專利名稱：Llc變換器同步整流方法及其裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本專利涉及一種軟件控制同步整流的方法,尤其涉及一種采用LLCXLogical LinkControl，邏輯鏈路控制)諧振拓撲變換器的同步整流控制方法。
背景技術(shù)：
隨著系統(tǒng)性能的不斷提高，對電源的效率、體積及性能提出了更高要求。設(shè)計合理的LLC變換器基本上可以實現(xiàn)全范圍負載下原邊MOSFET始終工作在ZVS開通狀態(tài)，提高了系統(tǒng)效率。同時，副邊同步整流技術(shù)的引入，亦大大減少了系統(tǒng)次級整流側(cè)的通態(tài)損耗，使得LLC同步整流拓撲在中大功率領(lǐng)域的應(yīng)用越來越廣泛。目前LLC同步整流控制大多由硬件電路完成，一般有以下兩種1、電壓檢測控制方式即通過輔助電路或者專用控制芯片檢測同步整流管漏源極之間的電壓來控制驅(qū)動信號。當(dāng)漏極與源極電壓達到某一閾值時，判斷為同步整流MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,金氧半場效晶體管，以下簡稱場效應(yīng)管)的體二極管導(dǎo)通，亦負載電流建立，繼而開通MOSFET以降低損耗；否則關(guān)斷MOSFET0但一方面，由于受PCB走線及器件寄生參數(shù)的影響，在MOSFET開通或關(guān)斷的時刻，其漏源極電壓會發(fā)生振鈴，過于靈敏的檢測閾值將會導(dǎo)致MOSFET在此時反復(fù)開通關(guān)斷，嚴重時帶來可靠性問題；但，反之則會導(dǎo)致MOSFET開通時間過短，大大降低了同步整流的優(yōu)勢；另一方面，由于同步整流MOSFET封裝的影響，其漏源極的引線電感的存在，將導(dǎo)致漏源極的電壓相位超前于漏源極電流(即負載電流)，使得同步整流MOSFET過早關(guān)斷，無法實現(xiàn)最優(yōu)的同步整流控制。2、電流檢測控制方式即通過檢測負載電流來提供驅(qū)動信號的方法。通常有兩種方案，一種檢測副邊電流，需要兩路電流檢測電路；另一種檢測原邊電流，只需要一路電流檢測電路，但原邊邊電流既包含負載電流又包含變壓器勵磁電流，需要采取方法將勵磁電流獨立出來?；陔娏鳈z測的控制方式能夠準確控制同步整流管的開通與關(guān)斷，實現(xiàn)同步整流驅(qū)動與負載電流基本同步，但都需要增加額外的電流檢測器件，增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本?；谲浖臄?shù)字控制方法，由于其良好的靈活性和適應(yīng)性也逐漸被應(yīng)用在電源控制領(lǐng)域。與傳統(tǒng)正激式PWM DC/DC變換器數(shù)字控制同步整流方式不同，在LLC變換器中，由于存在開關(guān)頻率高于或低于諧振點的工作狀態(tài)，如果仍采用副邊驅(qū)動與原級側(cè)驅(qū)動信號同步的控制方式，當(dāng)開關(guān)頻率大于諧振頻率時，同步整流驅(qū)動信號隨初級驅(qū)動信號的關(guān)斷而關(guān)斷，變壓器次級電流沒有降低到零，導(dǎo)致次級電流由同步整流MOSFET的體二極管流過，降低了效率。而當(dāng)開關(guān)頻率小于諧振頻率時，在次級驅(qū)動信號尚未關(guān)斷時，次級電流已過零，此時次級電流反向流過M0SFET，將能量倒灌入輸入端，降低效率，嚴重時將導(dǎo)致電源失控
發(fā)明內(nèi)容
本專利的目的在于提供一種可降低低損耗、提高效率的LLC變換器同步整流方法及其裝置。一種LLC變換器同步整流方法，其包括步驟100、數(shù)字信號處理器獲取經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電壓信號及輸出電流信號；步驟300、數(shù)字信號處理器在環(huán)路算法中斷中，根據(jù)輸出電壓信號和輸出電流信號，采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的控制方式，計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率；步驟500、數(shù)字信號處理器在PWM模塊的周期中斷中，采用開關(guān)頻率和變換器的諧振頻率判斷變換器的工作狀態(tài)，并根據(jù)不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比，并將原副邊頻率及占空比賦值給數(shù)字信號處理器中相應(yīng)的PWM模塊寄存器；步驟700、數(shù)字信號處理器根據(jù)相應(yīng)的PWM模塊寄存器中的賦值控制原副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，變換器工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷。一種LLC變換器同步整流裝置，其包括數(shù)字信號處理器、輸出電壓檢測電路、輸出電流檢測電路、變換器諧振點檢測電路、原邊隔離驅(qū)動電路及同步整流管驅(qū)動電路；輸出電壓檢測電路，用于檢測變換器中經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電壓信號；輸出電流檢測電路，用于檢測變換器中經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電流信號；變換器諧振點檢測電路，用于檢測獲取變換器的諧振頻率；數(shù)字信號處理器，用于接收電壓信號及輸出電流信號；并根據(jù)輸出電壓信號和輸出電流信號，采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的控制方式，計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率；在PWM模塊的周期中斷中，采用開關(guān)頻率和諧振頻率判斷變換器的工作狀態(tài)，并根據(jù)變換器不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比，并將原副邊頻率及占空比賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器；根據(jù)PWM模塊寄存器中的賦值通過原邊隔離驅(qū)動電路、同步整流管驅(qū)動電路，控制原副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，變換器工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷；原邊隔離驅(qū)動電路，用于在數(shù)字信號處理器的控制下驅(qū)動原邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與截止；同步整流管驅(qū)動電路，用于在數(shù)字信號處理器的控制下驅(qū)動副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與截止。本發(fā)明具體實施方式
通過判定LLC變換器的不同工作區(qū)域，以實現(xiàn)副邊同步整流驅(qū)動信號提前于原邊驅(qū)動信號開通，或?qū)崿F(xiàn)副邊同步整流驅(qū)動信號滯后于原邊驅(qū)動信號關(guān)斷，從而減小同步整流管工作時，開通或關(guān)斷電流不為零產(chǎn)生的過多損耗，提高系統(tǒng)效率。該方案在采用數(shù)字控制的基礎(chǔ)上無需增加復(fù)雜的外部檢測電路，即可靈活的實現(xiàn)對同步整流管的有效控制，又能有效地提升系統(tǒng)的效率和性能。


圖1是本發(fā)明一種LLC變換器同步整流方法的具體實施方式
的流程 圖2是本發(fā)明一種LLC變換器同步整流方法的具體實施方式
中的數(shù)字信號處理器設(shè)置原副邊頻率及占空比的流程 圖3是本發(fā)明一種LLC變換器同步整流裝置的具體實施方式
中，f sw >fr時，原副邊驅(qū)動信號及同步整流管電流的曲線 圖4是本發(fā)明一種LLC變換器同步整流裝置的具體實施方式
中，fSW〈fr時，原副邊驅(qū)動信號及同步整流管電流的曲線 圖5是本發(fā)明一種LLC變換器同步整流裝置的具體實施方式
的方框電路原理圖。
具體實施例方式下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進行詳細的說明。請參見圖1所示，本發(fā)明一種LLC變換器同步整流方法的具體實施方式
包括 步驟100，數(shù)字信號處理器獲取經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電壓信號及輸出電流信號；
接收輸出電壓檢測電路20、輸出電流檢測電路30可以為模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器；為保證數(shù)字
信號處理器能夠較快的響應(yīng)負載的變化，要求接收輸出電壓檢測電路20、輸出電流檢測電路30的采樣頻率不能欠采樣。步驟300，數(shù)字信號處理器10在環(huán)路算法中斷中，根據(jù)上述輸出電壓信號和輸出電流信號，采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的控制方式，計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率；
優(yōu)化的，還可根據(jù)系統(tǒng)硬件的參數(shù)，對計算出的開關(guān)頻率，進行上下限幅，防止計算出的開關(guān)頻率超出硬件能夠承受的工作范圍。數(shù)字信號處理器10在計算完原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率后，打開數(shù)字信號處理器10的PWM模塊的周期中斷的使能位，準備PWM模塊寄存器的更新；
步驟500，數(shù)字信號處理器10在PWM模塊的周期中斷中，采用開關(guān)頻率和變換器的諧振頻率判斷變換器工作狀態(tài)，并根據(jù)變換器不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空t匕，并將原副邊頻率及占空比賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器；
采用在周期中斷中更新PWM的周期及比較寄存器能夠防止在數(shù)據(jù)更新時打斷當(dāng)前完整的輸出波形，所更新寄存器的值，在下一個周期結(jié)束時才會起作用。請繼續(xù)參見圖2，步驟500具體而言，包括如下步驟
步驟501，數(shù)字信號處理器10計算原邊場效應(yīng)管輸出的占空比及頻率，并賦值給相應(yīng)PWM模塊寄存器；
具體的，可以先計算Ql、Q4這組場效應(yīng)管的占空比及頻率，并賦值給相應(yīng)PWM模塊寄存器；再計算Q2、Q3這組場效應(yīng)管輸出的占空比及頻率，并賦值給相應(yīng)PWM模塊寄存器；也可以按相反順序計算，或或者同時計算，此處不做限定；
步驟502，數(shù)字信號處理器10將在環(huán)路算法中計算出來的頻率作為原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率fsw，占空比為當(dāng)前開關(guān)周期的50%，將功率管的最終開關(guān)頻率及占空比值賦值到數(shù)字信號處理器10的相應(yīng)PWM模塊寄存器；
優(yōu)化的，由于考慮到器件的開通關(guān)斷延時，圖1中兩組原邊場效應(yīng)管(Ql、Q4為一組，Q2、Q3為一組)之間會有一定的死區(qū)時間，為保證系統(tǒng)可靠運行，最終賦值給PWM模塊的相應(yīng)寄存器實際占空比會小于當(dāng)前開關(guān)周期的50% ；
步驟503，數(shù)字信號處理器10判斷開關(guān)頻率fsw是否大于在諧振點計算子函數(shù)中計算出來的變換器的諧振頻率fr ;是則執(zhí)行步驟504，否則執(zhí)行步驟505 ；
步驟504，開關(guān)頻率fsw大于諧振頻率fr時，變換器工作在連續(xù)工作狀態(tài)，則延遲副邊同步整流信號下降沿的時間，而副邊同步整流驅(qū)動信號的上升沿可與原邊場效應(yīng)管的驅(qū)動同時開通；
請繼續(xù)參圖3，其為開關(guān)頻率fsw大于諧振頻率fr時，驅(qū)動波形及副邊同步整流管的曲線圖，其中，VgQU VgQ2、VgQ3和VgQ4為原邊功率管的門極驅(qū)動波形，VgQl和VgQ4的波形相同，VgQ2和VgQ3的波形相同，VgSl和VgS2為副邊功率管的門極驅(qū)動波形，isl和is2分別為副邊流過同步整流管SI和S2的輸出電流；
具體而言，計算副邊同步整流信號下降沿的時間，計算公式為Tf=5*t3/4+t2 ；
其中，Tf為賦給數(shù)字信號處理器10的相應(yīng)的PWM比較寄存器的下降沿的時間；t3為當(dāng)前開關(guān)周期的時間段；t2為需要延時關(guān)斷時間的時間段。數(shù)字信號處理器10則可根據(jù)Tf控制同步整流管驅(qū)動電路60的關(guān)斷時間，從而使副邊同步整流驅(qū)動信號滯后于原邊驅(qū)動信號關(guān)斷。數(shù)字信號處理器10根據(jù)步驟504中的Tf控制同步整流管驅(qū)動電路60關(guān)斷，可以實現(xiàn)副邊同步整流驅(qū)動信號滯后于原邊驅(qū)動信號關(guān)斷。步驟505，開關(guān)頻率fsw小于諧振頻率fr時，變換器工作在斷續(xù)工作狀態(tài)，則提前同步整流管驅(qū)動信號的上升沿時間；
請繼續(xù)參見圖4，其為開關(guān)頻率fsw小于諧振頻率fr時，驅(qū)動波形及副邊同步整流管的曲線圖，其中，VgQl、VgQ2、VgQ3和VgQ4為原邊MOSFET功率管的驅(qū)動波形，VgQl和VgQ4的波形相同，VgQ2和VgQ3的波形相同，VgSl和VgS2為副邊同步整流管的驅(qū)動波形，isl和is2分別為副邊流過同步整流管SI和S2的輸出電流；
具體而言，計算副邊同步整流驅(qū)動信號的升沿時間，公式為Tr=t3/4-tl+t2 ；
其中，Tr為賦給PWM比較寄存器上升沿的時間，t3為當(dāng)前開關(guān)的周期，tl為Q1、Q2之間死區(qū)的時間段；t2為需要提前開通時間段；
優(yōu)化的，還可以計算副邊同步整流管下降沿的時間，公式為Tf=Tr+t4-tl ；
其中，Tf為賦給PWM比較寄存器下降沿的時間；t4為變換器允許的同步整流管導(dǎo)通的最大時間段。數(shù)字信號處理器10根據(jù)步驟505中的Tr控制同步整流管驅(qū)動電路60開通，可以實現(xiàn)同步整流信號的上升沿超前于原邊驅(qū)動信號的上升沿，即，在原邊場效應(yīng)管開通前，副邊的同步整流管提前導(dǎo)通。根據(jù)上述計算，將Tr和Tf分別賦值給數(shù)字信號處理器PWM模塊的相應(yīng)寄存器，并使同步整流的開關(guān)頻率與原邊MOSFET功率管的開關(guān)頻率相同。步驟506，將副邊同步整流信號下降沿的時間和/或上升沿時間賦值給數(shù)字信號處理器10的相應(yīng)的PWM模塊的寄存器，并清除中斷使能，退出中斷。優(yōu)化的，還可以對最終計算出來的同步整流信號下降沿的時間和/或上升沿時間進行限幅判斷后，在賦值給相應(yīng)PWM模塊的寄存器，可以防止延時過大導(dǎo)致同步整流管反灌電流的問題。步驟700，數(shù)字信號處理器10根據(jù)其PWM模塊的寄存器中的賦值控制原副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，變換器工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷。請參見圖5，本發(fā)明一種LLC變換器同步整流裝置的具體實施方式
包括
包含有PWM模塊寄存器的數(shù)字信號處理器10、輸出電壓檢測電路20、輸出電流檢測電
路30、變換器諧振點檢測電路40、原邊隔離驅(qū)動電路50及同步整流管驅(qū)動電路60。輸出電壓檢測電路20，用于檢測變換器中經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電壓信號； 輸出電流檢測電路30，用于檢測變換器中經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電流信號；其中，
輸出電壓檢測電路20、輸出電流檢測電路30可以為模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器；為保證數(shù)字信號處理器能夠較快的響應(yīng)負載的變化，要求接收輸出電壓檢測電路20、輸出電流檢測電路30的采樣頻率不能欠采樣；
變換器諧振點檢測電路40，用于檢測獲取變換器的諧振頻率fr ；
數(shù)字信號處理器10，用于接收輸出電壓檢測電路20獲取的電壓信號及輸出電流檢測電路30獲取的輸出電流信號；并根據(jù)輸出電壓信號和輸出電流信號，采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的控制方式，計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率；在PWM模塊的周期中斷中，采用開關(guān)頻率和變換器的諧振頻率判斷系統(tǒng)工作狀態(tài)，并根據(jù)變換器不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比，并將原副邊頻率及占空比賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器；根據(jù)其PWM模塊寄存器中的賦值控制副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，變換器工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷；
原邊隔離驅(qū)動電路50用于在數(shù)字信號處理器10的控制下驅(qū)動原邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與截止；本具體實施方式
中，原邊場效應(yīng)管包括Q1、Q2、Q3及Q4，其中，Ql和Q4為一組，Q2和Q3為一組；
同步整流管驅(qū)動電路60用于在數(shù)字信號處理器10的控制下驅(qū)動副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與截止；在本具體實施方式
中，副邊場效應(yīng)管包括S1、S2，其中，SI是與原邊場效應(yīng)管Ql與Q4對應(yīng)的，S2是與原邊場效應(yīng)管Q2與Q3對應(yīng)的；上述場效應(yīng)管Q1、Q2、Q3、Q4、S1以及S2工作時的波形圖，如前述方法具體實施方式
對應(yīng)的附圖3、4所示，此處不再一一贅述。優(yōu)化的，數(shù)字信號處理器10還可根據(jù)系統(tǒng)硬件的參數(shù)，對計算出的開關(guān)頻率，進行上下限幅，防止計算出的開關(guān)頻率超出硬件能夠承受的工作范圍。數(shù)字信號處理器10在計算完原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率后，打開數(shù)字信號處理器10的PWM模塊的周期中斷的使能位，準備PWM模塊寄存器的更新。其中，數(shù)字信號處理器10是如何在PWM模塊的周期中斷中，進行原副邊頻率及占空比的計算，并賦值給相應(yīng)的PWM寄存器的，請參見前本發(fā)明的方法具體實施方式
中的步驟500的內(nèi)容，此處不再——贅述。本發(fā)明一種LLC變換器同步整流方法及其裝置的具體實施方式
，根據(jù)LLC變換器的不同工作狀態(tài)來提供不同的同步整流控制方案，當(dāng)原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率fsw大于LLC的諧振頻率fr時，諧振變換器工作在連續(xù)狀態(tài)，原邊則實現(xiàn)副邊同步整流驅(qū)動信號滯后于原邊驅(qū)動信號關(guān)斷；當(dāng)原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率fsw小于LLC的諧振頻率時fr，諧振變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)，則實現(xiàn)副邊同步整流驅(qū)動信號提前于原邊驅(qū)動信號開通。即，數(shù)字信號處理器最終輸出的同步整流驅(qū)動能夠達到在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷的目的，從而減小同步整流管工作時，開通或關(guān)斷電流不為零產(chǎn)生的過多損耗，使變換器的效率在全工作范圍內(nèi)都得到提高。進一步的，由于數(shù)字控制采用了有效限幅的方式，防止延時過大導(dǎo)致同步整流管反灌電流的問題。同時，該方案在采用數(shù)字控制的基礎(chǔ)上無需增加復(fù)雜的外部檢測電路，即可靈活的實現(xiàn)對同步整流管的有效控制，又能有效地提升系統(tǒng)的效率和性能。上述具體實施方式
說明但并不限制本發(fā)明，本領(lǐng)域的技術(shù)人員能在權(quán)利要求的范圍內(nèi)設(shè)計出多個可代替實例。所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該意識到，對在沒有違反如所附權(quán)利要求書所定義的本發(fā)明的范圍之內(nèi)，可對具體實現(xiàn)方案做出適當(dāng)?shù)恼{(diào)整、修改等。因此，凡依據(jù)本發(fā)明的精神和原則，所做的任意修改和變化，均在所附權(quán)利要求書所定義的本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種LLC (Logical Link Control,邏輯鏈路控制)變換器同步整流方法,其特征在于，該方法包括 步驟100、數(shù)字信號處理器獲取經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電壓信號及輸出電流信號；步驟300、所述數(shù)字信號處理器在環(huán)路算法中斷中，根據(jù)所述輸出電壓信號和所述輸出電流信號，采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的控制方式，計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率； 步驟500、所述數(shù)字信號處理器在PWM模塊的周期中斷中，采用所述開關(guān)頻率和所述變換器的諧振頻率判斷變換器的工作狀態(tài)，并根據(jù)不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比，并將所述原副邊頻率及所述占空比賦值給所述數(shù)字信號處理器中相應(yīng)的PWM模塊寄存器； 步驟700、所述數(shù)字信號處理器根據(jù)相應(yīng)的PWM模塊寄存器中的賦值控制所述原副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在所述變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，所述變換器工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷。
2.如權(quán)利要求1所述的LLC變換器同步整流方法，其中，所述步驟300和步驟500還可以包括所述數(shù)字信號處理器根據(jù)系統(tǒng)硬件的參數(shù)對計算出的所述開關(guān)頻率，進行上下限幅。
3.如權(quán)利要求1所述的LLC變換器同步整流方法，其中，所述步驟500具體包括 步驟501，所述數(shù)字信號處理器計算所述原邊場效應(yīng)管輸出的占空比及頻率，并賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器； 步驟502，所述數(shù)字信號處理器將計算所得的所述原邊場效應(yīng)管的頻率作為所述原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率，所述占空比為當(dāng)前開關(guān)周期的50%，并將所述開關(guān)頻率以及所述占空比賦值到相應(yīng)PWM模塊寄存器； 步驟503，所述數(shù)字信號處理器判斷所述開關(guān)頻率是否大于所述變換器的諧振頻率fr ;是則執(zhí)行步驟504，否則執(zhí)行步驟505 ； 步驟504,所述開關(guān)頻率f sw大于所述諧振頻率fr時,延遲副邊同步整流信號下降沿的時間； 步驟505，所述開關(guān)頻率f sw小于所述諧振頻率fr時，提前同步整流管驅(qū)動信號的上升沿時間，并使同步整流場效應(yīng)管的開關(guān)頻率與所述原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率相同； 步驟506，將所述副邊同步整流信號下降沿的時間和/或上升沿時間賦值給相應(yīng)的的PWM模塊寄存器，并清除中斷使能，退出中斷。
4.如權(quán)利要求3所述的LLC變換器同步整流方法，其中，所述步驟504具體包括 所述開關(guān)頻率fsw大于所述諧振頻率fr時,根據(jù)公式Tf=5*t3/4+t2計算副邊同步整流信號下降沿的時間，其中，t3為當(dāng)前開關(guān)周期的時間段；t2為需要延時關(guān)斷時間的時間段。
5.如權(quán)利要求3所述的LLC變換器同步整流方法，其中，所述步驟505具體包括 所述開關(guān)頻率fsw小于所述諧振頻率fr時,根據(jù)公式Tr=t3/4-tl+t2計算副邊同步整流驅(qū)動信號的上升沿時間，其中，t3為當(dāng)前開關(guān)的周期，tl為Q1、Q2之間死區(qū)的時間段；t2為需要提前開通時間段。
6.如權(quán)利要求5所述的LLC變換器同步整流方法，其中，所述步驟505還包括 根據(jù)公式Tf=Tr+t4-tl計算副邊同步整流管下降沿的時間，其中，t4為系統(tǒng)允許的同步整流管導(dǎo)通的最大時間段； 將計算所得的Tf值賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器。
7.—種LLC變換器同步整流裝置，其特征在于，該裝置包括數(shù)字信號處理器、輸出電壓檢測電路、輸出電流檢測電路、變換器諧振點檢測電路、原邊隔離驅(qū)動電路及同步整流管驅(qū)動電路； 所述輸出電壓檢測電路，用于檢測變換器中經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電壓信號； 所述輸出電流檢測電路，用于檢測所述變換器中經(jīng)過硬件電路調(diào)理的輸出電流信號； 所述變換器諧振點檢測電路，用于檢測獲取所述變換器的諧振頻率； 所述數(shù)字信號處理器，用于接收所述電壓信號及所述輸出電流信號；并根據(jù)所述輸出電壓信號和所述輸出電流信號，采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的控制方式，計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率；在PWM模塊的周期中斷中，采用開所述關(guān)頻率和所述諧振頻率判斷所述變換器的工作狀態(tài)，并根據(jù)所述變換器不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比，并將所述原副邊頻率及所述占空比賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器；根據(jù)所述PWM模塊寄存器中的賦值通過所述原邊隔離驅(qū)動電路、所述同步整流管驅(qū)動電路，控制原副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，變換器工作在連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷； 所述原邊隔離驅(qū)動電路，用于在所述數(shù)字信號處理器的控制下驅(qū)動所述原邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與截止； 所述同步整流管驅(qū)動電路，用于在所述數(shù)字信號處理器的控制下驅(qū)動副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與截止。
8.如權(quán)利要求7所述的LLC變換器同步整流裝置，其中，所述所述數(shù)字信號處理器，在PWM模塊的周期中斷中，采用開所述關(guān)頻率和所述諧振頻率判斷所述變換器的工作狀態(tài)，并根據(jù)所述變換器不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比，并將所述原副邊頻率及所述占空比賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器，具體為 所述數(shù)字信號處理器，用于計算所述原邊場效應(yīng)管輸出的占空比及頻率，并賦值給相應(yīng)的PWM模塊寄存器；將計算所得的所述原邊場效應(yīng)管的頻率作為所述原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率，所述占空比為當(dāng)前開關(guān)周期的50%，并將所述開關(guān)頻率以及所述占空比賦值到相應(yīng)PWM模塊寄存器；判斷所述開關(guān)頻率是否大于所述變換器的諧振頻率fr ;是則延遲副邊同步整流信號下降沿的時間，否則提前同步整流管驅(qū)動信號的上升沿時間，并使同步整流場效應(yīng)管的開關(guān)頻率與所述原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率相同；將所述副邊同步整流信號下降沿的時間和/或上升沿時間賦值給相應(yīng)的的PWM模塊寄存器，并清除中斷使能，退出中斷。
9.如權(quán)利要求8所述的LLC變換器同步整流裝置，其中，所述數(shù)字信號處理器是根據(jù)公式Tf=5*t3/4+t2計算所述副邊同步整流信號下降沿的時間，其中，t3為當(dāng)前開關(guān)周期的時間段；t2為需要延時關(guān)斷時間的時間段。
10.如權(quán)利要求8所述的LLC變換器同步整流裝置，其中，所述數(shù)字信號處理器是根據(jù)公式Tr=t3/4-tl+t2計算所述副邊同步整流驅(qū)動信號的上升沿時間，其中，t3為當(dāng)前開關(guān)的周期，tl為Ql、Q2之間死區(qū)的時間段；t2為需要提前開通時間段。
全文摘要
一種LLC變換器同步整流方法及裝置。該方法獲取變換器的輸出電壓信號及輸出電流信號；根據(jù)輸出電壓信號和輸出電流信號計算原邊場效應(yīng)管的開關(guān)頻率；采用開關(guān)頻率和變換器的諧振頻率判斷變換器的工作狀態(tài)，并根據(jù)不同的工作狀態(tài)計算不同的原副邊頻率及占空比；根據(jù)控制原副邊場效應(yīng)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使得輸出的同步整流驅(qū)動信號，在變換器工作在斷續(xù)狀態(tài)時提前開通，連續(xù)狀態(tài)時延時關(guān)斷。該方案減小了同步整流管工作時，開通或關(guān)斷電流不為零產(chǎn)生的過多損耗，提高了系統(tǒng)效率。
文檔編號H02M3/335GK103023335SQ201210577710
公開日2013年4月3日 申請日期2012年12月27日 優(yōu)先權(quán)日2012年12月27日
發(fā)明者萬仁春, 劉鈞, 吳文江 申請人:萬仁春, 劉鈞, 吳文江