專利名稱：馬達(dá)控制裝置的制作方法
馬達(dá)控制裝置技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明的實(shí)施方式涉及一種馬達(dá)控制裝置，通過在變換器電路的直流部所配置的 電流檢測元件來檢測相電流。
背景技術(shù)：
在為了控制馬達(dá)而對U、V、W各相的電流進(jìn)行檢測的情況下，存在使用插入到變換 器電路的直流部中的I個分流電阻來進(jìn)行電流檢測的技術(shù)。在該方式中，在對3相的全部 電流進(jìn)行檢測時，需要在PWM(Pulse Width Modulation :脈寬調(diào)制)載波(carrier)的I個 周期內(nèi)產(chǎn)生3相的PWM信號圖形，以便能夠檢測2相以上的電流。例如，如圖13所示(使 載波為鋸齒狀波)，在U、V相的負(fù)載(duty)相等的情況下，在U+( “ + ”表示變換器電路的 上臂側(cè)開關(guān)元件)導(dǎo)通、V+導(dǎo)通、W+截止時，能夠檢測W相的電流，但無法檢測其他相電流。 因此，可以考慮如圖14所示那樣，通過使某相(在該情況下為W相)的PWM信號的相位移 動，由此能夠始終檢測2相以上的電流(例如參照專利文獻(xiàn)I)。
專利文獻(xiàn)1:日本特許第3447366號公報
但是，當(dāng)為了電流檢測而使各相的PWM信號依次移動時，如圖15所示，在從使某相 的PWM信號移動的圖形向使其他相的PWM信號移動的圖形轉(zhuǎn)移的定時，馬達(dá)電流以階梯狀 變化。圖15(b)將(a)的一部分即區(qū)間T放大表示，U相電流的變化在從按照每個載波周 期交替地反復(fù)增加、減少的W相反相區(qū)間向U相反相區(qū)間轉(zhuǎn)移的定時，連續(xù)減小2次，結(jié)果 產(chǎn)生(a)所示的階梯狀的變化。此時的電流變化引起轉(zhuǎn)矩的變動，因此發(fā)生在馬達(dá)驅(qū)動時 產(chǎn)生的噪音的電平增大的問題。
為了解決該問題，可以考慮使負(fù)載脈沖(具有被賦予的負(fù)載的PWM信號脈沖)的 相位移動，以便能夠固定2相的電流檢測定時。但是，當(dāng)如此地使脈沖的相位移動時，由于 變換器電路進(jìn)行開關(guān)動作而在直流電源部中產(chǎn)生的波動的振幅變大。當(dāng)該波動的頻率成為 數(shù)kHz程度的可聽區(qū)域時，其有時又會成為噪音的發(fā)生原因。發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明提供一種馬達(dá)控制裝置，能夠在抑制由于產(chǎn)生波動而發(fā)生的噪音的 同時，通過單個電流檢測元件來檢測向馬達(dá)供給的各相的電流。
根據(jù)實(shí)施方式，提供一種馬達(dá)控制裝置，經(jīng)由變換器電路對馬達(dá)進(jìn)行驅(qū)動，該變換 器電路通過按照規(guī)定的PWM信號圖形來對3相橋接的多個開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通截止控制，由 此將直流變換為3相交流；在該馬達(dá)控制裝置中，將電流檢測元件與變換器電路的直流側(cè) 連接而使其產(chǎn)生與電流值對應(yīng)的信號，PWM信號生成單元基于馬達(dá)的相電流來確定轉(zhuǎn)子位 置，并以跟蹤該轉(zhuǎn)子位置的方式生成3相的PWM信號脈沖。并且，在電流檢測單元基于電流 檢測元件產(chǎn)生的信號和PWM信號脈沖來檢測馬達(dá)的相電流的情況下，PWM信號生成單元以 電流檢測單元能夠在PWM信號的載波周期內(nèi)在固定的2個定時檢測到2相的電流的方式生 成3相的PWM信號脈沖。
并且，電流判斷單元判斷所檢測的3相電流的大小關(guān)系，在將能夠檢測到2相的電 流的2個定時的最小間隔作為最小電流檢測間隔、將所檢測的3相電流中的電流值為最小 的相的通電期間作為最小通電期間時，PWM信號生成單元從各相的PWM信號脈沖中減去最 小通電期間，并且加上最小電流檢測間隔的2倍而進(jìn)行修正。
此外，根據(jù)實(shí)施方式，PWM信號生成單元為，在將所檢測的3相電流中的電流值為 最大的相的通電期間作為最大通電期間時，從各相的PWM信號脈沖中減去最大通電期間， 并且加上PWM控制周期與所述最小電流檢測間隔的2倍之差而進(jìn)行修正。


圖1是表示第一實(shí)施方式的馬達(dá)控制裝置的構(gòu)成的功能框圖。
圖2是表示PWM信號生成部的內(nèi)部構(gòu)成的功能框圖。
圖3(ar(c)是表示各相的PWM載波和負(fù)載指令的時間圖，圖3 (d)是表示各相PWM 號脈沖的生成狀態(tài)的時間圖。
圖4是將V相載波為最大的相位作為基準(zhǔn)時的與圖3(d)相當(dāng)?shù)膱D。
圖5 (a)是表示在DUTY修正部中進(jìn)行的修正處理的流程圖，圖5 (b)、(c)是表示修 正的具體數(shù)值例的圖。
圖6是說明負(fù)載脈沖的修正及相位調(diào)整的圖。
圖7是對于現(xiàn)有技術(shù)的方式和本實(shí)施方式的方式、比較電流波動的產(chǎn)生狀態(tài)的 圖。
圖8是表示規(guī)定控制條件下的U、W相負(fù)載和電流Iv等的圖。
圖9是在以與圖8相同的條件進(jìn)行控制的情況下測定的聲音波形的圖。
圖10是表示該聲音頻譜的圖。
圖11是表示第二實(shí)施方式的與圖5相當(dāng)?shù)膱D。
圖12是表示第二實(shí)施方式的與圖6相當(dāng)?shù)膱D。
圖13是表示現(xiàn)有技術(shù)的圖(之一)。
圖14是表示現(xiàn)有技術(shù)的圖(之二)。
圖15是表示通過現(xiàn)有技術(shù)實(shí)測了 U相電流而得到的波形的圖。
符號的說明
附圖中，3表示變換器電路、4表示分流電阻(電流檢測元件)、5表示功率 MOSFET (開關(guān)元件)、6表示馬達(dá)、7表示電流檢測部(電流檢測單元)、9表示PWM信號生成 部(PWM信號生成單元)、11表示DUTY修正部、13表示脈沖生成部。
具體實(shí)施方式
(第一實(shí)施方式)
以下，參照圖f圖11對第一實(shí)施方式進(jìn)行說明。圖1是表示馬達(dá)控制裝置的構(gòu) 成的功能框圖。直流電源部I雖然用直流電源的記號來表示，但是在從商用交流電源生成 直流電源的情況下，還具有整流電路、平滑電容器等。直流電源部I經(jīng)由正側(cè)母線2a、負(fù)側(cè) 母線2b連接有變換器電路(直流交流變換器)3。在負(fù)側(cè)母線2b側(cè)插入有作為電流檢測 元件的分流電阻4。變換器電路3例如將N溝道型的功率M0SFET5 (U+、V+、W+、U-、V-、W-) 3相橋接而構(gòu)成，各相的輸出端子例如分別與作為無刷DC馬達(dá)的馬達(dá)6的各相繞組連接。
通過電流檢測部7檢測分流電阻4的端子電壓(與電流值相對應(yīng)的信號)，電流檢測部(電流檢測單元)7基于所述端子電壓和向變換器電路3輸出的3相的PWM信號圖形， 來檢測U、V、W各相的電流Iu、Iv、Iw。當(dāng)電流檢測部7檢測的各相電流被賦予DUTY生成部 8、并被進(jìn)行Α/D變換而被讀入時，基于馬達(dá)6的控制條件等來進(jìn)行運(yùn)算。結(jié)果，確定用于生成各相的PWM信號的負(fù)載U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
例如，在進(jìn)行矢量控制的情況下，從設(shè)定控制條件的微型計(jì)算機(jī)等向DUTY生成部 8賦予馬達(dá)6的轉(zhuǎn)速指令ω ref,基于該轉(zhuǎn)速指令coref與推斷的馬達(dá)6的實(shí)際轉(zhuǎn)速之間的差分，生成轉(zhuǎn)矩電流指令I(lǐng)qref。當(dāng)根據(jù)馬達(dá)6的各相電流Iu、Iv、Iw確定馬達(dá)6的轉(zhuǎn)子位置Θ時，通過使用該轉(zhuǎn)子位置Θ的矢量控制運(yùn)算來計(jì)算轉(zhuǎn)矩電流Iq、勵磁電流Id。對于轉(zhuǎn)矩電流指令I(lǐng)qref與轉(zhuǎn)矩電流Iq之間的差分例如進(jìn)行PI控制運(yùn)算，生成電壓指令Vq。 對于勵磁電流Id側(cè)也同樣地進(jìn)行處理，而生成電壓指令Vd，使用上述轉(zhuǎn)子位置Θ將電壓指令Vq、Vd變換為三相電壓Vu、Vv、Vw。然后，基于這些三相電壓Vu、Vv, Vw來確定各相負(fù)載 U_DUTY、V_DUTY、ff_DUTY0
各相負(fù)載U、V、W_DUTY被賦予PWM信號生成部(PWM信號生成單元)9，通過與載波的電平進(jìn)行比較而生成3相PWM信號。此外，還生成使3相PWM信號反相的下臂側(cè)的信號， 在根據(jù)需要附加了停頓時間(dead time)之后，將這些信號輸出到驅(qū)動電路10。驅(qū)動電路 10按照所賦予的PWM信號，對構(gòu)成變換器電路3的6個功率M0SFET5 (U+、V+、W+、U-、V-、W_) 的各個柵極輸出柵極信號。另外，對于上臂側(cè)，以升壓了需要的電平的電位進(jìn)行輸出
接著，對PWM信號生成部9生成3相PWM信號的方式進(jìn)行說明。在變換器電路3 輸出被PWM調(diào)制了的3相交流時，如上所述，能夠根據(jù)對于上臂側(cè)的功率M0SFET5 (U+、V+、 W+)的通電圖形來檢測特定相的電流。以下，雖然對各相上臂側(cè)的柵極信號進(jìn)行說明，但是例如在僅U相成為H電平、V相及W相都成為L電平的通電圖形的期間，在分流電阻4的兩端產(chǎn)生的電壓與U相電流相對應(yīng)。此外，在U相及V相的雙方為H電平、W相成為L電平的區(qū)間，將分流電阻4的兩端電·壓的符號反轉(zhuǎn)后的電壓與W相電流對應(yīng)。
如此，如果根據(jù)PWM信號的通電圖形來依次檢測出2相量的電流并存儲，則雖然是分時地、但能夠檢測3相的電流。在該情況下，并非同時地檢測各相電流，因此實(shí)際上產(chǎn)生誤差，但是只要不要求特別的精密度，則在實(shí)用上并沒有問題，通過使用3相的電流檢測值來求解電路方程式，由此能夠計(jì)算下一個周期的通電圖形。
此外，在功率M0SFET5的導(dǎo)通、截止?fàn)顟B(tài)變化了緊后，電流波形不穩(wěn)定，因此為了在穩(wěn)定的狀態(tài)下讀入在分流電阻4中產(chǎn)生的電壓信號，需要最小待機(jī)時間(穩(wěn)定時間)τ。 當(dāng)使該最小待機(jī)時間τ例如為3 μ sec時，在讀入一個相的電流時，需要使特定的通電狀態(tài) (PWM信號圖形)持續(xù)3ysec以上。換言之，在同一通電狀態(tài)下的持續(xù)時間比3 μ sec短的情況下，無法正常地進(jìn)行電流的讀入，而無法更新在此時應(yīng)更新的相的電流值。即，只要能夠使全部PWM信號圖形的通電狀態(tài)持續(xù)最小待機(jī)時間τ以上，則在任何情況下都能夠檢測相電流。
因此，在本實(shí)施方式中，以與以往不同的方式使各相的PWM信號脈沖的輸出相位移動。只要各相的脈沖之間的負(fù)載差為一定，則即使將脈沖的上升位置、下降位置移動相同時間，經(jīng)由變換器電路3對馬達(dá)6施加的電壓也不會改變。
圖2是表示PWM信號生成部9的內(nèi)部構(gòu)成的功能框圖，圖3是表示在PWM信號生成部9的內(nèi)部生成了上臂側(cè)的3相PWM信號(U+、V+、W+)的脈沖的狀態(tài)的時間圖。對于從 DUTY生成部8輸入的各相負(fù)載U、V、W_DUTY，經(jīng)由加法器12U、12V、12W相加由DUYT修正部 11輸出的修正值(其中，修正值的符號為正負(fù)的某一個)，由此負(fù)載被修正。并且，加法器 12U、12V、12W的輸出信號被輸入到脈沖生成部13，與U、V、W各相的載波的電平進(jìn)行比較的結(jié)果，生成各相的PWM信號U±，V±，W±。
即，在本實(shí)施方式中，對每個相使用不同波形的載波。如圖3(ar(c)所示，U相載波為鋸齒狀波，V相載波為三角波，W相載波為與U相成為反相的鋸齒狀波。并且，這些相位被輸出為，U相載波的振幅水平成為最大、V、W相載波的振幅水平成為最小的相位一致。這些載波能夠通過相互同步地進(jìn)行計(jì)數(shù)動作的3個計(jì)數(shù)器來生成，U相成為降計(jì)數(shù)器，V相成為升降計(jì)數(shù)器，W相成為升計(jì)數(shù)器。其中，升降計(jì)數(shù)器進(jìn)行計(jì)數(shù)動作的頻率成為其他計(jì)數(shù)器的2倍。載波周期例如為50 μ sec。
并且，在脈沖生成部13中，分別比較各相負(fù)載U、V、W_DUTY和各相載波的電平，在成為(負(fù)載)> (載波)的期間輸出高電平脈沖。結(jié)果，如圖3(d)的橫向箭頭所示，當(dāng)將 V相載波的振幅最小相位(三角波的谷)作為基準(zhǔn)相位時，在各相的負(fù)載增減了時，U相的 PWM信號脈沖U+的脈沖寬度以從基準(zhǔn)相位向延遲方向側(cè)(圖中左側(cè))增減的方式變化，W 相的PWM信號脈沖W+的脈沖寬度以從基準(zhǔn)相位向前進(jìn)方向側(cè)(圖中右側(cè))增減的方式變化，V相的PWM信號脈沖V+的脈沖寬度以從基準(zhǔn)相位向延遲、前進(jìn)的兩個方向側(cè)增減的方式變化。
從PWM信號生成部9向電流檢測部7賦予電流檢測定時信號(例如V相載波)， 電流檢測部7按照電流檢測定時信號來確定檢測2相的電流的定時。例如，將V相載波的振幅最小相位作為基準(zhǔn)相位。即，如圖3所示，當(dāng)將基準(zhǔn)相位作為檢測定時A時，將從此處起經(jīng)過了最小待機(jī)時間τ以上的時間點(diǎn)作為檢測定時B。通過如此地設(shè)定檢測定時，在定時A能夠檢測W相電流(_) Iw,在定時B能夠檢測U相電流(_) Iu。另外，電流檢測部7為了確定電流檢測定時而參照的載波，不限于V相，也可以是U、W相。
在此，在圖3 (d)中圖示為U相的PWM信號脈沖的振幅在基準(zhǔn)相位剛好成為零，但實(shí)際上存在各種響應(yīng)延遲，因此即使在基準(zhǔn)相位的檢測定時A，F(xiàn)ET5U+也導(dǎo)通，所以能夠沒有問題地檢測W相電流Iw。并且，由于3相電流的總和為零，因此能夠基于U相電流Iu、W 相電流Iw來求出V相電流Iv。
此外，圖4是將V相載波為最大的相位(三角波的峰)作為基準(zhǔn)的情況，雖然未圖示U、W相載波，但是使U相載波為最大的相位、W相載波為最小的相位與上述基準(zhǔn)一致，對于V相、在V相載波超過負(fù)載￥_0^7的電平的期間輸出PWM信號脈沖即可。此外，U、V、W 的各相也可以替換(將哪個波形的載波分配到哪個相是任意的)。
如以上那樣調(diào)整各相負(fù)載脈沖的相位，但是在該相位調(diào)整之前，在DUTY修正部11 中修正各相負(fù)載。接著，參照圖5及圖6說明該DUTY修正部11的作用。圖5(a)是表示在DUTY修正部11中進(jìn)行的修正處理的流程圖。當(dāng)從DUTY生成部8輸入各相負(fù)載U、V、W_ DUTY時(SI)，DUYT修正部11比較這些負(fù)載的大小關(guān)系，將最小的負(fù)載保存在Min_uw中(S2)。然后，將修正負(fù)載Rduty設(shè)定為最小電流檢測期間Idet_time的2倍(S3)。另外，該處理僅在初始設(shè)定中進(jìn)行I次即可。
在此，最小電流檢測期間Idet_time被規(guī)定為，為了可靠地檢測電流值而需要的負(fù)載脈沖的最小值。并且，通過下式求出各相負(fù)載的修正值DUTY’而進(jìn)行修正(S4)。
DUTY’ =DUTY-Min_uvw+Rduty …(I)
即，右邊第二項(xiàng)及第3項(xiàng)作為修正值向加法器12輸出。
圖5 (b)、(C)表示DUTY (原DUTY)、DUTY，的具體數(shù)值例。圖5 (b)是3相的DUTY 都比2Idet time大的情況，圖5 (c)是3相的DUTY都比2Idet_time小的情況。無論在哪種情況下，都是Idet_time=5 [%]，Rduty=IO0在圖5(b)中，3相負(fù)載U、V、W_DUTY的各值為 60、50、30[%]，所以Min_uvw=30，修正值成為“-20”。因此，所修正的負(fù)載U、V、W_DUTY’的各值分別成為40、30、10。
此外，在圖5(c)中，3相負(fù)載U、V、W_DUTY的各值為8、4、2，都比Rduty小。在該情況下，由于Min_uw=2，因此修正值成為“+8”。因此，所修正的負(fù)載U、V、W_DUTY’的各值分別成為16、12、10。
圖6是通過圖像來說明負(fù)載脈沖的修正及相位調(diào)整的圖，(a)是U、V_DUTY都為大約80%的相同值、W_DUTY成為大約30%的情況。在圖6 (a)中，如(I)所示的以往方式那樣， 當(dāng)都以PWM周期的中心相位為基準(zhǔn)而產(chǎn)生各相負(fù)載時，僅能夠檢測I相(-1w)的電流，但是當(dāng)如(2)那樣調(diào)整脈沖的相位時，能夠檢測2相的電流(-1w、-1u)。另外，用橫向的箭頭表示能夠檢測范圍、用縱向的箭頭表示電流檢測定時。此外，僅在圖6(a)的(I)所示的圖中顯示DUTY與載波之間的關(guān)系，在其他圖中省略。
此外，如⑶所示，通過修正各相負(fù)載，由此作為最小相的W相的負(fù)載變得等于 Rduty=2Idet_time，在3相負(fù)載圖形中產(chǎn)生全部截止的期間。由此，確保檢測2相的電流的定時，并且抑制基于PWM頻率的噪音產(chǎn)生。
此外，圖6 (b)是U、V、ff_DUTY都為大約50%的相同值的情況，在⑴中I相電流也檢測不到，但是當(dāng)如⑵那樣對脈沖的相位進(jìn)行調(diào)整時，變得能夠檢測2相的電流(_Iw、_Iu)。進(jìn)而，當(dāng)如(3)那樣對各相負(fù)載進(jìn)行修正時，各相的負(fù)載變得等于 Rduty=2Idet_time,在3相負(fù)載圖形中更長地產(chǎn)生全部截止的期間。因此,與(a)同樣,確保檢測2相的電流的定時，并且抑制基于PWM頻率的噪音產(chǎn)生。
圖7是對于現(xiàn)有技術(shù)的方式和本實(shí)施方式的方式比較了電流波動的產(chǎn)生狀態(tài)的圖。另外，PWM頻率、周期分別為161^、62.5^，控制頻率、周期分別為81^、125^，對3 相的PWM脈沖和U相電流Iu進(jìn)行測定。在(a)所示的以往方式中，3相全部截止的期間為 31.4ys，當(dāng)如(b)所示那樣僅進(jìn)行負(fù)載脈沖的相位調(diào)整，3相截止期間減少至6.2ys，隨此，較大地產(chǎn)生PWM周期的電流波動。并且，當(dāng)如(c)所示那樣對負(fù)載脈沖進(jìn)行修正時，3相截止期間增加到44. 4 μ S，U相電流Iu的波動減少。
此外，圖8表示將PWM頻率、周期分別設(shè)定為8kHz、125 μ S、將控制頻率、周期分別設(shè)定為4kHz,250 μ s的情況下的U、W相負(fù)載(CHU4)、V相電流Iv (CH3)以及對V相電流 1^進(jìn)行了4/1)變換后的140(012)。在(a)所示的以往方法中，無法檢測V相電流Iv，但是當(dāng)如(b)所示那樣僅進(jìn)行負(fù)載脈沖的相位調(diào)整時，能夠檢測V相電流Iv，U、W相負(fù)載的高電平期間重復(fù)的能夠檢測期間成為32 μ S。并且，當(dāng)如(c)所示那樣對負(fù)載脈沖進(jìn)行修正時， 能夠檢測期間縮短至7. 5 μ S。
此外，圖9及圖10表示以與圖8相同的條件進(jìn)行了控制的情況下的聲音波形和聲音頻譜。圖9表示噪音電平的大小(聲音波形導(dǎo)致的空氣振動的振幅)，并表示振幅越大則噪音變得越大的情況。當(dāng)從僅進(jìn)行了負(fù)載脈沖的相位調(diào)整的狀態(tài)起施加負(fù)載脈沖的修正時，噪音的振幅降低至28%。此外，可知在圖10所示的聲音頻譜(顏色越濃則噪音電平越高)中，相對于以往方法，當(dāng)僅進(jìn)行負(fù)載脈沖的相位調(diào)整時，8kHz、16kHz的噪音電平變得更高，但是當(dāng)施加負(fù)載脈沖的修正時，尤其是8kHz的噪音電平降低。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式，在按照規(guī)定的PWM信號圖形對構(gòu)成變換器電路3的功率M0SFET5U±、5V±、5W±進(jìn)行導(dǎo)通截止控制時，在變換器電路3的直流母線2b側(cè)連接分流電阻4，PWM信號生成部9基于馬達(dá)6的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置Θ，以跟蹤該轉(zhuǎn)子位置Θ 的方式生成3相的PWM信號圖形。并且，在電流檢測部7基于在分流電阻4中產(chǎn)生的信號和PWM信號圖形來檢測馬達(dá)的相電流的情況下，PWM信號生成部9生成3相的PWM信號圖形，以便電流檢測部7能夠在載波周期內(nèi)在固定的2個定時檢測到2相的電流。
因此，與以往不同，抑制了由相電流以階梯狀變化而導(dǎo)致的馬達(dá)6的轉(zhuǎn)矩變動、驅(qū)動時的噪音，從馬達(dá)施加電壓較低的狀態(tài)到較高的狀態(tài)都能夠檢測3相的電流Iu、Iv、Iw0 此外，PWM信號生成部9根據(jù)(I)式對各相負(fù)載脈沖進(jìn)行修正，所以能夠抑制基于PWM控制中的載波頻率的噪音產(chǎn)生。
此外，PWM信號生成部9對于3相的PWM信號中的I相(第一相)，以載波周期的任意相位為基準(zhǔn)而使負(fù)載向延遲側(cè)、前進(jìn)側(cè)的雙方向增減，對于另I相(第二相)，以載波周期的任意相位為基準(zhǔn)而使負(fù)載向延遲側(cè)、前進(jìn)側(cè)的一個方向增減，對于剩下的I相(第三相)，以所述載波周期的任意相位為基準(zhǔn)而使負(fù)載向所述方向的相反方向增減。因此，在電流檢測部7檢測電流的情況下，如果以與第一相和第二相的開關(guān)元件同時導(dǎo)通的第一期間、第一相和第3相的開關(guān)元件同時導(dǎo)通的第二期間相關(guān)的方式固定檢測定時，則在第一期間中能夠檢測第三相的電流，在第二期間中能夠檢測第二相的電流。并且，PWM信號生成部9基于載波的振幅成為最大或最小的相位來設(shè)定各相的基準(zhǔn)，因此電流檢測部7的電流檢測的定時，也能夠基于上述相位而容易地設(shè)定。
此外，PWM信號生成部9為，對于3相的PWM信號中的V相，將三角波用作為載波， 對于U相，將振幅為最大的相位與所述三角波的振幅為最大或最小的相位一致的鋸齒狀波用作為載波，對于W相，將相對于所述鋸齒狀波成為反相的鋸齒狀波用作為載波，基于各載波振幅的最大值或最小值全部一致的相位來設(shè)定所述各相的基準(zhǔn)。因此，通過對每個相使用不同波形的載波，能夠改變使各相PWM信號的負(fù)載增減的相位方向。
(第二實(shí)施方式)
圖11及圖12分別是第二實(shí)施方式的與圖5、圖6相當(dāng)?shù)膱D，對于與第一實(shí)施方式相同部分賦予相同符號而省略說明，以下說明不同的部分。在第二實(shí)施方式中，以與第一實(shí)施方式不同的方式來對負(fù)載脈沖進(jìn)行修正。圖12 (a)是U、W_DUTY都為大約80%、V_DUTY成為大約30%的情況。如此，當(dāng)對于脈沖從PWM周期的中心相位向兩個方向延伸的V相與其他的U、W相之間的負(fù)載差比較大的情況、以第一實(shí)施方式的方式進(jìn)行修正時，如(3)所示那樣，有時無法確保3相全部導(dǎo)通或截止的期間。
因此，在第二實(shí)施方式中，如圖11(a)所示那樣進(jìn)行修正。DUYT修正部11對所輸入的3相負(fù)載的大小關(guān)系進(jìn)行比較，將最大的負(fù)載保存到Max_uw中(S5)。并且，將修正負(fù)載Rduty設(shè)定為從與PWM周期相當(dāng)?shù)?00%(PWM)減去了最小電流檢測期間Idet_time的2倍后的值(S6)。然后，通過下式對各相負(fù)載的修正值DUTY’進(jìn)行修正(S7)。
DUTY’ =DUTY-Max_uvw+Rduty …(2)
如圖11(b)所示，在與第一實(shí)施方式為相同條件的情況下、即在Idet_time=5[%]、 Rduty=IO時，通過⑵式而修正值成為“+10”，所修正的負(fù)載U、V、W_DUTY’的各值分別成為 90、40、90。于是，所修正的圖形成為如圖12(b)的(3)所示那樣，在3相負(fù)載圖形中產(chǎn)生全部截止的期間。
如上所述，根據(jù)第二實(shí)施方式，PWM信號生成部9通過⑵式對各相負(fù)載脈沖進(jìn)行修正，因此與第一實(shí)施方式同樣，能夠抑制基于PWM控制中的載波頻率的噪音產(chǎn)生。
對本發(fā)明的幾個實(shí)施方式進(jìn)行了說明，但是這些實(shí)施方式只是作為例子提示的， 不意圖限定發(fā)明的范圍。這些新實(shí)施方式能夠以其他各種方式實(shí)施，在不脫離發(fā)明的主旨的范圍內(nèi)能夠進(jìn)行各種省略、置換、變更。這些實(shí)施方式及其變形包含在發(fā)明的范圍和主旨內(nèi)，并且包含在專利請求的范圍所記載的發(fā)明及其均等范圍內(nèi)。
電流檢測部7在載波周期內(nèi)檢測2相的電流的定時，并不一定需要以載波的電平為最小或最大的相位為基準(zhǔn)，在能夠檢測2相的電流的范圍內(nèi)基于載波的任意相位來設(shè)定即可。
此外，檢測電流的定時，并不需要與PWM載波的周期一致，例如也可以以載波周期的2倍、4倍的周期進(jìn)行檢測。因此，輸入到電流檢測部7的電流檢測定時信號，并不需要是載波本身，例如也可以是與載波同步地具有規(guī)定周期的脈沖信號。
在PWM信號生成部9中使PWM負(fù)載脈沖移動的方式,不限于上述方式，也可以是不同波形的組合。此外，例如也可以使用如下方式等使用三角波等單個載波，在變換了各相的負(fù)載指令值之后，在與振幅增加的期間不同的期間中改變載波與指令值之間的比較邏輯。
分流電阻4也可以配置在正側(cè)母線2a上。此外，電流檢測元件不限于分流電阻4， 例如也可以設(shè)置CT (Current Transformer :變流器)等。
開關(guān)元件不限于N溝道型的M0SFET，也可以使用P溝道型的M0SFET、IGBT、功率晶體管等。
權(quán)利要求
1.一種馬達(dá)控制裝置，經(jīng)由變換器電路對馬達(dá)進(jìn)行驅(qū)動，該變換器電路通過按照規(guī)定的PWM信號圖形來對3相橋接的多個開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通截止控制，由此將直流變換為3相交流，該馬達(dá)控制裝置的特征在于， 具備 電流檢測元件，與所述變換器電路的直流側(cè)連接，產(chǎn)生與電流值相對應(yīng)的信號； PWM信號生成單元，基于所述馬達(dá)的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置，以跟蹤所述轉(zhuǎn)子位置的方式生成3相的PWM信號脈沖； 電流檢測單元，基于在所述電流檢測元件中產(chǎn)生的信號和所述PWM信號圖形，檢測所述馬達(dá)的相電流；以及 電流判斷單元，判斷所檢測到的3相電流的大小關(guān)系， 所述PWM信號生成單元，以所述電流檢測單元能夠在所述PWM信號的載波周期內(nèi)在固定的2個定時檢測到2相的電流的方式生成3相的PWM信號脈沖，并且在將能夠檢測到所述2相的電流的所述2個定時的最小間隔作為最小電流檢測間隔、將檢測到的所述3相電流中的電流值為最小的相的通電期間作為最小通電期間時，從所述各相的PWM信號脈沖中減去所述最小通電期間，并且加上所述最小電流檢測間隔的2倍而進(jìn)行修正。
2.一種馬達(dá)控制裝置，經(jīng)由變換器電路對馬達(dá)進(jìn)行驅(qū)動，該變換器電路通過按照規(guī)定的PWM信號圖形來對3相橋接的多個開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通截止控制，由此將直流變換為3相交流，該馬達(dá)控制裝置的特征在于， 具備 電流檢測元件，與所述變換器電路的直流側(cè)連接，產(chǎn)生與電流值相對應(yīng)的信號； PWM信號生成單元，基于所述馬達(dá)的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置，以跟蹤所述轉(zhuǎn)子位置的方式生成3相的PWM信號脈沖； 電流檢測單元，基于在所述電流檢測元件中產(chǎn)生的信號和所述PWM信號脈沖，檢測所述馬達(dá)的相電流；以及 電流判斷單元，判斷所檢測到的3相電流的大小關(guān)系， 所述PWM信號生成單元，以所述電流檢測單元能夠在所述PWM信號的載波周期內(nèi)在固定的2個定時檢測到2相的電流的方式生成3相的PWM信號脈沖，并且在將能夠檢測到所述2相的電流的所述2個定時的最小間隔作為最小電流檢測間隔、將檢測到的所述3相電流中的電流值為最大的相的通電期間作為最大通電期間時，從所述各相的PWM信號脈沖中減去所述最大通電期間，并且加上PWM控制周期與所述最小電流檢測間隔的2倍之差而進(jìn)行修正。
3.如權(quán)利要求1或2所述的馬達(dá)控制裝置，其特征在于， 所述PWM信號生成單元，對于3相的PWM信號脈沖中的I相，以所述載波周期的任意相位為基準(zhǔn)而使負(fù)載向延遲側(cè)、前進(jìn)側(cè)的雙方向增減， 對于另I相，以所述載波周期的任意相位為基準(zhǔn)而使負(fù)載向延遲側(cè)、前進(jìn)側(cè)的任一方向增減， 對于剩下的I相，以所述載波周期的任意相位為基準(zhǔn)而使負(fù)載向所述方向的相反方向增減。
4.如權(quán)利要求3所述的馬達(dá)控制裝置，其特征在于，所述PWM信號生成單元，基于載波的振幅成為最大或最小的相位來設(shè)定所述各相的相 位的基準(zhǔn)。
全文摘要
一種馬達(dá)控制裝置，在抑制噪音的同時檢測各相電流。將電流檢測元件與變換器電路的直流側(cè)連接而產(chǎn)生與電流值對應(yīng)的信號，PWM信號生成單元基于馬達(dá)的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置，以跟蹤該轉(zhuǎn)子位置的方式生成3相的PWM信號脈沖。在電流檢測單元基于電流檢測元件中產(chǎn)生的信號和PWM信號脈沖來檢測馬達(dá)的相電流的情況下，PWM信號生成單元以電流檢測單元能夠在PWM信號的載波周期內(nèi)在固定的2個定時檢測2相的電流的方式生成3相的PWM信號脈沖，電流判斷單元判斷檢測到的3相電流的大小關(guān)系，當(dāng)將電流值為最小的相的通電期間作為最小通電期間時，從各相的PWM信號脈沖減去最小通電期間，并加上最小電流檢測間隔的2倍而進(jìn)行修正。
文檔編號H02P21/05GK103001568SQ201210342348
公開日2013年3月27日 申請日期2012年9月14日 優(yōu)先權(quán)日2011年9月15日
發(fā)明者李樹婷, 前川佐理 申請人:株式會社東芝