專利名稱：并網(wǎng)逆變器、系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及并網(wǎng)逆變器(grid tied inverter)、方法和系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
向輸電網(wǎng)提供電カ對于國內(nèi)用電客戶正變得越來越有吸引力。在用電快速增加的情況下，尤其是在需求高峰期間，這顯得特別重要。可以利用所謂的“并網(wǎng)逆變器”來提供這種電力。這些逆變器是將電池組連接到輸電網(wǎng)的DC-DC變換器(直流-直流變換器)。這些逆變器往往非常大且昂貴。本發(fā)明的ー個(gè)目的是解決這些問題。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)第一方面，提供了ー種并網(wǎng)逆變器，該并網(wǎng)逆變器包括能連接到電網(wǎng)的展開電路以及可操作來從電池生成電流波形的DC-DC電流饋給變換器，所述電流波形基本上被同步到所述電網(wǎng)，其中，所述展開電路可在第一模式中操作來將所述電流轉(zhuǎn)換為具有適合于注入所述電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓的正弦波形。所述展開電路可在第二模式中操作來將從所述電網(wǎng)獲得的AC電カ轉(zhuǎn)換為全波整流AC電流，并且所述DC-DC變換器還可操作來將所述全波整流AC電流轉(zhuǎn)換為DC電流以存儲(chǔ)在所述電池中。所述展開電路可包括橋型布置的晶體管開關(guān)，并且所述晶體管開關(guān)分別包括場效應(yīng)晶體管。所述場效應(yīng)晶體管可被配置為使得所述晶體管內(nèi)的體ニ極管被布置為全橋整流器，并被配置為使得在所述第二模式中使用時(shí)，所述開關(guān)晶體管斷開。所述DC-DC電流饋給變換器可以包括具有第一側(cè)和第二側(cè)的變壓器，所述第一側(cè)具有連接到第一晶體管開關(guān)和第二晶體管開關(guān)的第一繞組，所述第二晶體管開關(guān)是將體ニ極管的陽極連接到所述第一繞組的場效應(yīng)晶體管，由此所述第一開關(guān)被連接到地并且所述第二開關(guān)被連接到第一電容器，所述第一電容器被連接在所述第二開關(guān)與地之間，其中，為了允許電流流經(jīng)所述第一繞組，所述第一開關(guān)被配置為導(dǎo)通并且所述第二開關(guān)被配置為關(guān)斷，并且在預(yù)定時(shí)段的電流流動(dòng)之后，所述第一開關(guān)被配置為關(guān)斷，從而在此后的預(yù)定時(shí)段時(shí)所述第二開關(guān)被配置為導(dǎo)通。在所述第一開關(guān)被再次切換為導(dǎo)通之前，所述第二開關(guān)可被配置為關(guān)斷。根據(jù)另一方面，提供了一種用于操作并網(wǎng)逆變器的方法，該逆變器包括能連接到電網(wǎng)的展開電路以及DC-DC電流饋給變換器，該方法包括從電池生成電流波形，所述電流波形基本上被同步到所述電網(wǎng)，其中，該方法包括在所述展開電路中當(dāng)在第一模式中操作時(shí)，將所述電流轉(zhuǎn)換為具有適合于注入所述電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓的正弦波形。在所述展開電路中當(dāng)在第二模式中操作時(shí)，該方法可包括將從所述電網(wǎng)獲得的AC電カ轉(zhuǎn)換為全波整流AC電流，并且在所述DC-DC變換器中，該方法包括將所述全波整流AC電流轉(zhuǎn)換為DC電流以存儲(chǔ)在所述電池中。所述展開電路可包括橋型布置的晶體管開關(guān)，并且所述晶體管開關(guān)分別包括場效應(yīng)晶體管。所述場效應(yīng)晶體管可被配置為使得所述晶體管內(nèi)的體ニ極管被布置為全橋整流器，并且該方法可包括在所述第二模式期間，斷開所述開關(guān)晶體管。所述DC-DC電流饋給變換器可包括具有第一側(cè)和第二側(cè)的變壓器，所述第一側(cè)具有連接到第一晶體管開關(guān)和第二晶體管開關(guān)的第一繞組，所述第二晶體管開關(guān)是將體ニ極管的陽極連接到所述第一繞組的場效應(yīng)晶體管，由此所述第一開關(guān)被連接到地并且所述第ニ開關(guān)被連接到第一電容器，所述第一電容器被連接在所述第二開關(guān)與地之間，并且該方法可包括通過將所述第一開關(guān)切換為導(dǎo)通并且將所述第二開關(guān)切換為關(guān)斷來允許電流流經(jīng)所述第一繞組，并且在預(yù)定時(shí)段的電流流動(dòng)之后，將所述第一開關(guān)切換為關(guān)斷，從而在此后的預(yù)定時(shí)段時(shí)將所述第二開關(guān)切換為導(dǎo)通。、在所述第一開關(guān)被再次切換為導(dǎo)通之前，該方法可包括將所述第二開關(guān)切換為關(guān)斷。根據(jù)另一方面，提供了ー種包含根據(jù)以上實(shí)施例中的任一個(gè)實(shí)施例的并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)，該并網(wǎng)逆變器被連接在DC電壓源與輸電網(wǎng)之間。還提供了ー種包含計(jì)算機(jī)可讀指令的計(jì)算機(jī)程序，當(dāng)計(jì)算機(jī)可讀指令被加載到計(jì)算機(jī)上時(shí)將所述計(jì)算機(jī)配置來執(zhí)行根據(jù)實(shí)施例中的任一實(shí)施例的方法。


從結(jié)合附圖閱讀的下面對說明性實(shí)施例的詳細(xì)描述中將清楚本發(fā)明的以上以及其它目的、特征和優(yōu)點(diǎn)，在附圖中圖I示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的框圖；圖2示出了說明圖I所示的DC-DC變換器和展開電路(unfolding circuit)的電路圖；圖3示出了與圖2的電路圖相關(guān)聯(lián)的時(shí)序圖；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的變壓器的次級側(cè)；圖5示出了控制圖2所示電路的占空比的控制環(huán)路；圖6A至圖6C示出了平面型變壓器的第一配置；以及圖7A至圖7C示出了平面型變壓器的第二配置。
具體實(shí)施例方式參考圖1，示出了系統(tǒng)100。系統(tǒng)100包括電池110、DC-DC變換器120和展開電路130。DC-DC變換器120和展開電路130形成根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的并網(wǎng)逆變器。展開電路130通過干線輸電網(wǎng)(未示出)連接到干線供電源，并且DC-DC變換器120連接到電池110。在實(shí)施例中，電池110是通常由多個(gè)電池單元組成的2kWh電池。每個(gè)電池單元可被定為30Ah。電池110是能夠在任何一次傳遞大約IkW功率的DC電壓源。然而本發(fā)明不限于此，并且任何大小和類型的電池也可被用在實(shí)施例中。
并網(wǎng)逆變器連接到電池110。在實(shí)施例中，DC-DC變換器120利用標(biāo)準(zhǔn)IEC形式電源插頭連接到電池110，這些電源插頭通常將包括集成熔絲單元(未示出)。其ー個(gè)示例是4引腳XLR型公插座。來自DC-DC變換器120的輸出波形在圖I中示出。來自DC-DC變換器120的輸出波形是與全波整流信號(fully rectified signal)相像的電流波形。換言之，雖然來自DC-DC變換器120的輸出事實(shí)上是DC電流并且不是利用橋電路產(chǎn)生的，但是如從圖2的討論將清楚的，該輸出相像于并且形如全波整流信號。展開電路130接收該全波整流信號并且以IOOHz切換來自DC-DC變換器120的輸出的極性以生成AC(交流)信號，該AC信號具有與電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓類似的瞬時(shí)電壓。換言之，由DC-DC變換器120生成的電流波形的“波峰”中的交替波峰被切換為相反極性。因此展開電路130的輸出是頻率約為50Hz的AC信號以與輸電網(wǎng)的頻率相匹配。這在圖I中示出。
雖然以上將系統(tǒng)100描述為適于在ー種模式中將存儲(chǔ)在電池110中的電カ傳送到輸電網(wǎng)上,但是系統(tǒng)100可同樣被反過來使用。換言之,系統(tǒng)100可在第二模式中操作,第ニ模式允許電池Iio利用由輸電網(wǎng)提供的電カ而被充電。因此,一個(gè)實(shí)施例提供了ー種依賴于下游的展開電路來從其輸出生成AC波形的雙向電流饋給DC-DC變換器。參考圖2，電池110被示為連接到DC-DC變換器120。DC-DC變換器120的組件被虛線框環(huán)繞。DC-DC變換器120的輸出被饋送到展開電路130，展開電路130的組件被另ー虛線框環(huán)繞。將參考圖3更詳細(xì)地描述DC-DC變換器120的操作。然而，將參考圖2提供對DC-DC變換器120和展開電路130的結(jié)構(gòu)的描述。電池110在圖2中被示為連接到DC-DC變換器120的單個(gè)單元設(shè)備。然而，如上面提到的，在實(shí)施例中，電池110包括多個(gè)單元。電池110連接在解f禹電容器(decoupling capacitor)C6兩端。第一開關(guān)晶體管Ql的第一端子與電池110串聯(lián)連接。連接在第一開關(guān)晶體管Ql的第二端子與地之間的是第二開關(guān)晶體管Q2。第一電感器LI的第一端子連接到第一開關(guān)晶體管Ql的第二端子。第一開關(guān)晶體管Ql、第二開關(guān)晶體管Q2和第一電感器LI被布置為同步降壓變換器(synchronousbuck converter)。第一電感器LI的第二端子連接到變壓器的分叉的初級繞組。在實(shí)施例中，第一電感器LI的第二端子連接到變壓器的第一初級繞組的第一端子和變壓器的第二初級繞組的第一端子。第三開關(guān)晶體管Q3的第一端子連接到第一初級繞組的第二端子并且第三開關(guān)晶體管Q3的第二端子連接到地。第四開關(guān)晶體管Q4的第一端子連接到第二初級繞組的第二端子并且第四開關(guān)晶體管Q4的第二端子連接到地。第五開關(guān)晶體管Q5的第一端子連接在第一初級繞組的第二端子與第三開關(guān)晶體管Q3的第一端子之間。第一電容器Cl連接在第五開關(guān)晶體管Q5的第二端子與地之間。第六開關(guān)晶體管Q6的第一端子連接在第二初級繞組的第二端子與第四開關(guān)晶體管的第一端子之間。第二電容器C2連接在第六開關(guān)晶體管Q6的第二端子與地之間。變壓器的次級繞組的第一端子連接到第三電容器C3的第二端子和第四電容器C4的第一端子。第四電容器C4的第二端子連接到負(fù)供電軌(negative rail)。第三電容器C3的第一端子連接到正供電軌。第一ニ極管Dl的陰極端子也連接到正供電軌。第一ニ極管Dl的陽極端子連接到變壓器的次級繞組的第二端子。第二ニ極管D2的陰極端子也連接到變壓器的次級繞組的第二端子。第二ニ極管D2的陽極端子連接到負(fù)供電軌。第二ニ極管D2的陰極端子連接到第三ニ極管D3的陽極端子。第八開關(guān)晶體管Q8連接在第三ニ極管D3的陰極端子與負(fù)供電軌之間。第七開關(guān)晶體管Q7的第二端子連接到變壓器的次級繞組的第二端子。第七開關(guān)晶體管Q7的第一端子連接到第四ニ極管D4的陰極端子。第四ニ極管D4的第二端子連接到正供電軌。第五電容器C5連接在第四ニ極管D4的陰極端子與負(fù)供電軌之間。這里應(yīng)注意，第三和第四ニ極管D3和D4是肖特基ニ極管，其表現(xiàn)出快速的開關(guān)能力并且具有低的前向壓 降(forward voltage drop)。如前面提到的，展開電路130連接到DC-DC變換器120。展開電路130并聯(lián)連接到第五電容器C5。展開電路130包括第九至第十二開關(guān)晶體管Q9-Q12。第九開關(guān)晶體管Q9具有連接到正供電軌的第一端子和連接到負(fù)輸出線的第二端子。第十開關(guān)晶體管QlO連接在正供電軌與正輸出線之間。第十一開關(guān)晶體管Qll連接在負(fù)輸出線與負(fù)供電軌之間，并且第十二開關(guān)晶體管Q12連接在負(fù)供電軌與正輸出線之間。正負(fù)輸出線連接到電網(wǎng)。在實(shí)施例中，在正負(fù)輸出線與電網(wǎng)之間設(shè)有濾波器電路。這里應(yīng)注意，第九至第十二開關(guān)晶體管Q9-Q12是功率MOSFET (金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)晶體管。這意味著ニ極管存在于MOSFET的漏極(陰極)與源極(陽極)之間。這有時(shí)被稱為“體ニ極管”并且存在于任何場效應(yīng)型晶體管中。在第九開關(guān)晶體管Q9中，漏極連接到正供電軌，在第十開關(guān)晶體管QlO中，漏極連接到正供電軌，在第十一開關(guān)晶體管QlI中，漏極連接到負(fù)輸出軌，在第十二開關(guān)晶體管Q12中，漏極連接到正輸出軌。換言之，在第一模式(電池到輸電網(wǎng))中，第九至第十二開關(guān)晶體管Q9-Q12被切換來生成適當(dāng)?shù)妮敵霾ㄐ?，并且在第二模?輸電網(wǎng)到電池)中，第九至第十二開關(guān)晶體管Q9-Q12不被切換，意味著每個(gè)MOSFET的漏極與源極之間的體ニ極管使第九至第十二開關(guān)晶體管Q9-Q12作為全橋整流器操作，該全橋整流器在第五電容器C5兩端產(chǎn)生全波整流信號。這確保并網(wǎng)逆變器可在兩種模式中操作并且因此是雙向的。這減小了并網(wǎng)逆變器的尺寸和成本，并網(wǎng)逆變器在傳統(tǒng)上可能具有ー個(gè)在第一模式中操作的電路以及另ー個(gè)在第二模式中操作的并行電路。參考圖3，現(xiàn)在給出對DC-DC變換器120的操作的說明。如本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解的，DC-DC變換器120被配置為電流饋給推挽變換器。換言之，來自DC-DC變換器120的輸出與經(jīng)整流的電流信號相像。這不同于產(chǎn)生電壓波形的并網(wǎng)逆變器中的傳統(tǒng)DC-DC變換器120。然而，由并網(wǎng)逆變器生成的電壓波形與電カ被饋送到的輸電網(wǎng)之間的任何微小差異都將導(dǎo)致生成大電流(由于放置在并網(wǎng)逆變器與輸電網(wǎng)之間的濾波器和輸電網(wǎng)的低電阻)。因此，在傳統(tǒng)上，設(shè)計(jì)者改變?yōu)V波器的電阻特性來減小大電流值。然而，這非常復(fù)雜并且導(dǎo)致復(fù)雜的電路。為了解決此問題，來自DC-DC變換器120的輸出是電流波形。這減少了調(diào)節(jié)濾波器電阻的需要并且因此降低了電路復(fù)雜度。為了生成電流波形，DC-DC變換器120的占空比被調(diào)節(jié)。后面將參考圖5說明生成該占空比的控制機(jī)構(gòu)。除了被配置為電流饋給推挽變換器的DC-DC變換器120之外，如圖2所示，還包括另外的開關(guān)Ql和Q2。開關(guān)Ql和Q2的包括提供了優(yōu)點(diǎn)。雖然在并網(wǎng)逆變器領(lǐng)域中不常見，但是如果電流饋給推挽變換器被使用，則僅可以對于n *Vbat (其中，n是變壓器的匝數(shù)比)以上的輸出線電壓產(chǎn)生電流。換言之，僅可以生成在n Vbat與市電(domestic supply)的峰值電壓之間的輸出電壓波形。這是因?yàn)椋瑢τ诖酥抵碌妮敵鼍€電壓，由于LI的變壓器側(cè)的反射電壓將等于Vbat (電池電壓)，因此電感器LI兩端的電壓將為0V。為了生成在OV到峰值線電壓(在實(shí)施例中為325V)的范圍中的輸出線電壓，當(dāng)線路的電壓降至n Vbat吋，另外的開關(guān)Ql和Q2被添加。這兩個(gè)開關(guān)形成了降壓-升壓電路。DC-DC變換器120可以持續(xù)地在降壓-升壓模式中操作。然而，為了減少開關(guān)損耗，降壓-升壓開關(guān)僅在線電壓等于或小于n Vbat時(shí)操作。換言之，由于降壓-升壓模式僅在線路電壓為n Vbat或低于n -Vbat時(shí)需要，因此降壓-升壓模式僅在線路電壓為n Vbat或低于n Vbat時(shí)操作。為了確定何時(shí)操作降壓-升壓模式，電池兩端的電壓被監(jiān)控。電池兩端的電壓與變壓器的匝數(shù)比之積被計(jì)算。將其與瞬時(shí)輸出線電壓相比較。當(dāng)該比較的結(jié)果表明輸出線電壓小于電池兩端的電壓與變壓器的匝數(shù)比之積時(shí)，降壓-升壓模式被激活。應(yīng)注意，下面 將不對監(jiān)控電壓和執(zhí)行計(jì)算的機(jī)制進(jìn)行描述，因?yàn)楸绢I(lǐng)域技術(shù)人員將理解這些。例如，可由數(shù)字信號處理器基于從DC-DC變換器電路獲取的電壓樣本來進(jìn)行處理。在下面的描述中，應(yīng)注意，Ql和Q2被切換。換言之，在下面的描述中，電路在降壓-升壓模式中的操作將被描述。在占空比的“導(dǎo)通”(on)時(shí)間期間，Q1、Q3和Q4被切換為導(dǎo)通(即，開關(guān)被閉合)。為了避免“貫通”(即，到地的短路路徑)，Q2被切換為“關(guān)斷”或者是ー斷開的開關(guān)。從圖3的曲線圖A可見，Q2的漏極電壓在“導(dǎo)通”時(shí)間期間為電池電壓。當(dāng)Q3和Q4被切換為導(dǎo)通時(shí)，兩個(gè)初級繞組兩端的電壓都為0V。因此，電池電壓出現(xiàn)在第一電感器LI兩端。這意味著電流(IL)流經(jīng)第一電感器LI并且電流在變壓器的第一和第二初級繞組中流動(dòng)。在實(shí)施例中，電流IL/2將在第一和第二初級繞組的每個(gè)中流動(dòng)。如本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解的，當(dāng)?shù)谝缓偷诙跫壚@組兩端沒有出現(xiàn)電壓時(shí)，次級繞組兩端將不會(huì)出現(xiàn)電壓。因此，DC-DC變換器120的輸出將是由第五電容器C5提供的電流。在占空比的“關(guān)斷”時(shí)間期間，Ql被切換為關(guān)斷并且Q2被切換為導(dǎo)通。為了避免貫通，在這些轉(zhuǎn)變之間存在輕微延遲。在第一“關(guān)斷”時(shí)間期間，使Q3保持導(dǎo)通并且將Q4切換為關(guān)斷。當(dāng)Ql被切換為關(guān)斷時(shí)，第一電感器LI兩端的電壓反轉(zhuǎn)。第六開關(guān)晶體管Q6是MOSFET晶體管。因此，第六開關(guān)晶體管Q6的漏極連接到第二電容器C2。因此，即使第六開關(guān)晶體管Q6被切換為關(guān)斷，第六開關(guān)晶體管Q6內(nèi)的ニ極管效應(yīng)也充當(dāng)整流ニ極管(commutation diode)以減小變壓器的第二初級繞組兩端的電壓的突變效應(yīng)。該整流ニ極管將第四開關(guān)晶體管Q4兩端的峰值電壓箝位到2Vline/n，其中，Vline是輸電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓并且n是變壓器的匝數(shù)比，在實(shí)施例中，n為3(即，與初級側(cè)的總數(shù)相比，變壓器次級側(cè)上的線圈數(shù)為3倍)。在大約20ns的短延遲之后，第六開關(guān)晶體管Q6被切換為導(dǎo)通以允許電流反向。換言之，當(dāng)Q6被切換為導(dǎo)通吋，電流可通過Q6流出第二電容器C2。當(dāng)電流經(jīng)由Q6和第二電容器C2流經(jīng)第二初級繞組時(shí)，在次級繞組中感應(yīng)出電壓。這對第一ニ極管Dl進(jìn)行正向偏置，因此將能量傳送給展開電路130。這由圖3中的曲線圖D示出。
如圖3的曲線圖E所示，經(jīng)過第六開關(guān)晶體管Q6的漏極電流在占空比的關(guān)斷時(shí)間中從+11/2到-11/2線性地變化。這是因?yàn)楸仨毦S持箝位電容器C2上的安培-秒平衡(amp-seconds balance)。在占空比的隨后“導(dǎo)通”部分期間,Q4需要被切換為導(dǎo)通并且Q6需要被切換為關(guān)斷。在Q4被切換為導(dǎo)通之前片刻將Q6切換為關(guān)斷是有利的。這是因?yàn)楫?dāng)電流被反向時(shí)，Q4兩端的電壓突降(collapse),從而允許Q4在零電壓條件下導(dǎo)通。這減少了開關(guān)損耗，因此提高了 DC-DC變換器120的效率。占空比的下一“導(dǎo)通”時(shí)間被執(zhí)行。在此時(shí)間中，切換和操作與之前的“導(dǎo)通”吋間相同，因此不在此重復(fù)。占空比的下一“關(guān)斷”時(shí)間與上面說明的非常類似。然而，在此“關(guān)斷”時(shí)間期間，Q4保持導(dǎo)通并且Q3被切換為關(guān)斷。因此，作為MOSFET開關(guān)的Q5在其主體兩端具有ニ極管效應(yīng)，該ニ極管效應(yīng)對通過變壓器第一初級繞組的電流進(jìn)行整流。因此，Q3兩端的電壓為2VLine/n。再次，Q5在短時(shí)間后被切換為導(dǎo)通并且電流反向。這意味著變壓器兩端的電壓為-Vline/2。如圖3的曲線圖E所示，在此第二“關(guān)斷”時(shí)間期間，經(jīng)過Q5的漏極電流在占空比的關(guān)斷時(shí)間中從+11/2到-11/2線性變化。因此，在下一“導(dǎo)通”周期期間，Q5在Q3被 切換為導(dǎo)通之前片刻被切換為關(guān)斷，并且再次地，Q3兩端的電壓突降，從而允許Q3在零電壓條件下的導(dǎo)通。如上面提到的，此說明涉及電路在降壓-升壓模式中操作。換言之，上面描述了當(dāng)線電壓小于或等于n .Vbat時(shí)DC-DC變換器120的操作。當(dāng)線電壓大于n .Vbat時(shí)，DC-DC變換器將在升壓模式中操作。在此情形中，除了 Q2—直關(guān)斷以外，所有晶體管的切換相同。因此，在DC-DC變換器120在升壓模式中操作的情況中，LI兩端的電壓在關(guān)斷時(shí)間期間從Vline/n 下降到(VIine/n)-Vbat。這意味著當(dāng)DC-DC變換器120在升壓模式中的操作與降壓-升壓模式中的操作之間切換時(shí)，通過電感器LI的電流可快速改變。為了減少此效應(yīng)，降壓-升壓模式稍微早些被激活。換言之，雖然可以在線電壓小于或等于n*Vbat時(shí)開始在降壓-升壓模式中操作，但是DC-DC變換器120在輸出線電壓為n* Vbat+S (其中，S是I. 5V左右的小電壓)時(shí)開始在降壓-升壓模式中操作。類似地，雖然可以在線電壓大于n Vbat時(shí)停止在降壓-升壓模式中操作，但是DC-DC變換器120在輸出線電壓達(dá)到n -Vbat+ 6時(shí)停止在降壓-升壓模式中(并且在単獨(dú)的升壓模式中)操作。雖然上面描述了通過識別輸出線電壓何時(shí)達(dá)到n . Vbat+ 6來早些激活降壓-升壓模式，但是潛在地，輸出線上的噪聲可能無意地觸發(fā)模式的切換。為了降低這種可能性，在實(shí)施例中，該切換的定時(shí)被改變。換言之，在時(shí)間上比通常預(yù)期的更早地觸發(fā)降壓-升壓模式(而不是使用電壓作為觸發(fā))。為了實(shí)現(xiàn)此，輸出線電壓的相位被監(jiān)控。在輸出電壓的完整周期期間，輸出的相位將在0與360°之間變化。被選作切換相位的相位取決于輸出線電壓與電池電壓之比而變化。然而，在典型實(shí)施例中，切換時(shí)的相位將為37°左右。如之前提到的，上面允許DC-DC變換器120在DC-DC變換器120的輸出處生成與全波整流AC電流波形相像的電流波形。為了將此應(yīng)用于輸電網(wǎng)，展開電路130需要生成具有與輸電網(wǎng)相匹配的瞬時(shí)電壓的全波經(jīng)整流正弦波(full-wave rectified sinusoid)。為了實(shí)現(xiàn)此，展開電路130以IOOHz被整流(commutate)。換言之,開關(guān)晶體管QlO和Qll作為ー對而被整流，并且開關(guān)晶體管Q9和Q12作為第二對而被整流。通過以這種方式對開關(guān)晶體管整流，與其中典型橋以諸如20-50kHz之類的較高頻率被整流的傳統(tǒng)技術(shù)相比，開關(guān)損耗被降低。如上面提到的，來自DC-DC變換器120的輸出電流在Dl和D2中流動(dòng)。這兩個(gè)ニ極管充當(dāng)整流器ニ極管。Q7和Q8是M0SFET。因此，它們具有體ニ極管。如后面將說明的，Q7和Q8也僅當(dāng)并網(wǎng)逆變器在輸電網(wǎng)到電池模式中操作時(shí)才操作。因此，在電池到輸電網(wǎng)模式(或者說第一模式)期間，Q7和Q8保持關(guān)斷。然而，即使Q7和Q8關(guān)斷，由于Q7和Q8是場效應(yīng)晶體管，因此它們即使在切換為關(guān)斷時(shí)也具有體ニ極管效應(yīng)。為了防止體ニ極管的反向恢復(fù)電流降低效率，肖特基ニ極管D3和D4防止電流流到正負(fù)線路上去。換言之，肖特基ニ極管D3和D4的朝向被設(shè)置為與Q7和Q8的體ニ極管的朝向相反。如果肖特基ニ極管D3和D4不存在的話，這些體ニ極管的反向恢復(fù)電流會(huì)循環(huán)流動(dòng)并出現(xiàn)在變壓器的初級偵讓。在實(shí)施例中，反向恢復(fù)電流在“導(dǎo)通”時(shí)間期間出現(xiàn)在包含Q3和Q4的環(huán)路中。這增大了這些器件的傳導(dǎo)損耗。這里應(yīng)注意，任何其它類型的ニ極管也將是足夠的(即，肖特基ニ極管不是必須的)。然而，肖特基ニ極管好于任何其它類型的ニ極管，因?yàn)樗鼈兙哂休^低、的導(dǎo)通電壓，這提高了電路的效率?，F(xiàn)在描述電路在第二模式(或者說輸電網(wǎng)到電池模式)中的操作。在第二模式中，晶體管Q9至Q12(展開電路)不被切換，并且保持靜態(tài)以形成整流器電路。為了在第二模式中操作，Q7和Q8被切換。清楚地說，為了避免交叉?zhèn)鲗?dǎo)(cross conduction)，Q7和Q8不同時(shí)被切換為“導(dǎo)通”。在輸電網(wǎng)到電池模式期間的第偶數(shù)個(gè)“導(dǎo)通”時(shí)間期間，Q7被切換為導(dǎo)通，意味著Q8保持關(guān)斷。電流從輸電網(wǎng)流經(jīng)D4并流入變壓器繞組(經(jīng)由C3)。這在C3兩端并且因此在變壓器繞組兩端感應(yīng)出Vline/2的電壓。在輸電網(wǎng)到電池模式期間的降壓-升壓模式中，Q3和Q6導(dǎo)通，Ql關(guān)斷，并且Q2導(dǎo)通。這使得n Vline/2的電壓被施加在LI兩端。由于分叉的繞組，電壓Vline/n出現(xiàn)在Q4兩端。在降壓-升壓“關(guān)斷”時(shí)間期間，Q6首先被切換為關(guān)斷。這將Q4兩端的電壓降為零，使得當(dāng)Q4在下ー降壓-升壓“導(dǎo)通”時(shí)間期間被切換為導(dǎo)通吋，Q4可在零電壓條件下被切換，這極大地減小了損耗。已經(jīng)參考電池到輸電網(wǎng)模式對此進(jìn)行了說明。然而，應(yīng)注意，在此“關(guān)斷”時(shí)間期間，Q4仍然關(guān)斷。另外，Q7被切換為關(guān)斷。因此，在此“關(guān)斷”時(shí)間期間，Q6、Q7和Q8關(guān)斷并且Q2、Q3和Q4導(dǎo)通。因此，變壓器電壓為零，其中IL/2的電流流經(jīng)每個(gè)初級繞組分支。LI兩端的電壓因此為Vbat。在第奇數(shù)個(gè)“導(dǎo)通”時(shí)間期間，Q8被切換為導(dǎo)通并且Q7關(guān)斷。電流從輸電網(wǎng)流過D3并流入變壓器繞組(經(jīng)由C4)。這在C4兩端并且因此在變壓器繞組兩端感應(yīng)出Vline/2的電壓。因此，n Vline/2的電壓出現(xiàn)在LI兩端。應(yīng)注意，出現(xiàn)在LI兩端的電壓n Vline/2假設(shè)C3和C4兩端的電壓在每個(gè)開關(guān)周期期間相同。雖然對于大多數(shù)情況，這是正確的，但是有很小的可能性不總是這樣的情況。在C3和C4兩端的電壓在每個(gè)開關(guān)周期期間不同的情況中，在LI中出現(xiàn)失衡。這是因?yàn)镃3和C4兩端的電壓在相應(yīng)周期期間會(huì)出現(xiàn)在變壓器兩端，其對LI充電。因此，經(jīng)過多個(gè)周期，LI中的失衡會(huì)増大C3和C4兩端電壓之差。換言之，LI的存在會(huì)作用來増大連續(xù)的“奇”和“偶”導(dǎo)通時(shí)間期間變壓器兩端的電壓差。這種正的反饋導(dǎo)致變壓器磁芯(core)飽和。將理解，在飽和期間，變壓器用作短路電路。如后面將說明的，平衡繞組可被引入該電路中來減輕這種效應(yīng)。平衡繞組的示例電路配置在圖4中示意性地圖示出。如從圖4與圖2的比較將理解的，圖4示出了圖2所示的DC-DC變換器120的次級側(cè)電路的一部分，其中相似電路元件用相似的標(biāo)號表示。次級側(cè)變壓器繞組在圖4中被標(biāo)識為T2。另外，圖4示出了 g在防止或者至少降低變壓器飽和的發(fā)生的多個(gè)附加電路元件。該附加電路包括另ー繞組TB，繞組TB的一端經(jīng)由電阻器Rl連接在電容器C3與電容器C4之間，并且其另一端連接在ニ極管D5與ニ極管D6之間。ニ極管D5和ニ極管D6串聯(lián)連接在正輸出軌與負(fù)輸出軌之間并且兩者朝向與ニ極管Dl和ニ極管D2相同的方向(即，朝向正輸出軌和負(fù)輸出軌中的一者或另一者)。將理解，希望變壓器繞組T2在電容器C3與C4之間的一端是穩(wěn)定的。在理想電路中，C3和C4兩端的壓降將是相同的，從而實(shí)現(xiàn)此，但是在真實(shí)電路中，此處可能出現(xiàn)失衡，從而導(dǎo)致變壓器飽和。在此情況中這通過另外的繞組TB來緩和，繞組TB用作分壓器(potential divider)的一半,變壓器繞組T2用作該分壓器的另一半。將理解,例如通過 對每個(gè)繞組使用相同或相似數(shù)目的變壓器匝數(shù)來將T2和TB配置為存儲(chǔ)基本上相同量的能量，可以使T2與TB之間的中點(diǎn)并且因此使電容器C3與C4之間的中點(diǎn)穩(wěn)定。電阻器Rl用來減小繞組上的紋波電壓效應(yīng)，其中任何紋波電壓將被疊加在電阻器Rl兩端。如果電阻器Rl不存在的話，大的電流將流過平衡繞組。除了由另外的繞組TB提供的分壓器以外，還通過在電容器C3和C4兩端連接電阻器R2和R3來使電容器C3與C4之間的中點(diǎn)穩(wěn)定。電阻器R2和R3具有基本上相同的電阻，并且在正負(fù)軌之間形成另一分壓器以使該中點(diǎn)穩(wěn)定，同時(shí)該并網(wǎng)逆變器不切換。返回關(guān)于輸電網(wǎng)到電池模式的討論，與第偶數(shù)個(gè)“導(dǎo)通”時(shí)間一祥，Ql關(guān)斷并且Q2導(dǎo)通。然而，與第偶數(shù)個(gè)“導(dǎo)通”時(shí)間不同，Q4被切換為導(dǎo)通(在上述零電壓條件下)，并且Q5被切換為導(dǎo)通。Q6保持關(guān)斷并且Q3被切換為關(guān)斷。電路的操作于是類似于參考第偶數(shù)個(gè)“導(dǎo)通”時(shí)間所說明的操作。然而，在下一“關(guān)斷”時(shí)間期間，Q5首先被切換為關(guān)斷，使得當(dāng)Q3在下ー降壓-升壓“導(dǎo)通”時(shí)間期間被切換為導(dǎo)通吋，Q5可在零電壓條件下被切換。與電池到輸電網(wǎng)模式中一祥，在升壓模式中，Ql在整個(gè)開關(guān)周期中保持導(dǎo)通以將導(dǎo)通時(shí)間期間電感器兩端的電壓從Vline/n減小為(Vline/n)-Vbat。推挽變換器的控制是部分地通過設(shè)置DC-DC變換器120的占空比來實(shí)現(xiàn)的。更具體地，“導(dǎo)通”時(shí)間與“關(guān)斷”時(shí)間之比關(guān)于時(shí)間而改變以生成所希望電流波形。供DC-DC變換器120輸出的所希望電流波形與全波整流AC電流波形相像。在一個(gè)實(shí)施例中，這是借助于DSP(數(shù)字信號處理器)設(shè)置的基準(zhǔn)電流以及內(nèi)外控制環(huán)路來實(shí)現(xiàn)的。圖5示意性地圖示出了這樣的控制電路200及其與DC-DC變換器120和展開電路130的連接?？刂齐娐?00包括外環(huán)比較器140，外環(huán)比較器140接收來自展開級130的線電流輸出Iline和接收自DSP (未示出)的數(shù)字合成基準(zhǔn)電流I,ef。外環(huán)比較器140從所接收的線電流Ilim與基準(zhǔn)電流しf之差(Ilim-Iref)生成外環(huán)誤差信號，并將其傳遞給外環(huán)誤差放大器145。外環(huán)比較器140和外環(huán)誤差放大器145充當(dāng)外側(cè)控制環(huán)路。外環(huán)誤差放大器145放大由外環(huán)比較器140生成的外環(huán)誤差信號e outer并將其作為E—傳遞給控制電路200的內(nèi)環(huán)。具體地，內(nèi)環(huán)包括內(nèi)環(huán)比較器150，其接收來自外環(huán)的經(jīng)放大外環(huán)誤差信號Etjuto和來自DC-DC變換器120的所測量電感器電流Iind。內(nèi)環(huán)比較器150從所測量電感器電流Iind與來自外環(huán)的經(jīng)放大誤差"[目號E—gr之差(Iind_E生成內(nèi)環(huán)誤差"[目號e inn6r。內(nèi)環(huán)誤差信號e innea 然后被傳遞給內(nèi)環(huán)誤差放大器155,內(nèi)環(huán)誤差放大器155放大由內(nèi)環(huán)比較器150生成的內(nèi)環(huán)誤差信號并將其傳遞給脈寬調(diào)制器160，該脈寬調(diào)制器160使用經(jīng)放大外環(huán)誤差信號來調(diào)制鋸齒基準(zhǔn)波形以形成占空比控制信號Drtri。該占空比控制信號Drfri然后用來控制圖2所示的各個(gè)晶體管的切換定時(shí)。將理解，占空比控制信號Detri可能不宣接控制所有開關(guān)——在一些情況中，占空比控制信號Drtri的經(jīng)偏移或經(jīng)反向版本將被用來驅(qū)動(dòng)特定開關(guān)，從而在特定開關(guān)轉(zhuǎn)變之間產(chǎn)生所希望的相對定時(shí)延遲。將理解，經(jīng)放大外環(huán)誤差信號Ewte表示當(dāng)前正從展開級130輸出的輸出電流與以數(shù)字方式控制的基準(zhǔn)電流之差。將明白，以數(shù)字方式控制的基準(zhǔn)電流實(shí)際上是DC-DC變換器和展開級130的模擬電路希望遵循的目標(biāo)電流。因此該外環(huán)處理驅(qū)動(dòng)出所希望輸出線電流的較慢改變。另ー方面，內(nèi)側(cè)控制環(huán)路作為電感器電流的函數(shù)快速地改變。電感器電流實(shí)際上通過從外側(cè)控制環(huán)路生成的誤差信號在特定方向中被調(diào)制，以經(jīng)由占空比控制信號Dctrl實(shí)現(xiàn)線電流的所希望漸變。如上所述，DC-DC變換器可在降壓-升壓模式和升壓模式兩者中操作。降壓-升 壓模式的目的是準(zhǔn)許輸出電壓達(dá)到0V，這在生成所希望輸出波形時(shí)是必要的。然而，額外的晶體管切換在晶體管Q2中產(chǎn)生了不希望的切換損耗。為了減少這些切換損耗的影響，降壓-升壓模式僅在電壓波形的較低部分的生成期間是活動(dòng)的。在電壓波形的較高部分期間，降壓-升壓拓?fù)鋵τ讷@得所需電壓電平而言不是必要的，并且因此使用晶體管Q2保持導(dǎo)通的升壓模式。雖然前面針對ー個(gè)或多個(gè)電池作為DC源進(jìn)行了討論，但是本發(fā)明不被如此限制。任何類型的DC源可同樣地被使用。此外，雖然前面已針對電路元件進(jìn)行了描述，但是在實(shí)施例中這些元件可由計(jì)算機(jī)程序控制。這樣的計(jì)算機(jī)程序包括當(dāng)被加載到計(jì)算機(jī)上時(shí)將計(jì)算機(jī)配置來執(zhí)行實(shí)施例的方法的計(jì)算機(jī)可讀指令。該程序可被存儲(chǔ)在諸如光盤之類的存儲(chǔ)介質(zhì)上或者存儲(chǔ)在服務(wù)器上以用于在網(wǎng)絡(luò)上分發(fā)。軟件可被存儲(chǔ)在并網(wǎng)逆變器內(nèi)的存儲(chǔ)器上，其例如可以利用數(shù)字信號處理器來提供切換定時(shí)。以上DC-DC變換器包括變壓器。各種變壓器類型都是可以的。例如提供安裝在多個(gè)印制電路板上的繞組的平面型變壓器是已知的。這樣的變壓器的問題在于多個(gè)印制電路板需要在裝配和制造過程期間在結(jié)構(gòu)和電氣上連接起來。更具體地，在傳統(tǒng)平面型變壓器中，繞組將被分別焊接或熔接在一起。相信可以通過從沖壓部分或PCB部件創(chuàng)建變壓器并利用主要PCB而非直接地將這些組件相連接來實(shí)現(xiàn)效率的提高。從裝配和制造角度看，這可能更好。參考圖6A至圖6C,示意性地圖示出了利用步進(jìn)式(stepped)設(shè)計(jì)的這樣的平面型變壓器的第一配置。首先參考圖6A，初級繞組被形成在三個(gè)卡I : 1、1 : 2和I : 3之上，每個(gè)卡具有磁芯接收孔1112、1114、1116、第一側(cè)繞組軌道1122、1124、1126、第二側(cè)繞組軌道1132、1134、1136以及位于各個(gè)卡的邊緣處的不同端子位置1142、1144、1146。希望每個(gè)初級卡位于圖6C中相應(yīng)地標(biāo)記的槽中。次級繞組在圖6B中示出，并被形成在三個(gè)卡2 : 1、2 : 2和2 : 3之上，同樣，每個(gè)卡具有磁芯接收孔1212、1214、1216、第一側(cè)繞組軌道1222、1224、1226、第二側(cè)繞組軌道1232、1234、1236以及位于各個(gè)卡的邊緣處的不同端子位置1242、1244、1246。每個(gè)次級卡位于圖6C中相應(yīng)地標(biāo)記的槽中。圖6C圖示出了(圖6A和圖6B中六個(gè)卡的形式的)PCB變壓器將被安裝到的母板的六個(gè)槽。母板中的槽之間的連接用于通過將六個(gè)卡連接在一起來完成初級繞組和次級繞組的電路。在專用于卡I : I的槽I : I中，用作初級繞組的第一端子的輸入連接1301被設(shè)置。槽I : I中所示的另ー連接被用來連接到專用于卡I : 2的槽I : 2。槽I : 2以類似方式連接到槽I : 3。槽I 3包括用作初級繞組的第二端子的輸出連接1303。在專用于卡2 : I的槽2 : I中，用作次級繞組的第一端子的輸入連接1305被設(shè)置。槽2 I中所示的另ー連接被用來連接到專用于卡2 : 2的槽2 : 2。槽2 : 2以類似方式連接到槽2 : 3。槽2 : 3包括用作次級繞組的第二端子的輸出連接1307。卡和槽的邊緣端子在卡之間被步進(jìn)以準(zhǔn)許槽之間的連接。參考圖7A至圖7C，示意性地圖示出了利用交替式設(shè)計(jì)的平面型變壓器的第二配置。首先參考圖7A，初級繞組被形成在三個(gè)相同的卡A之上，每個(gè)卡具有磁芯接收孔2112、2114、2116、第一側(cè)繞組軌道2122、2124、2126、第二側(cè)繞組軌道2132、2134、2136以及位于各個(gè)卡的邊緣處的相同端子位置2142、2144、2146。希望每個(gè)初級卡位于圖7C中相應(yīng)地標(biāo) 記的槽中。次級繞組在圖7B中示出，并被形成在三個(gè)相同的卡B之上，同樣，每個(gè)卡具有磁芯接收孔2212、2214、2216、第一側(cè)繞組軌道2222、2224、2226、第二側(cè)繞組軌道2232、2234、2236以及位于各個(gè)卡的邊緣處的相同端子位置2242、2244、2246。希望每個(gè)次級卡位于圖7C中相應(yīng)地標(biāo)記的槽中。圖7C圖示出了(圖7A和圖7B中六個(gè)卡的形式的)PCB變壓器將被安裝到的母板的六個(gè)槽。母板中的槽之間的連接用于通過將六個(gè)卡連接在一起來完成初級繞組和次級繞組的電路。在專用于A卡之ー的槽Al中，用作初級繞組的第一端子的輸入連接2311被設(shè)置。槽Al中所示的另ー連接被用來連接到專用于A卡中的第二個(gè)卡的槽A2。槽A2以類似方式連接到槽A3。槽A3包括用作初級繞組的第二端子的輸出連接2313。在專用于B卡之ー的槽BI中，用作次級繞組的第一端子的輸入連接2315被設(shè)置。槽BI中所示的另ー連接被用來連接到專用于B卡中的第二個(gè)卡的槽B2。槽B2以類似方式連接到槽B3。槽B3包括用作次級繞組的第二端子的輸出連接2317。在此實(shí)施例中卡的邊緣端子是相同的，并且特定繞組的后續(xù)槽內(nèi)的端子的朝向是交替的以準(zhǔn)許槽之間的連接。在此情況中，電流流動(dòng)每次反向以使得交叉槽連接可在槽的一端與另一端之間交替。這種配置的優(yōu)點(diǎn)在于各初級卡(A)可以相同(無需使端子位置步進(jìn))，并且各次級卡(B)可以相同。制造變壓器的方法被設(shè)想出，該方法包括以下步驟提供承載初級繞組的各部分的第一多個(gè)卡以及承載次級繞組的各部分的第二多個(gè)卡，每個(gè)部分包括在卡的ー個(gè)邊緣處具有兩個(gè)端子的導(dǎo)電軌道；提供具有用于接收第一多個(gè)卡和第二多個(gè)卡的多個(gè)槽的板，槽被電連接在一起；以及將第一多個(gè)卡和第二多個(gè)卡插入多個(gè)槽中；其中多個(gè)槽內(nèi)的電連接完成具有第一多個(gè)卡的電路以形成初級繞組，并完成具有第二多個(gè)卡的電路以形成次級繞組。雖然已參考附圖在此詳細(xì)描述了本發(fā)明的說明性實(shí)施例，但是將明白，本發(fā)明不限于這些確切的實(shí)施例，并且在不脫離如所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明的范圍和精神的情況下本領(lǐng)域技術(shù)人員可在其中實(shí)現(xiàn)各種改變和修改。
權(quán)利要求
1.一種并網(wǎng)逆變器，包括能連接到電網(wǎng)的展開電路；以及可操作來從電池生成電流波形的DC-DC電流饋給變換器，所述電流波形基本上被同步到所述電網(wǎng)，其中，所述展開電路在第一模式中可操作來將所述電流轉(zhuǎn)換為具有適合于注入所述電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓的正弦波形。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的并網(wǎng)逆變器，其中，所述展開電路在第二模式中可操作來將從所述電網(wǎng)獲得的AC電力轉(zhuǎn)換為全波整流A C電流，并且所述DC-DC變換器還可操作來將所述全波整流AC電流轉(zhuǎn)換為DC電流以存儲(chǔ)在所述電池中。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的并網(wǎng)逆變器，其中，所述展開電路包括晶體管開關(guān)的橋型布置，并且所述晶體管開關(guān)各自包括場效應(yīng)晶體管。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的并網(wǎng)逆變器，其中，所述場效應(yīng)晶體管被配置為使得所述晶體管內(nèi)的體二極管被布置為全橋整流器，并被配置為使得在所述第二模式中使用時(shí)，所述開關(guān)晶體管斷開。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的并網(wǎng)逆變器，其中，所述DC-DC電流饋給變換器包括具有第一側(cè)和第二側(cè)的變壓器，所述第一側(cè)具有連接到第一晶體管開關(guān)和第二晶體管開關(guān)的第一繞組，所述第二晶體管開關(guān)是將體二極管的陽極連接到所述第一繞組的場效應(yīng)晶體管，由此所述第一開關(guān)連接到地并且所述第二開關(guān)連接到第一電容器，所述第一電容器連接在所述第二開關(guān)與地之間，其中，為了允許電流流經(jīng)所述第一繞組，所述第一開關(guān)被配置為導(dǎo)通并且所述第二開關(guān)被配置為關(guān)斷，并且在預(yù)定時(shí)段的電流流動(dòng)之后，所述第一開關(guān)被配置為關(guān)斷，從而在此后的預(yù)定時(shí)段所述第二開關(guān)被配置為導(dǎo)通。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的并網(wǎng)逆變器，其中，在所述第一開關(guān)被再次切換為導(dǎo)通之前，所述第二開關(guān)被配置為切換到關(guān)斷。
7.一種用于操作并網(wǎng)逆變器的方法，該逆變器包括能連接到電網(wǎng)的展開電路以及DC-DC電流饋給變換器，該方法包括從電池生成電流波形，所述電流波形基本上被同步到所述電網(wǎng)，其中，該方法包括在所述展開電路中當(dāng)在第一模式中操作時(shí)，將所述電流轉(zhuǎn)換為具有適合于注入所述電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓的正弦波形。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，包括在所述展開電路中當(dāng)在第二模式中操作時(shí)，將從所述電網(wǎng)獲得的AC電力轉(zhuǎn)換為全波整流AC電流，并且在所述DC-DC變換器中，該方法包括將所述全波整流AC電流轉(zhuǎn)換為DC電流以存儲(chǔ)在所述電池中。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中，所述展開電路包括晶體管開關(guān)的橋型布置，并且所述晶體管開關(guān)各自包括場效應(yīng)晶體管。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，所述場效應(yīng)晶體管被配置為使得所述晶體管內(nèi)的體二極管被布置為全橋整流器，并且該方法包括在所述第二模式期間，斷開所述開關(guān)晶體管。
11.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其中，所述DC-DC電流饋給變換器包括具有第一側(cè)和第二側(cè)的變壓器，所述第一側(cè)具有連接到第一晶體管開關(guān)和第二晶體管開關(guān)的第一繞組，所述第二晶體管開關(guān)是將體二極管的陽極連接到所述第一繞組的場效應(yīng)晶體管，由此所述第一開關(guān)連接到地并且所述第二開關(guān)連接到第一電容器，所述第一電容器連接在所述第二開關(guān)與地之間，其中，該方法包括通過將所述第一開關(guān)切換為導(dǎo)通并且將所述第二開關(guān)切換為關(guān)斷來允許電流流經(jīng)所述第一繞組，并且在預(yù)定時(shí)段的電流流動(dòng)之后，將所述第一開關(guān)切換為關(guān)斷，從而在此后的預(yù)定時(shí)段將所述第二開關(guān)切換為導(dǎo)通。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，在所述第一開關(guān)被再次切換為導(dǎo)通之前，該方法包括將所述第二開關(guān)切換為關(guān)斷。
13.一種包含根據(jù)權(quán)利要求I所述的并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)，所述并網(wǎng)逆變器連接在DC電壓源與輸電網(wǎng)之間。
14.一種包含計(jì)算機(jī)可讀指令的計(jì)算機(jī)程序，所述計(jì)算機(jī)可讀指令在被加載到計(jì)算機(jī)上時(shí)將所述計(jì)算機(jī)配置來執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法。
15.一種被配置為在其中或其上存儲(chǔ)根據(jù)權(quán)利要求14所述的程序的存儲(chǔ)介質(zhì)。
全文摘要
本發(fā)明公開了并網(wǎng)逆變器、系統(tǒng)和方法。一種并網(wǎng)逆變器包括能連接到電網(wǎng)的展開電路以及可操作來從電池生成電流波形的DC-DC電流饋給變換器，該電流波形基本上被同步到該電網(wǎng)，其中，該展開電路在第一模式中可操作來將電流轉(zhuǎn)換為具有適合于注入電網(wǎng)的瞬時(shí)電壓的正弦波形。
文檔編號H02M3/155GK102738822SQ20121009282
公開日2012年10月17日 申請日期2012年3月29日 優(yōu)先權(quán)日2011年3月29日
發(fā)明者亞歷山大·查爾斯·柯尼爾, 約瑟夫·約翰·納撒尼爾·亞當(dāng) 申請人:索尼公司