專利名稱：電源再生整流器、馬達驅動系統(tǒng)及電源再生處理方法
電源再生整流器、馬達驅動系統(tǒng)及電源再生處理方法 技術領域
所公開的實施方式涉及一種具備電源再生功能的電源再生整流器、馬達驅動系統(tǒng) 及電源再生處理方法。
背景技術：
專利文獻I中公開有一種涉及伺服驅動裝置的技術，該伺服驅動裝置具備可分別 實現(xiàn)電源再生控制的三相橋式整流電路及逆變器電路以及平滑電容器。該現(xiàn)有技術基于如 下想法，當交流電壓的峰值稍稍超過平滑電容器的直流電壓值時，三相橋式整流電路間歇 地處于短路狀態(tài)而向平滑電容器流入充電電流，由此從三相橋式整流電路的內部產生高次 諧波。作為其對策公開有如下技術，當輸入有峰值超過平滑電容器的直流電壓值的三相交 流電源電壓時，可以通過簡單的電路結構避免三相交流電源的電壓和電流產生畸變，可以 避免產生高次諧波及功率因數(shù)惡化，可以防止因產生高次諧波而對其它電路的噪聲妨礙。
專利文獻1:日本國特許第2872210號公報
另一方面,近年來,例如從日本向歐洲輸出電氣產品時，規(guī)定必須標明基于EMC指 令的CE標志，如果未滿足基于該EMC指令的基準，有的使用國則處于無法使用的狀況。EMC 指令要求 EMI (electro-magnetic interference :電磁干擾)和 EMS (electro-magnetic susceptibility :電磁敏感性)兩者的對策,其中，EMI評價從設備漏出的電磁波，EMS評價 設備針對來自外部的電磁波的抗擾性。
上述現(xiàn)有技術存在如下情況，由于高次諧波的產生等來自連接于同一交流電源的 其它設備，所以在從該交流電源輸入的交流電壓自身上則施加高次諧波，上述現(xiàn)有技術沒 有實現(xiàn)針對上述EMS的對策，該EMS評價針對這種來自外部的高次諧波的抗擾性。
例如，在馬達的運行順序中，使馬達減速停止時再生的電力介由逆變器而向平滑 電容器充電時，需要恰當?shù)嘏卸ǔ潆姷绞裁闯潭葧r開始從整流器側向交流電源的再生控制 才好的開始時刻。但是，當在交流電壓上恒定地施加高次諧波時，平滑電容器的充電電壓則 按照高次諧波的電壓振幅而升壓，另一方面，靠通常的交流電源的檢測方法無法檢測出高 次諧波成分，只能檢測出通常的交流電壓值。因此，如果單純比較交流電壓和直流電壓，則 容易誤判整流器側再生控制的開始時刻。發(fā)明內容
本發(fā)明是鑒于上述問題而進行的，其目的在于提供一種電源再生整流器、馬達驅 動系統(tǒng)及電源再生處理方法，與交流電源上有無施加高次諧波無關，可在恰當?shù)拈_始時刻 進行電源再生處理。
為了解決上述課題，根據本發(fā)明的一個觀點，應用一種電源再生整流器，其具備 交流電流檢測部，檢測出所輸入的交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；再生整流器部，具有 整流橋式電路和再生開關部，其中，所述整流橋式電路對所述交流電源進行全波整流并輸 出直流電壓，所述再生開關部對應于所述整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個半導體開關元件進行串聯(lián)連接的組；平滑電容器，使所述直流電壓平滑；及整流器再生控制部，在以 所述交流電流檢測部檢測出的所述交流電流流通狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的開 始時刻，分別對所述再生整流器部的所述半導體開關元件進行開關，從而進行電源再生處 理，使所述直流電壓側產生的再生電力返回至所述交流電源。
而且為了解決上述課題，根據本發(fā)明的一個觀點，應用一種馬達驅動系統(tǒng)，其具 備交流電流檢測部，檢測出所輸入的交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；再生整流器部， 具有整流橋式電路和再生開關部，其中，所述整流橋式電路對所述交流電源進行全波整流 并輸出直流電壓，所述再生開關部對應于所述整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個半導 體開關元件進行串聯(lián)連接的組；平滑電容器，使所述直流電壓平滑；整流器再生控制部，在 以所述交流電流檢測部檢測出的所述交流電流流通狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的 開始時刻，分別對所述再生整流器部的所述半導體開關元件進行開關，從而進行電源再生 處理，使所述直流電壓側產生的再生電力返回至所述交流電源；逆變器部，連接于所述平滑 電容器；及逆變器控制部，根據來自上位控制裝置的馬達控制指令，對該逆變器部進行PWM 控制，向連接于所述逆變器部的馬達供給所希望的電力。
而且為了解決上述課題，根據本發(fā)明的一個觀點，應用一種電源再生處理方法，是 針對再生整流器部而執(zhí)行的電源再生處理方法，該再生整流器部具有整流橋式電路和再生 開關部，其中，所述整流橋式電路對交流電源進行全波整流并輸出直流電壓，所述再生開關 部對應于所述整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個半導體開關元件進行串聯(lián)連接的組， 其執(zhí)行如下工序交流電流檢測工序，檢測出所述交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；及 整流器再生控制工序，在以所述交流電流檢測工序檢測出的所述交流電流流通狀態(tài)為基礎 的開始判定處理所判定的開始時刻，分別對所述再生整流器部的所述半導體開關元件進行 開關，從而進行電源再生處理，使所述直流電壓側產生的再生電力返回至所述交流電源。
根據本發(fā)明，與交流電源上有無施加高次諧波無關，可在恰當?shù)拈_始時刻進行電 源再生處理。


圖1是模式化表示一個實施方式所涉及的馬達驅動系統(tǒng)的結構的框圖。
圖2是簡化圖1的電路結構來表示應著眼的各處的電流、電壓的圖。
圖3是對比表示未施加高次諧波時的3相交流電壓的全波形整流波形的圖。
圖4是對比表示施加有高次諧波時的3相交流電壓的全波形整流波形的圖。
圖5是表示施加有高次諧波時的直流電壓和交流電壓的變化的時間圖。
圖6是表示在施加有高次諧波的狀態(tài)下基于對比現(xiàn)有方式進行開始判定時的交 流電流和直流電壓的變化的時間圖。
圖7是表示在未施加高次諧波的狀態(tài)下基于實施方式進行開始判定時的交流電 流、直流電壓及參考電壓的變化的時間圖。
圖8是表示在施加有高次諧波的狀態(tài)下基于實施方式進行開始判定時的交流電 流、直流電壓及參考電壓的變化的時間圖。
圖9是整流器再生控制部所具備的CPU執(zhí)行的開始判定處理的流程圖。
符號說明
1-電源再生整流器；2_平滑電容器；3_馬達驅動裝置；11_再生整流器部；lla_整 流橋式電路；llb_再生開關電路；12_交流電流檢測部；13_交流電壓檢測部；14_整流器再 生控制部；31_逆變器部；31a-再生橋式電路；31b-驅動開關電路；32_逆變器控制部；51、 61-橋臂開關元件(半導體開關元件)；52、62_ 二極管；100-馬達驅動系統(tǒng)；200_外部交流 電源；300_3相交流馬達；Iac_交流電流；Vac_交流電壓；Vdc-直流電壓；Vre_參考電壓、 對比基準電壓。
具體實施方式
以下，參照附圖對一個實施方式進行說明。
圖1中，馬達驅動系統(tǒng)100利用從交流電源200供給的電力來驅動3相交流馬達 300，具備電源再生整流器I和馬達驅動裝置3。另外，在該例中，設想3相交流馬達300使 用旋轉型馬達，相當于各技術方案所記載的馬達。
電源再生整流器I具備再生整流器部11、平滑電容器2、交流電流檢測部12、交流 電壓檢測部13及整流器再生控制部14。
再生整流器部11是橋接例如由IGBT等的半導體構成的6個橋臂開關元件51和 6個二極管52的器件。詳細來說，構成為串聯(lián)連接2個對橋臂開關元件51和二極管52進 行并聯(lián)連接的電路作為I組，且相對于上述平滑電容器2并聯(lián)連接有3組，通過將對應于交 流電源200各相的交流電力輸入至各組的中間連接位置，各二極管52對3相交流電力進行 全波整流且將直流電力輸出至平滑電容器2。也就是說，所有的二極管52從來自交流電源 200的輸入側向朝向平滑電容器2的輸出側順向連接。而且，各橋臂開關元件51通過分別 輸入來自整流器再生控制部14的選通信號來進行開關，使平滑電容器2側的直流電力從各 組的中間連接位置對應于交流電源200的各相進行電源再生。以下將該再生整流器部11 中的電源再生處理稱為整流器側電源再生處理。另外，在交流電源200為單相時，再生整流 器部11是對單相交流電力進行整流而輸出直流電力的器件即可。而且，整流器側電源再生 處理相當于各技術方案記載的電源再生處理。
平滑電容器2橫跨連接在電源再生整流器I的輸出側直流母線之間，使該電源再 生整流器I的6個二極管52進行全波整流后的直流電壓Vdc平滑。
交流電流檢測部12在該例中是利用CT (Current Transformer :電流互感器)的 電流檢測器，按各相檢測出交流電源200和再生整流器部11之間的交流電流(圖中的Iac) 的流通狀態(tài)。
交流電壓檢測部13在該例中是橋接6個二極管的全波整流器，對交流電源200的 交流電壓進行全波整流，作為交流電源電壓大小的大致值即全波整流電壓(圖中的Vac)檢 測出該檢測電壓值。
整流器再生控制部14由CPU、ROM、RAM等構成，根據由上述交流電流檢測部12檢 測出的交流電流lac、由上述交流電壓檢測部13檢測出的全波整流電壓Vac及連接有平滑 電容器2的直流母線之間的直流電壓(圖中的Vdc)，來判定整流器側電源再生處理的開始 時刻。而且，開始整流器側電源再生處理時，分別對再生整流器部11的各橋臂開關元件51 輸出選通信號來進行控制。
馬達驅動裝置3具備逆變器部31和逆變器控制部32。
逆變器部31是橋接例如由IGBT等的半導體構成的6個橋臂開關元件61和6個 二極管62的器件。詳細來說，構成為串聯(lián)連接2個對橋臂開關元件61和續(xù)流二極管(FWD) 即二極管62進行并聯(lián)連接的電路作為I組，且相對于上述平滑電容器2并聯(lián)連接有3組， 各橋臂開關元件61通過分別輸入來自逆變器控制部32的選通信號來進行開關，從各組的 中間連接位置對應于3相交流馬達300的各相輸出平滑電容器2側的直流電力。而且，例 如在3相交流馬達300進行突然的減速動作時的情況下，3相交流馬達300作為發(fā)電機進行 動作，因此，產生從3相交流馬達300向包括平滑電容器2的電源再生整流器I中的直流電 路逆流的再生電力。即，馬達作為發(fā)電機進行動作時，旋轉(動)能則轉換為再生電力(再生 能量)，從3相交流馬達300經由逆變器部31中的二極管62流入電源再生整流器I內的直 流電路。以下將該逆變器部31中的再生動作稱為逆變器側再生動作。另外，在從交流電源 生成逆變器用直流的直流電路是不具有電源再生處理能力的單純的二極管整流器的情況 下，無法使逆變器側再生動作時流入直流電路的再生電力向交流電源進行再生，因此，再生 電力積存在直流電路的平滑電容器2中，直流電壓上升，有可能引起過電壓。
逆變器控制部32由CPU、ROM、RAM等構成，根據來自另行設置的上位控制裝置33 的馬達控制指令，對逆變器部31的各橋臂開關元件61分別輸出基于PWM控制的選通信號 來進行控制，供給3相交流馬達300所希望的電力。
另外，雖未在圖1中特別圖示，但是在交流電源200和電源再生整流器I之間的 各相的電力線上設置有電抗器，用于防止在電源再生整流器I的電源接通時來自交流電源 200的電力急劇地流入電源再生整流器1，或者用于防止通過整流器側電源再生處理而再 生的電力向交流電源200急劇地逆流。
在此，參照簡化上述馬達驅動系統(tǒng)100的電路結構來進行表示的圖2，說明3相交 流馬達300的按運行順序分類的各處的內部參數(shù)的變化。在了解馬達驅動系統(tǒng)100的工作 狀況方面，應著眼的內部參數(shù)是交流電源200-再生整流器部11之間的交流電流Iac的流 通狀態(tài)及全波整流電壓Vac、以及再生整流器部11-平滑電容器2-逆變器部31之間的直流 母線中的直流電壓Vdc。上述交流電流lac、全波整流電壓Vac及直流電壓Vdc是通過電源 再生整流器I實際檢測出來的。
另外，上述再生整流器部11的結構如圖2中所示，與按各相并聯(lián)連接整流橋式電 路Ila和再生開關電路Ilb的結構等價，其中，整流橋式電路Ila從輸入側向輸出側順向連 接二極管52且能實現(xiàn)全波整流，再生開關電路I Ib按各相并聯(lián)連接對2個橋臂開關元件51 進行串聯(lián)連接的組。而且，上述逆變器部31的結構如圖2中所示，與如下結構等價，串聯(lián)連 接2個對橋臂開關元件61和續(xù)流二極管(FWD)即二極管62進行并聯(lián)連接的電路作為I組， 且相對于上述平滑電容器2并聯(lián)連接有3組。
在具備這種再生整流器部11、逆變器部31的馬達驅動系統(tǒng)100中，當從交流電源 200向3相交流馬達300以順向供給驅動電力時，通過在逆變器部31中進行開關控制而介 由再生整流器部11供給該驅動電力。而且相反，使由3相交流馬達300產生的再生電力向 交流電源200逆向地進行電源再生時，通過在再生整流器部11中進行開關控制而介由逆變 器部31使該再生電力進行電源再生。
另外，再生整流器部11中的開關控制方式例如有PWM控制方式和120°通電方式 等。在本實施方式的例子中，對于再生整流器部11中的整流器側電源再生處理應用按照交流電源200各相的相位進行開關控制的120°通電方式。另外，關于該120°通電方式，只要根據公知的方式進行開關控制即可，在此省略其詳細的說明。
以下，以交流電源200通常的交流電壓自身保持一定為前提。
〈1.未施加高次諧波時〉
首先，說明交流電源200上未施加高次諧波的通常的情況。
(1-A :起動時)最初，由于在從馬達驅動系統(tǒng)100整體處于完全放電、無通電的初始狀態(tài)剛接通電源之后的起動時，全波整流電壓Vac>直流電壓Vdc，因此再生整流器部11 對交流電力進行全波整流，對平滑電容器2進行正向充電。而且此時，通過另行具備的電壓自動調節(jié)功能，進行初始增益自動調節(jié)，以成為全波整流電壓VacX自動調節(jié)增益 直流電壓Vdc的關系。另外，在該初始充電時理所當然處于如下狀態(tài)，交流電流Iac在從交流電源200朝向電源再生整流器I的方向上流通。
(1-B :馬達驅動前時)而且在馬達驅動前時，通過上述的電壓自動調節(jié)功能來保持全波整流電壓VacX自動調節(jié)增益 直流電壓Vdc的關系。另外，由于在該馬達驅動前時， 處于向電源再生整流器I及馬達驅動裝置3通電的狀態(tài)，因此交流電流Iac處于在從交流電源200朝向電源再生整流器I的方向上流通的狀態(tài)。
(1-C :馬達驅動時)在逆變器控制部32對逆變器部31的各橋臂開關元件61進行基于PWM控制的開關控制來對3相交流馬達300進行供電驅動時(3相交流馬達300的加速或恒速驅動時)，平滑電容器2的充電電力被消耗于馬達驅動，因此，全波整流電壓Vac>直流電壓Vdc，但是再生整流器部11對交流電壓進行整流從而對平滑電容器2隨時進行正向充電，保持全波整流電壓Vac 直流電壓Vdc的關系。此時，理所當然處于如下狀態(tài)，交流電流Iac在從交流電源200朝向電源再生整流器I的方向上流通。
(1-D :逆變器側再生動作中(整流器側電源再生處理前))
如上所述，在3相交流馬達300的減速驅動時的情況下，成為逆變器側再生動作。 即，來自3相交流馬達300的再生電力經由逆變器部31中的二極管62流入電源再生整流器I內的直流電路。此時，由于未開始電源再生整流器I中的整流器側電源再生處理，因此再生電力積存在平滑電容器2中(反向充電)，直流電壓Vdc升壓。此時，全波整流電壓Vac> 直流電壓Vdc的階段的交流電流Iac處于在從交流電源200朝向電源再生整流器I的方向上流通的狀態(tài)，隨著直流電壓Vdc的升壓而成為全波整流電壓Vac〈直流電壓Vdc的階段的交流電流Iac處于不流通狀態(tài)。
(1-E :整流器側電源再生處理時)在上述逆變器側再生動作中，直流電壓Vdc持續(xù)升壓，但是在適當?shù)拈_始時刻開始再生整流器部11中的整流器側電源再生處理，使積存在平滑電容器2中的再生電力向交流電源200進行電源再生。在該例中，通過上述的120° 通電方式恰當?shù)剡M行整流器側電源再生處理，由此使直流電壓Vdc降壓至與全波整流電壓 Vac相同的電位，其后使再生電力向交流電源200進行電源再生，保持全波整流電壓Vac ^ 直流電壓Vdc的關系。此時，理所當然交流電流Iac處于在從電源再生整流器I朝向交流電源200的方向上流通的狀態(tài)(交流電流Iac流通的方向與上述(1-A) (1-B) (1_C)為反向)。 而且，上述逆變器側再生動作結束后，通過解除整流器側電源再生處理，返回上述(1-B)的馬達驅動前時，利用上述的電壓自動調節(jié)功能來保持全波整流電壓VacX自動調節(jié)增益 直流電壓Vdc的關系。
而且，在上述(1-D)的逆變器側再生動作所引起的直流電壓Vdc的升壓中的狀態(tài) 下，作為開始上述(1-E)的整流器側電源再生處理的時刻，作為以往通常的方式，例如將直 流電壓Vdc-全波整流電壓Vac的差為規(guī)定值以上(作為例子如果是400V系列則為40V以 上)作為條件來開始整流器側電源再生處理。也就是說，其為如下方式，當直流電壓Vdc比 全波整流電壓Vac大規(guī)定值以上時，進行整流器側電源再生處理，開始朝向交流電源200的 電源再生，以防止在平滑電容器2中積存再生電力而使直流電壓Vdc上升，產生成為過電壓 的電位差。
以上的(1-A) (1-E)的運行順序以未在交流電源200上施加高次諧波的通常的 情況為前提。此時，如圖3所示，通過上述交流電壓檢測部13檢測出的全波整流電壓Vac 以全波整流后的3相交流電壓的包括脈動部分的有效值被檢測出來。另一方面，直流電壓 Vdc與平滑電容器2的充電電壓以相同電位進行變動，如上所述，根據馬達驅動裝置3的驅 動狀態(tài)(上述(1-C))、再生狀態(tài)(上述(1-D))進行升降壓。通常，用再生整流器部11進行全 波整流后的3相交流電壓的峰值大致作為平滑電容器2的充電電壓即直流電壓Vdc被檢測 出來。上述的電壓自動調節(jié)功能進行調節(jié)以成為如下關系，使全波整流電壓VacX自動調 節(jié)增益 直流電壓Vdc。
但是，存在因來自外部而在交流電源200自身上施加高次諧波的情況。此時，如圖 4所示，由于在通常的交流電壓的波形(圖中的虛線部)上重疊高次諧波成分而成為畸變的 波形(圖中的實線部)。因此，平滑電容器2的充電電壓上升高次諧波的電壓振幅部分，這種 施加有高次諧波的交流電壓的峰值成為直流電壓Vdc。另一方面，由上述交流電壓檢測部 13檢測出的全波整流電壓Vac通過存在于檢測系統(tǒng)的由硬件或軟件構成的濾波器而進行 振幅衰減，無法正確地識別因施加高次諧波所引起的交流電壓的電壓振幅上升。因而，由于 全波整流電壓Vac與上述的未在交流電源200自身上施加高次諧波的通常的情況一樣，以 與全波整流后的3相交流電壓的有效值沒有變化的程度被檢測出來，因此直流電壓Vdc與 全波整流電壓Vac相差較大。
如圖5所示，即使在通常供給全波整流電壓Vac的狀態(tài)的中途施加高次諧波的情 況下，在施加高次諧波后直流電壓Vdc也逐漸升壓，與全波整流電壓Vac相差較大。此時升 壓后的直流電壓Vdc相對于全波整流電壓Vac相差上述規(guī)定值以上時，則滿足整流器側電 源再生處理的開始條件，即使未處在上述(1-D)的逆變器側再生動作的狀態(tài)下，也有可能錯 誤地開始整流器側電源再生處理。
〈2.施加有高次諧波時>
下面，說明在交流電源200自身上施加有高次諧波時的運行順序。
(2-A:起動時)由于在剛接通電源之后的起動時，全波整流電壓Vac>直流電壓 Vdc，因此再生整流器部11對交流電壓進行整流，對平滑電容器2進行正向充電。但是，由 于此時施加有高次諧波，因此直流電壓Vdc比由交流電壓檢測部13檢測出的全波整流電壓 Vac高出高次諧波成分的電壓振幅值部分。另外，即使在該施加有高次諧波的情況下，在初 始充電時理所當然處于如下狀態(tài)，交流電流Iac在從交流電源200朝向電源再生整流器I 的方向上流通。
(2-B :馬達驅動前時)單獨靠上述圖1所示的結構的電源再生整流器I則無法辨 別交流電源200中的高次諧波的施加狀態(tài)和無施加狀態(tài)。因而，上述電壓自動調節(jié)功能無法辨別直流電壓Vdc和全波整流電壓Vac的不同是起因于高次諧波的施加，還是起因于來 自馬達驅動裝置3的再生電力，從而無法進行上述(1-A)中說明的正確的初始增益自動調 節(jié)。也就是說，在馬達驅動前時，一直保持直流電壓Vdc比全波整流電壓Vac高出高次諧波 成分的電壓振幅值部分的狀態(tài)。另外，由于在該馬達驅動前時，處于向電源再生整流器I及 馬達驅動裝置3通電的狀態(tài)，因此交流電流Iac處于在從交流電源200朝向電源再生整流 器I的方向上流通的狀態(tài)。
但是，施加有高次諧波時的(2-C :馬達驅動時)、(2-D :逆變器側再生動作中(整流 器側電源再生處理前))及(2-E:整流器側電源再生處理時)各處的電壓、電流分別與上述 (1-O, (1-D)及(1-E)大致同等地變化。圖6是表示在施加有高次諧波時的全波整流電壓 Vac、直流電壓Vdc的變動及交流電流Iac的流通狀態(tài)的時間圖。另外，在該圖6中，省略了 起動時的圖示，而且為了優(yōu)先圖示的明確化，示出在馬達驅動中直流電壓Vdc與全波整流 電壓Vac相比較大地降低，但是實際的降低幅度更小。
在圖6中，在(2-B :馬達驅動前時)中，由于直流電壓Vdc比由交流電壓檢測部13 檢測出的全波整流電壓Vac高出高次諧波成分的電壓振幅值部分，因此一直保持全波整流 電壓Vac〈直流電壓Vdc的關系。而且，在(2-C:馬達驅動時)中，由于平滑電容器2的充電 電力消耗于馬達驅動，因此全波整流電壓Vac>直流電壓Vdc。而且，在(2-D :逆變器側再生 動作中(整流器側電源再生處理前))中，來自3相交流馬達300的再生電力積存在平滑電容 器2中(反向充電)，直流電壓Vdc開始升壓。而且，直流電壓Vdc在持續(xù)升壓的中途超過全 波整流電壓Vac，處于全波整流電壓Vac〈直流電壓Vdc的關系。
其后，在通過適當?shù)拈_始判定從而開始整流器側電源再生處理(2-E:整流器側電 源再生處理時)中，直流電壓Vdc降壓至全波整流電壓Vac附近，其后持續(xù)保持全波整流電 壓Vac 直流電壓Vdc的關系。而且，在該整流器側電源再生處理結束后，平滑電容器2 的充電電壓再次上升高次諧波成分的電壓振幅部分，該部分使全波整流電壓Vac〈直流電 壓Vdc，返回至上述(2-B :馬達驅動前時)的狀態(tài)。另外，在圖6中，交流電流Iac除在上 述(2-D :逆變器側再生動作中(整流器側電源再生處理前))的狀態(tài)中的全波整流電壓Vac〈 直流電壓Vdc的狀態(tài)中處于不流通狀態(tài)以外，在其它的狀態(tài)中處于流通狀態(tài)。但是，上述 (2-A) (2-B) (2-C)與上述(2-E)的流通方向為反向。
整流器側電源再生處理的開始時刻的判定是通過由上述整流器再生控制部14進 行的開始判定處理來進行判定的。對于該判定，與未施加高次諧波時一樣，單純地將直流 電壓Vdc-全波整流電壓Vac的差為規(guī)定值以上作為開始條件時，即使是屬于未處在上述 (2-D)的逆變器側再生動作的狀態(tài)，也有可能錯誤地開始整流器側電源再生處理。
于是，在本實施方式中，在交流電源200自身上施加來自外部的高次諧波時，并不是 將所檢測出的直流電壓Vdc與全波整流電壓Vac的差為規(guī)定值以上單純地作為整流器側電源 再生處理的開始時刻的判定條件，而是設定新的判定條件而開始整流器側電源再生處理。
具體來說，并不是使用與平滑電容器的充電電壓同電位地變動的直流電壓Vdc自 身，而是新設置根據交流電流Iac的流通狀態(tài)所更新的作為電壓值變量的參考電壓Vre。將 該參考電壓Vre作為對比基準電壓，當該對比基準電壓與直流電壓Vdc的差為規(guī)定值以上 時，判定為處于整流器側電源再生處理的開始時刻。另外，在以前的判定條件中，全波整流 電壓Vac相當于對比基準電壓。
原則上該參考電壓Vre是逐次代入與平滑電容器的充電電壓同電位地變動的直流電壓Vdc來進行更新的變量。另外，在本實施方式的例子中，作為噪聲對策，通過代入直流電壓Vdc的移動平均值來進行參考電壓Vre的更新。但是，在整流器側電源再生處理前的逆變器側再生動作中升壓的直流電壓Vdc達到全波整流電壓Vac之后停止參考電壓Vre 的更新，持續(xù)保持前次值。
在此，在逆變器側再生動作中升壓的直流電壓Vdc達到全波整流電壓Vac之后，交流電流Iac處于不流通狀態(tài)。如果利用該狀況檢測到交流電流Iac開始不流通狀態(tài)，則能夠通過直流電壓Vdc利用逆變器側再生動作的反向充電而升壓來檢測到已達到全波整流電壓Vac。
另外，當直流電壓Vdc與參考電壓Vre大致相等時,也可應用不更新參考電壓Vre 的判斷。
而且，為了實現(xiàn)更加切實的開始判定，在直流電壓Vdc比全波整流電壓Vac低的期間，即使直流電壓Vdc與參考電壓Vre大致相等時，也可應用更新參考電壓Vre的判斷。
歸納以上內容
·參考電壓Vre原則上逐次代入直流電壓Vdc的移動平均值來進行更新。
·交流電流Iac處于不流通狀態(tài)時停止更新參考電壓Vre而保持前次值。
·參考電壓Vre 直流電壓Vdc時，停止更新而保持前次值。
·全波整流電壓Vac>直流電壓Vdc時，即使參考電壓Vre ^直流電壓Vdc也進行更新。
與上述圖6相對應的圖7和圖8中示出如此設定的參考電壓Vre的變動。另外， 圖7是表示未施加高次諧波的情況，圖8是表示施加有高次諧波的情況。如此設定的參考電壓Vre原則上以跟蹤直流電壓Vdc的變動的方式進行更新而成為大致相等的電壓值，但是在逆變器側再生動作中升壓的直流電壓Vdc達到全波整流電壓Vac之后，則停止更新而持續(xù)保持前次值。這是因為如上所述，在馬達的減速控制時逆變器側再生動作中升壓的直流電壓Vdc超過全波整流電壓Vac的期間，與交流電源200上有無施加高次諧波無關，交流電流Iac處于不流通狀態(tài)，在該不流通狀態(tài)的期間不更新參考電壓Vre。在本實施方式的例子中，將這種條件下更新的參考電壓Vre直接代入對比基準電壓，通過對比該對比基準電壓和直流電壓Vdc，來判定整流器側電源再生處理的開始時刻。
由此，在上述(1-D)及(2-D)的運行順序的期間，對比持續(xù)升壓的直流電壓Vdc和與一定的全波整流電壓Vac同等的參考電壓Vre( =對比基準電壓)，因此，當滿足Vdc-Vre彡規(guī)定值的開始條件時，開始判定處理可以恰當?shù)嘏卸ㄕ髌鱾入娫丛偕幚淼拈_始時刻。 由于在除此以外的運行順序中，進行直流電壓Vdc和跟蹤該直流電壓Vdc而進行更新的參考電壓Vre (=對比基準電壓)的對比，因此不會出現(xiàn)在未滿足Vdc-Vre彡規(guī)定值的開始條件的情況下開始判定處理錯誤地開始整流器側電源再生處理的情況。
下面，利用圖9的流程圖，對整流器再生控制部14所具備的CPU (省略圖示)執(zhí)行的整流器側電源再生處理的開始判定處理進行說明。該流程從電源再生整流器I的電源接通時開始。
首先在步驟S5中，分別檢測出介由上述交流電壓檢測部13的全波整流電壓Vac 和來自直流母線的直流電壓Vdc。
然后，轉入步驟S10，介由交流電流檢測部12檢測出交流電流lac。另外，該程序 相當于各技術方案記載的交流電流檢測工序。
然后，轉入步驟S15，判定上述步驟SlO中檢測出的交流電流Iac是否處于流通狀 態(tài)。當未以認定交流電流Iac處于流通狀態(tài)的程度檢測出交流電流Iac時，則未滿足判定， 轉入步驟S20。此時，認為在逆變器側再生動作中(整流器側電源再生處理前)升壓中的直 流電壓Vdc超過全波整流電壓Vac，或者處于其它不需要更新參考電壓Vre的狀態(tài)，例如在 (1-B :馬達驅動前時)或(2-B)等中直流電壓Vdc保持為一定的狀態(tài)。
在步驟S20中，不更新參考電壓Vre，一直保持前次值并轉入后述的步驟S45。
另一方面，在上述步驟S15的判定中，當以認定交流電流Iac處于流通狀態(tài)的程度 檢測出交流電流Iac時，則滿足判定，轉入步驟S25。
在步驟S25中，對比上述步驟S5中檢測出的全波整流電壓Vac和直流電壓Vdc，判 定直流電壓Vdc是否比全波整流電壓Vac低。直流電壓Vdc比全波整流電壓Vac低時，則 滿足判定，轉入步驟S35。
另一方面，直流電壓Vdc為全波整流電壓Vac以上時，則未滿足判定，轉入步驟 S30。
在步驟S30中，對比上述步驟S5中檢測出的直流電壓Vdc和參考電壓Vre，判定直 流電壓Vdc與參考電壓Vre是否大致相等。當直流電壓Vdc與參考電壓Vre在規(guī)定誤差內 大致相等時，則滿足判定，轉入上述步驟S20。此時，認為直流電壓Vdc沒有變動，不需要使 參考電壓Vre進行跟蹤更新。
另一方面，當直流電壓Vdc與參考電壓Vre相差規(guī)定誤差以上時，則未滿足判定， 轉入步驟S35。此時，認為直流電壓Vdc處于變動中，參考電壓Vre也需要對其進行跟蹤更新。
在步驟S35中，計算出過去最近規(guī)定次數(shù)中檢測出的直流電壓Vdc的移動平均。由 此，可以使直流電壓Vdc的變動中包含的噪聲平坦化。
然后，轉入步驟S40，將上述步驟S35中計算出的直流電壓Vdc的移動平均代入參 考電壓Vre以進行更新。由此，可以更新參考電壓Vre，以跟蹤直流電壓Vdc的變動。
然后，轉入步驟S45，判定從上述步驟S5中檢測出的直流電壓Vdc減去上述步驟 S40中求出的參考電壓Vre (=對比基準電壓)后的偏差是否為規(guī)定值以上。當偏差為規(guī)定 值以上時，則滿足判定，轉入步驟S100。
在步驟SlOO中，分別對再生整流器部11所具備的各橋臂開關元件51輸出適當?shù)?選通信號，執(zhí)行基于120°通電方式的整流器側電源再生處理。然后，返回至步驟S5，反復 進行同樣的程序。另外，該步驟SlOO的程序相當于各技術方案記載的整流器再生控制工序。
而且另一方面，在上述步驟S45的判定中，當偏差比規(guī)定值小時，則未滿足判定， 返回至步驟S5，反復進行同樣的程序。
另外，在上述步驟S15、步驟S25及該步驟S30的判定中，也可以分別包括上述步 驟S5及步驟SlO的檢測而連續(xù)進行3次判定，僅在分別3次都滿足更新條件時才進行步驟 S35之后的參考電壓Vre的更新。
如以上說明的那樣，根據本實施方式的馬達驅動系統(tǒng)100，與(1-D :逆變器側再生動作中(整流器側電源再生處理前))及(2-D)的運行順序中交流電源200上有無施加高次 諧波無關，利用交流電流Iac的流通狀態(tài)處于不流通來進行整流器側電源再生處理的開始 判定處理。即，整流器再生控制部14在以上述交流電流檢測部12檢測出的交流電流流通 狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的開始時刻，進行整流器側電源再生處理。
由此，本實施方式的馬達驅動系統(tǒng)100在實質上需要電源再生整流器I的整流器 側電源再生處理的馬達驅動裝置3的逆變器側再生動作中的期間，開始判定處理可以恰當 地判定整流器側電源再生處理的開始時刻，而與交流電源200上有無施加高次諧波無關。 其結果，與交流電源200上有無施加高次諧波無關，可在恰當?shù)拈_始時刻進行電源再生處 理。
而且，在該實施方式中，尤其是整流器再生控制部14進行的開始判定處理不是將 全波整流電壓Vac的值作為對比基準電壓，而是將以根據交流電流流通狀態(tài)的變化和直流 電壓Vdc的變動來進行更新的方式新設定的作為電壓值變量的參考電壓Vre的值作為對比 基準電壓，將其與直流電壓Vdc進行對比。而且，當直流電壓Vdc比對比基準電壓大規(guī)定值 以上時，判定為處于整流器側電源再生處理的開始時刻。由此，在(1-D :逆變器側再生動作 中(整流器側電源再生處理前))及(2-D)的運行順序中當逆變器側再生動作中升壓的直流 電壓Vdc超過全波整流電壓Vac時，與交流電源200上有無施加高次諧波無關，可實現(xiàn)整流 器側電源再生處理的開始判定處理，其利用了交流電流Iac的流通狀態(tài)變?yōu)椴涣魍ㄟ@一情 況。
而且，在該實施方式中，尤其是原則上參考電壓Vre以跟蹤直流電壓Vdc的變動而 成為相同的電壓值的方式進行更新。但是，在檢測出交流電流Iac的不流通狀態(tài)之后的一 定期間內，也就是在(1-D :逆變器側再生動作中(整流器側電源再生處理前))及(2-D)的運 行順序中當逆變器側再生動作中升壓中的直流電壓Vdc達到全波整流電壓Vac之后的一定 期間內，參考電壓Vre —直保持與全波整流電壓Vac大致相等。這是因為在(1_D)及(2_D) 的運行順序中，當逆變器側再生動作中直流電壓Vdc超過全波整流電壓Vac之后，與交流電 源200上有無施加高次諧波無關，交流電流Iac處于不流通狀態(tài)，在檢測出該不流通狀態(tài)的 期間不更新參考電壓Vre。由此，在逆變器側再生動作中升壓的直流電壓Vdc達到全波整流 電壓Vac之后的一定期間內，對比基準電壓一直保持與全波整流電壓Vac大致相等。
而且，在該逆變器側再生動作中，直流電壓Vdc達到全波整流電壓Vac之后也超過 該全波整流電壓Vac而隨著時間的經過而上升。因而，開始判定處理對比此時上升的直流 電壓Vdc和一直保持與全波整流電壓Vac大致相等的對比基準電壓，當直流電壓Vdc比對 比基準電壓大規(guī)定值以上時，則判定為處于開始再生整流器部11的整流器側電源再生處 理的時刻。如此，在(1-D)及(2-D)的運行順序中當逆變器側再生動作中升壓的直流電壓 Vdc超過全波整流電壓Vac時，則與交流電源200上有無施加高次諧波無關，可實現(xiàn)利用交 流電流Iac的流通狀態(tài)變?yōu)椴涣魍ㄟ@一情況的開始判定處理。
而且另一方面，在馬達驅動裝置3的驅動控制未使3相交流馬達300運行的(1-B 馬達驅動前時)及(2-B)的運行順序中，如上所述，參考電壓Vre跟蹤直流電壓Vdc的變動 而保持于相同的電壓值，也就是說對比基準電壓與直流電壓Vdc相等。由此，即使在開始判 定處理持續(xù)對比直流電壓Vdc和對比基準電壓時，在馬達驅動前時也與交流電源200上有 無施加高次諧波無關，不會誤判再生整流器部11的整流器側電源再生處理的開始時刻。其結果，即使開始判定處理隨時進行相同的對比判定，也與交流電源200上有無施加高次諧 波無關，可以恰當?shù)嘏卸ㄕ髌鱾入娫丛偕幚淼拈_始時刻。
而且，在該實施方式中，尤其是通過代入直流電壓Vdc的移動平均值來進行參考 電壓Vre的更新，由此可以抑制施加在交流電源200上的高次諧波引起的噪聲影響波及到 參考電壓Vre的更新。
而且，在該實施方式中，尤其是在(1-B :馬達驅動前時)及(2-B)的運行順序等中， 當直流電壓Vdc沒有變動，參考電壓Vre與直流電壓Vdc大致相等時，不更新參考電壓Vre。 由此，與上述一樣，可以抑制施加在交流電源200上的高次諧波引起的噪聲影響波及到參 考電壓Vre的更新。
而且，在該實施方式中，尤其是在(1-C :馬達驅動時)及(2-C)的運行順序等中，當 直流電壓Vdc比全波整流電壓Vac低時，即使參考電壓Vre與直流電壓Vdc大致相等時，也 更新參考電壓Vre。由此，例如即使在3相交流馬達300的低負荷運行下直流電壓Vdc僅比 全波整流電壓Vac稍低時等，在(1-D :逆變器側再生動作中(整流器側電源再生處理前))及 (2-D)的運行順序中當逆變器部31開始逆變器側再生動作后，升壓的直流電壓Vdc達到全 波整流電壓Vac時也可以切實地使對比基準電壓與全波整流電壓Vac大致相等。這一情況 尤其是在將上述的直流電壓Vdc的移動平均值代入參考電壓Vre來進行更新時，通過補償 該移動平均值的計算所引起的延遲要素，可以避免伴隨突然的逆變器側再生動作的過電壓 的產生，因此效果很大。
另外，在上述實施方式中，雖然將參考電壓Vre的值直接代入對比基準電壓，但是 不限于此。此外也可以將如上更新的參考電壓Vre和全波整流電壓Vac的任意較大的一個 代入對比基準電壓，通過其與直流電壓Vdc的對比，來判定整流器側電源再生處理的開始 時亥lj。如此設定的對比基準電壓也在原則上以跟蹤直流電壓Vdc的變動的方式進行更新而 成為大致相等的電壓值，但是在馬達驅動中和馬達減速控制中持續(xù)保持全波整流電壓Vac 的電壓值(未特別圖示)。此時，在(1-C:馬達驅動時)及(2-C)的運行順序中，對比基準電壓 為全波整流電壓Vac，但是由于在該期間處于全波整流電壓Vac>直流電壓Vdc的關系，因此 不會滿足開始條件(Vdc-Vx >規(guī)定值)，不會誤判開始時刻。
如此設定對比基準電壓時，在上述圖9的流程中新設置程序，在臨到步驟S45之前 將參考電壓Vre和全波整流電壓Vac的任意較大的一個代入對比基準電壓Vx，在步驟S45 的判定中進行“Vdc-Vx >規(guī)定值”的判定即可。如此設定對比基準電壓時，尤其是在(1-A 起動時)及(2-A)的初始充電時可避免開始判定處理的誤判，因此極為有用。
另外，由于以上的本實施方式的效果僅通過在整流器再生控制部14所執(zhí)行的開 始判定處理中進行開始條件的變更便能實現(xiàn)，因此不會影響其它處理。這種針對來自外部 的高次諧波的施加的抗擾性作為針對EMC指令中的EMS評價的對策非常有效。
另外，在上述實施方式中，將旋轉型3相交流馬達300作為驅動對象，但是不限于 此,也可以將直動型馬達應用于驅動對象。
而且，除以上已經說明的以外，也可以適當組合上述實施方式、各變形例的方法而 加以利用。
雖未進行其它一一例示，但是可在不脫離其主旨的范圍內施加各種變更來進行實 施。
權利要求
1.一種電源再生整流器，其特征在于，具備交流電流檢測部，檢測出所輸入的交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；再生整流器部，具有整流橋式電路和再生開關部，其中，所述整流橋式電路對所述交流電源進行全波整流并輸出直流電壓，所述再生開關部對應于所述整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個半導體開關元件進行串聯(lián)連接的組；平滑電容器，使所述直流電壓平滑；及整流器再生控制部，在以所述交流電流檢測部檢測出的所述交流電流流通狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的開始時刻，分別對所述再生整流器部的所述半導體開關元件進行開關，從而進行電源再生處理，使所述直流電壓側產生的再生電力返回至所述交流電源。
2.根據權利要求1所述的電源再生整流器，其特征在于，還具備交流電壓檢測部，對來自所述交流電源的交流輸入電壓進行全波整流并檢測出全波整流電壓，所述整流器再生控制部所進行的所述開始判定處理為，將根據所述交流電流流通狀態(tài)和所述直流電壓而更新的參考電壓作為對比基準電壓， 當所述直流電壓比所述對比基準電壓大規(guī)定值以上時，判定為處于所述電源再生處理的開始時刻。
3.根據權利要求1所述的電源再生整流器，其特征在于，還具備交流電壓檢測部，對來自所述交流電源的交流輸入電壓進行全波整流并檢測出全波整流電壓，所述整流器再生控制部所進行的所述開始判定處理為，將根據所述交流電流流通狀態(tài)和所述直流電壓而更新的參考電壓以及所述交流電壓檢測部檢測出的所述全波整流電壓的任意較大的一個作為對比基準電壓，當所述直流電壓比所述對比基準電壓大規(guī)定值以上時，判定為處于所述電源再生處理的開始時刻。
4.根據權利要求2或3所述的電源再生整流器，其特征在于，所述整流器再生控制部所進行的所述開始判定處理將所述直流電壓逐次代入所述參考電壓來進行更新，在所述交流電流流通狀態(tài)為不流通狀態(tài)的期間不更新所述參考電壓。
5.根據權利要求4所述的電源再生整流器，其特征在于，所述整流器再生控制部所進行的所述開始判定處理將所述直流電壓的移動平均代入所述參考電壓來進行更新。
6.根據權利要求4或5所述的電源再生整流器，其特征在于，所述整流器再生控制部所進行的所述開始判定處理在所述參考電壓與所述直流電壓大致相等時不更新所述參考電壓。
7.根據權利要求6所述的電源再生整流器，其特征在于，所述整流器再生控制部所進行的所述開始判定處理在所述直流電壓比所述全波整流電壓低時進行更新。
8.—種馬達驅動系統(tǒng)，其特征在于，具備交流電流檢測部，檢測出所輸入的交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；再生整流器部，具有整流橋式電路和再生開關部，其中，所述整流橋式電路對所述交流電源進行全波整流并輸出直流電壓，所述再生開關部對應于所述整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個半導體開關元件進行串聯(lián)連接的組；平滑電容器，使所述直流電壓平滑；整流器再生控制部，在以所述交流電流檢測部檢測出的所述交流電流流通狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的開始時刻，分別對所述再生整流器部的所述半導體開關元件進行開關，從而進行電源再生處理，使所述直流電壓側產生的再生電力返回至所述交流電源；逆變器部，連接于所述平滑電容器；及逆變器控制部，根據來自上位控制裝置的馬達控制指令，對該逆變器部進行PWM控制，向連接于所述逆變器部的馬達供給所希望的電力。
9.一種電源再生處理方法，是針對再生整流器部而執(zhí)行的電源再生處理方法，該再生整流器部具有整流橋式電路和再生開關部，其中，所述整流橋式電路對交流電源進行全波整流并輸出直流電壓，所述再生開關部對應于所述整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個半導體開關元件進行串聯(lián)連接的組，其特征在于，執(zhí)行如下工序交流電流檢測工序，檢測出所述交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；及整流器再生控制工序，在以所述交流電流檢測工序檢測出的所述交流電流流通狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的開始時刻，分別對所述再生整流器部的所述半導體開關元件進行開關，從而進行電源再生處理，使所述直流電壓側產生的再生電力返回至所述交流電源。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電源再生整流器、馬達驅動系統(tǒng)及電源再生處理方法，其不論交流電源上有無施加高次諧波都能在恰當?shù)拈_始時刻進行電源再生處理。具備交流電流檢測部，檢測出所輸入的交流電源各相的交流電流流通狀態(tài)；再生整流器部，具有對交流電源進行全波整流并輸出直流電壓的整流橋式電路，及對應于整流橋式電路的各相并聯(lián)連接有對2個橋臂開關元件進行串聯(lián)連接的組的再生開關部；平滑電容器，使直流電壓平滑；及整流器再生控制部，在以交流電流檢測部檢測出的交流電流流通狀態(tài)為基礎的開始判定處理所判定的開始時刻，分別對再生整流器部的橋臂開關元件進行開關，從而進行整流器側電源再生處理，使直流電壓側產生的再生電力返回至交流電源。
文檔編號H02M7/797GK103001528SQ20121031385
公開日2013年3月27日 申請日期2012年8月29日 優(yōu)先權日2011年9月15日
發(fā)明者松浦久也, 山本雅也 申請人:株式會社安川電機