135kHz，控制方式變換為PWM控制方式)。
[0073]如果主功率變壓器設計有較大的裕量，這樣當變換器開關管頻率降低的時候據不會因為變壓器原邊所加伏秒增大而導致的變壓器飽和，則可以降低主功率變壓器原邊所加功率信號的頻率。因此，如果主功率變壓器設計有較大的裕量，在此階段可同時降低變換器主功率開關管的開關頻率和采用PWM控制，這樣，采用PWM控制方式可消除移相控制時存在的環(huán)流損耗，降低變換器主功率開關管的開關頻率則可以減小開關損耗，因此，可以同時采用PWM控制和降低開關頻率來降低變換器損耗，提高輕載時的變換器效率。(在該工作區(qū)間，采用線性降低開關頻率的PWM控制方式，消除了移相控制的環(huán)流損耗，同時，通過降低開關頻率，減小了開關損耗。通過采用降低開關頻率的PWM控制方式，達到減小系統(tǒng)損耗，提高系統(tǒng)變換效率的目的。)
[0074]該控制區(qū)間，Ql、Q4為同一個驅動信號，占空比相同，頻率相同；Q2、Q3為同一個驅動信號，占空比相同，頻率相同。Q2與Ql的驅動信號差半個開關周期。此處開關頻率為135kHz，通過更改Ql的占空比來達到閉環(huán)控制的目的。根據實際測試數據，如果該階段損耗任然較大，可以在該區(qū)間采用逐步降低開關頻率的PWM控制方式，亦即開關管的開關頻率由135kHz根據負載逐漸降低，達到降低損耗、提高效率的目的。頻率降低的幅度需要在前期設計階段根據輸入電壓范圍、負載電流范圍、功率變壓器參數、功率電感參數等綜合考慮，優(yōu)化的目標是系統(tǒng)效率提聞，損耗減小。
[0075]OA≤ Ia≤ 5A
[0076]由于此時輸出差模濾波電感電流處于斷續(xù)狀態(tài)，因此，主功率管采用頻率降低的PWM控制，此時f=fmin。由于傳統(tǒng)硬開關全橋變換器的開關損耗和變換器開關管頻率成正比。因此，通過降低開關頻率可以降低變換器的開關損耗，從而有利于提高變換器的效率。當然，本階段通過可以采用間歇工作模式，原理同樣是減少開關管的開關此時，從而減小開關損耗。但是，間歇工作模式本質是減小變換器的有效占空比，會導致效率有一定的降低。因此，相比較而言，降低開關頻率有較大的有效占空比，效率相對較高。(此階段開關頻率為65kHz,控制方式為PWM控制,通過最低開關頻率來進一步減小開關損耗。)
[0077]該負載區(qū)間,控制方式為PWM控制方式，Q1、Q4為同一個驅動信號，占空比相同，頻率相同；Q2、Q3為同一個驅動信號，占空比相同，頻率相同。Q2與Ql的驅動信號差半個開關周期。此處開關頻率為65kHz，通過更改Ql的占空比來達到閉環(huán)控制的目的。該控制區(qū)間負載電流較小，因此，隨著負載電流的減小，可以有PWM控制方式和間歇工作兩種模式，目標為減小系統(tǒng)損耗，提聞系統(tǒng)效率。
[0078]為了驗證本文給出了控制方式的實際效果，進線了相關樣機測試數據對比。
[0079]對于一臺輸入電壓220VAC、輸出電壓54V/30A的DC/DC變換器，我們根據全移相控制和本文提出的控制方式進行了小胡曲線對比，實測數據顯示，在半載與輕載可以減小變換器損耗，提高系統(tǒng)變換效率，有利于減小散熱器體積。Ql、Q4為同一個驅動信號，占空比相同，頻率相同；Q2、Q3為同一個驅動信號，占空比相同，頻率相同。Q2與Ql的驅動信號差半個開關周期。下面是實際測試的數據:
[0080]表I采用移相控制方式的測試數據為:
[0081]
【權利要求】
1.一種移相軟開關變換器的控制方法，其特征在于，包括以下步驟:步驟1、采集與主功率變壓器的付邊連接的整流濾波模塊的輸出電流Ia ；步驟2、設定負載額定電流為aA，負載電流為bA時與主功率變壓器連接的變換器實現主開關管的零電壓開關，負載電流為CA時整流濾波模塊的輸出電流處于臨界斷續(xù)狀態(tài)，當b〈Ia≤ c時，變換器采用移相控制；當a〈Ia≤ b時，變換器采用PWM控制或者降頻率的PWM控制；當O≤Ia≤a時，變換器采用PWM控制。
2.根據權利要求1所述的一種移相軟開關變換器的控制方法，其特征在于，在步驟2中，若降低變換器的開關頻率不會導致主功率變壓器飽和，則當b〈Ia≤ c時，移相控制的控制頻率為fmax，當a〈Ia≤b時，變換器采用降頻率的PWM控制，即fmin (降頻率的PWM控制的頻率≤ fmax,當O≤Ia≤a時，PWM控制的控制頻率為fmin ；若降低變換器的開關頻率導致主功率變壓器飽和，則當a〈Ia ≤ c時，移相控制的控制頻率為fmax，當a〈Ia≤ b時，變換器采用PWM控制，即PWM控制的頻率為fmax，當O≤Ia≤a時，PWM控制的控制頻率為fmin，其中fmax為變換器的功率開關管最高工作頻率，fmin為變換器的功率開關管最低工作頻率。
3.根據權利要求1-2所述的任意一種移相軟開關變換器的控制方法，其特征在于，所述的變換器為全橋變換器或半橋三電平DC/DC變換器或交錯并聯(lián)全橋變換器或交錯并聯(lián)半橋三電平DC/DC變換器。
4.根據權利要求3所述的一種移相軟開關變換器的控制方法，其特征在于，所述的交錯并聯(lián)全橋變換器的兩個全橋變換器之間的驅動信號依次滯后45度；所述的交錯并聯(lián)半橋三電平DC/DC變換器的兩個半橋三電平DC/DC變換器之間的驅動信號依次滯后45度。
【文檔編號】H02M3/335GK103457477SQ201310435891
【公開日】2013年12月18日 申請日期:2013年9月23日 優(yōu)先權日:2013年9月23日
【發(fā)明者】張東華, 李小兵, 梁金峰, 萬美政, 黃興, 賀智軼, 王媛 申請人:武漢中原電子集團有限公司