專利名稱：開關(guān)電源裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種具備功率因數(shù)改善電路的升壓型開關(guān)電源裝置。
背景技術(shù)：
在利用整流器和平滑電容器來變換交流電源的交流電壓使之成為直流電壓的開關(guān)電源裝置中，由于輸入到該開關(guān)電源裝置中的電流的波形會(huì)變形，因而導(dǎo)致功率降低。為此，在現(xiàn)有技術(shù)中的開關(guān)電源裝置中采用能減小被輸入到開關(guān)電源裝置中的電流的波形變形的電路。在所述電路中，所述整流器的輸出端上連接有由升壓電感器、開關(guān)元件、整流二極管以及第2平滑電容器所構(gòu)成的升壓斬波電路。此類電路能通過減小電流波形的變形來改善功率因數(shù)，因此被稱為功率因數(shù)改善電路。功率因數(shù)改善電路的控制方式有2種。第1種方式是DCM(Discontinuous Conduction Mode 非連續(xù)導(dǎo)通方式)。根據(jù)DCM方式，在規(guī)定期間內(nèi)，接通開關(guān)元件使電流流過升壓電感器，當(dāng)切斷開關(guān)元件時(shí)，檢測(cè)出流過升壓電感器的電流已成為零，之后再次接通開關(guān)元件。第2種方式是CCM(Continuous Conduction Mode 連續(xù)導(dǎo)通方式)。根據(jù)CCM 方式，按規(guī)定周期進(jìn)行PWM (Pulse Width Modulation:脈寬調(diào)制)控制，并不考慮流過升壓電感器的電流。圖5是與專利文獻(xiàn)1的圖1相對(duì)應(yīng)的圖，是表示現(xiàn)有技術(shù)中的具備功率因數(shù)改善電路的開關(guān)電源裝置101的電路圖。圖5所示的功率因數(shù)改善電路采用了 CCM方式。圖5 的開關(guān)電源裝置101包括用于除去交流輸入電壓Vin所包含的噪音的濾波器111、對(duì)通過濾波器111所輸入的交流輸入電壓Vin進(jìn)行整流的橋式整流電路DB。另外，開關(guān)電源裝置 101還具備有對(duì)橋式整流電路DB所輸出的整流電壓進(jìn)行平滑處理的平滑電容器C101。此外，在平滑電容器ClOl的兩端連接有由升壓電感器L101、開關(guān)元件Q101、電阻 R104構(gòu)成的第1串聯(lián)電路。開關(guān)元件QlOl例如是MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor :金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管)。在開關(guān)元件QlOl的漏極-源極之間，連接有由整流二極管DlOl和平滑電容器C104構(gòu)成的第2串聯(lián)電路。在平滑電容器C104的兩端連接有由電阻R108和電阻R109構(gòu)成的第3串聯(lián)電路。在現(xiàn)有技術(shù)中的采用CCM方式的功率因數(shù)改善電路的開關(guān)電源裝置101中，向負(fù)載輸出一定量以上的電力時(shí)，流過升壓電感器LlOl的電流發(fā)生直流重疊，電流將連續(xù)流過升壓電感器L101。在此，所述一定量以上的電力取決于升壓電感器LlOl的電感、開關(guān)元件QlOl的接通期間以及施加在升壓電感器LlOl上的電壓等。若在升壓電感器LlOl發(fā)生了直流重疊，當(dāng)電流從升壓電感器LlOl流入整流二極管DlOl時(shí)，開關(guān)元件QlOl將被接通。由于關(guān)元件QlOl被接通，整流二極管DlOl從接通狀態(tài)急劇變化為被施加反向電壓的狀態(tài)。由此，在接通開關(guān)元件QlOl之后的整流二極管DlOl 中，恢復(fù)電流從其陰極流向陽極。雖然該恢復(fù)電流是流過期間較短的脈沖狀電流，但是該恢復(fù)電流大于當(dāng)整流二極管DlOl被接通時(shí)流過整流二極管DlOl的電流。因此，恢復(fù)電流的流入導(dǎo)致發(fā)生噪音。為了降低該噪音，一般與整流二極管DlOl并聯(lián)地設(shè)置緩沖電路。在圖5所示的現(xiàn)有技術(shù)中的功率因數(shù)改善電路中，在開關(guān)元件QlOl的柵極端子以及“與”電路I27的輸出端子和振蕩器119的電阻RT(定時(shí)電阻)之間設(shè)有基本波成分提取電路118。基本波成分提取電路118由電容器C105以及串聯(lián)連接的電阻RllO和電阻Rlll 所構(gòu)成。電容器C105的一端連接在電阻RllO和Rlll的連接點(diǎn)上，另一端電接地。振蕩器119可根據(jù)作為被輸入到開關(guān)元件QlOl的柵極中的控制信號(hào)F的基本波成分的、由基本波成分提取電路118所輸出的控制信號(hào)G，使振蕩頻率發(fā)生變化。由于控制信號(hào)G的變化引起振蕩器119的振蕩頻率的變化，因此，作為PWM信號(hào)的控制信號(hào)F的頻率 (即，控制信號(hào)F的能率(duty))也發(fā)生變化。由于作為PWM信號(hào)的控制信號(hào)F的頻率發(fā)生變化，因此控制信號(hào)F所包含的高次諧波成分的頻率發(fā)生分散。隨著所述高次諧波成分的頻率的分散，因所述恢復(fù)電流而發(fā)生的噪音的頻率也與所述高次諧波成分的頻率一樣發(fā)生分散。由此，不再發(fā)生所述噪音在單一頻率上重疊的現(xiàn)象，從而能夠降低所述噪音(即，能使所述噪音的電平降為更低，參照專利文獻(xiàn)1)。在圖5的開關(guān)電源裝置101中，橋式整流電路DB通過作為噪音濾波器的濾波器 111來對(duì)交流輸入電壓Vin進(jìn)行整流。從橋式整流電路DB輸出的整流電壓通過平滑電容器 ClOl (通常模式的濾波器)被提供給升壓斬波電路。升壓斬波電路由升壓電感器L101、例如是MOSFET的開關(guān)元件Q101、整流二極管 DlOl以及平滑電容器C104所構(gòu)成。升壓斬波電路根據(jù)從具備有控制電路部的“與”電路 127輸出的控制信號(hào)F，使開關(guān)元件QlOl接通/切斷。由此，升壓之后的輸出電壓Vo被輸出到平滑電容器C104的兩端上控制電路部包括電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器113、乘法器115、電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器 117、振蕩器(OSC) 119,PWM比較器123、逆變器(INV) 121、RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125以及“與”電路127。在該控制電路部中，從“與”電路127向開關(guān)元件QlOl輸出控制信號(hào)。升壓斬波電路和控制電路部由升壓斬波型有源濾波器電路構(gòu)成。在該有源濾波器電路中，在以開關(guān)元件QlOl的切換頻率作為固定頻率的基礎(chǔ)上進(jìn)行PWM控制。并且，當(dāng)輸入和輸出之間的關(guān)系滿足規(guī)定條件時(shí)，在流過升壓電感器LlOl的電流上重疊直流。此類有源濾波器電路稱之為電流連續(xù)型有源濾波器電路。在所述有源濾波器電路中，為了使輸入電流波形成為與輸入電壓波形相同的正弦波，對(duì)輸入電壓波形進(jìn)行檢測(cè)。并以所檢測(cè)出的輸入電壓波形作為正弦波電流波形的目標(biāo)值。在圖5所示的例子中，由串聯(lián)連接的電阻RlOl和電阻R102對(duì)來自平流電容器 ClOl的輸入電壓進(jìn)行分壓。分壓之后的電壓被輸入到乘法器115的一側(cè)的輸入端子C中。另外，由電阻R108和電阻R109對(duì)輸出電壓Vo進(jìn)行分壓，并由電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器113對(duì)分壓之后的輸出電壓Vo和基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差電壓進(jìn)行放大。放大之后的誤差電壓通過由電容器C106、C107以及電阻R107所構(gòu)成的相位補(bǔ)償電路被輸出到乘法器115的另一側(cè)的輸入端子D。
圖5的乘法器115是電流輸出型乘法器。乘法器115對(duì)從電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器 113輸出的放大之后的誤差電壓、從電阻RlOl和電阻R102的連接點(diǎn)輸入的電壓進(jìn)行乘算。 然后，將輸出信號(hào)E輸出到電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器117的反相輸入端子(_)。即，乘法器115 根據(jù)輸出電壓Vo的誤信號(hào)的大小(根據(jù)輸出電壓Vo與從橋式整流電路DB輸出的整流電壓相差多少的程度)，來決定成為目標(biāo)的正弦波電流的大小。電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器117對(duì)作為開關(guān)電流目標(biāo)值的輸出信號(hào)E和通過電阻 R104(電流檢測(cè)電阻)檢測(cè)出的開關(guān)電流進(jìn)行比較放大，并向PWM比較器123的反相輸入端子㈠輸出輸出信號(hào)J。在振蕩器119和地線(GND)之間連接有電容器CT。同樣，在振蕩器119和地線 (GND)之間還連接有電阻RT。振蕩器119的振蕩頻率取決于電容器CT的容量值和電阻RT 的電阻值。開關(guān)元件QlOl的開關(guān)頻率取決于振蕩器119的振蕩頻率。振蕩器119反復(fù)進(jìn)行電容器CT中將被蓄積的電荷的充電以及所蓄積的電荷的放電。由此，生成如圖6的時(shí)間圖所表示的三角波信號(hào)A。與此同時(shí)，振蕩器119根據(jù)三角波 A的上限值以及下限值，生成矩形波信號(hào)B。三角波信號(hào)A被輸出到PWM比較器123的反相輸入端子(+)，矩形波信號(hào)B被輸出到RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125的復(fù)位端子R和逆變器121的輸入端。當(dāng)振蕩器119輸出的三角波信號(hào)A為電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器17輸出的輸出信號(hào) J以上時(shí)，PWM比較器123向RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125的置位端子S輸出H電平的信號(hào)。另外，當(dāng)振蕩器119輸出的三角波信號(hào)A小于電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器17輸出的輸出信號(hào)J時(shí)，PWM比較器123向RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125的置位置位端子S輸出L電平的信號(hào)。RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125根據(jù)從PWM比較器123輸出給置位端子S的H水平的信號(hào)，由輸出端子Q輸出H水平的信號(hào)。該H水平的信號(hào)被輸入到“與”電路127的一方的輸入端子中。另外，RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125根據(jù)從振蕩器119輸出之后輸入到復(fù)位端子R的矩形波信號(hào)B而復(fù)位，并從輸出端子Q輸出L電平的信號(hào)。該L電平的信號(hào)被輸入到“與”電路127的一側(cè)的輸入端子中。逆變器121使矩形波信號(hào)B反相。反相之后的矩形波信號(hào)B(杠CLK)被輸入到 “與”電路127的另一方的輸入端子中?！芭c”電路127求出從RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路125的輸出端子Q輸出的信號(hào)和從逆變器121輸出的信號(hào)的“與”(邏輯積)。通過求出“與”而生成的信號(hào)被作為控制信號(hào)F被輸出到開關(guān)元件QlOl的柵極。圖6表示了控制信號(hào)F的波形。根據(jù)圖6，控制信號(hào)F在時(shí)刻til 時(shí)刻tl2以及時(shí)刻tl4 時(shí)刻tl5內(nèi)成為H電平。時(shí)刻tll、tl4是三角波信號(hào)A開始成為J以上的時(shí)刻。時(shí)刻tl2、tl5是矩形波信號(hào)B從L電平變化為H電平的時(shí)刻。由此，可以說H電平的矩形波信號(hào)B是表示開關(guān)元件QlOl必定被切斷的空載時(shí)間(dead time)之開始的信號(hào)。在圖6所示的例子中，電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器117輸出的輸出信號(hào)J隨著時(shí)間的經(jīng)過而增大，與此同時(shí)，被輸入到開關(guān)元件QlOl的柵極的控制信號(hào)F為H電平的時(shí)間隨著時(shí)間的經(jīng)過而縮短。因此，輸出電壓Vo隨著時(shí)間的經(jīng)過保持大致一定的值。與此同時(shí)，被輸入到開關(guān)電源裝置101的電流的波形被控制為大致正弦波。因此能夠改善功率。
基本波成分提取電路118具備有串聯(lián)的電阻RllO以及電阻R111，這些電阻被設(shè)置在“與”電路I27的輸出端子(S卩，開關(guān)元件QlOl的柵極端子)與連接振蕩器119和電阻 RT而成的連接點(diǎn)之間。并且，基本波成分提取電路118還具備有一端連接于電阻RllO和電阻Rlll的連接點(diǎn)上且另一端電接地的電容器C105?；静ǔ煞痔崛‰娐?18通過由電阻Rl 11和電容器C105構(gòu)成的CR濾波器，提取開關(guān)元件QlOl的控制信號(hào)F的基本波成分，并向振蕩器119的電阻RT輸出控制信號(hào)G，該控制信號(hào)G是控制信號(hào)F的基本波成分。將提取控制信號(hào)F的基本波成分的處理稱為平均值化。圖7是表示用于說明基本波成分提取電路118的動(dòng)作的各部分的信號(hào)的時(shí)間表。 以下，參照?qǐng)D7來說明基本波成分提取電路118的動(dòng)作。首先，為了使輸入到開關(guān)電源裝置中的電流成為正弦波形狀，在圖5的開關(guān)電源裝置101中，對(duì)整流電壓進(jìn)行分壓。即，利用電阻RlOl和電阻R102對(duì)整流通過濾波器111 輸入到橋式整流電路DB中的交流輸入電壓Vin而生成的整流電壓進(jìn)行分壓。通過將分壓后的電壓輸入到乘法器115的一側(cè)的輸入端子C中，在所述控制電路部中，生成開關(guān)元件QlOl 的控制信號(hào)F。因此，控制信號(hào)F是包含交流輸入電壓Vin的商用頻率的頻率成分(即，正弦波成分)的信號(hào)?；静ǔ煞痔崛‰娐?18通過提取控制信號(hào)F的基本波成分，來獲得圖7所示的電容器C105的電壓C105v。電容器C105的電壓C105v通過作為電平調(diào)整用電阻的電阻Rl 10，被施加在振蕩器 119的電阻RT上。由此，被施加在電阻RT上的電壓C105v發(fā)生如圖7所示的變動(dòng)，從而能夠使振蕩器119的振蕩頻率與商用頻率的正弦波成分的變動(dòng)相應(yīng)地變動(dòng)。即，能夠基于商用頻率的正弦波成分進(jìn)行頻率調(diào)制。其結(jié)果，由于開關(guān)元件QlOl的開關(guān)頻率在一定范圍內(nèi)變動(dòng)，因此由開關(guān)元件QlOl 輸出的輸出信號(hào)(PWM信號(hào))的頻率成分也在一定范圍內(nèi)分散。根據(jù)于此，以開關(guān)頻率為主成分，被反饋到開關(guān)元件QlOl的輸入端的噪音的頻率成分被分散在一定范圍內(nèi)，具有多個(gè)頻率的噪音(電壓噪音)成為個(gè)別存在的狀態(tài)。由此，不再發(fā)生噪音重疊，從而噪音的電壓電平會(huì)降低。在此，被反饋到開關(guān)元件QlOl的輸入端的噪音是因所述恢復(fù)電流的流入而發(fā)生的噪音。與圖5的開關(guān)電源裝置101—樣，作為能降低因進(jìn)行切換而發(fā)生的噪音的裝置，專利文獻(xiàn)2中揭示了能以低成本降低開關(guān)控制信號(hào)所包含的高頻率成分所致噪音的DC-DC變換器。專利文獻(xiàn)1 日本國(guó)專利公報(bào)，特開2009-177954號(hào)公報(bào)(
公開日2009年8月6
曰)專利文獻(xiàn)2 日本國(guó)專利公報(bào)，專利第；3456583號(hào)(登記日2003年8月1日)

發(fā)明內(nèi)容
想降低CCM方式的功率因數(shù)改善電路中發(fā)生的噪音時(shí)，與整流二極管DlOl并聯(lián)設(shè)置緩沖電路的方法既簡(jiǎn)單又有效。
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但是，所述緩沖電路是一種將導(dǎo)致噪音的能量(即，電力)變換為熱能的電路。因此，所述緩沖電路的發(fā)熱增大時(shí)，功率損耗也相應(yīng)地增大，從而能量利用系數(shù)會(huì)下降。在圖5所示的功率因數(shù)改善電路中，并未采用緩沖電路，因此能在不降低能量利用系數(shù)的情況下減少噪音?？赏ㄟ^式(1)來表示輸出電壓Vo的脈寬和輸出電壓Vo的周期之比即能率。其中，Vin是交流輸入電壓的實(shí)效值，Vo是輸出電壓，f是交流輸入電壓的頻率。
ΓπηFo-V^ sin(2*7tV*0Duty =—--------- ■ ■ -(1)
V,根據(jù)式(1)，當(dāng)交流輸入電壓的相位是180°的倍數(shù)時(shí)，能率成為最大。因此，在交流輸入電壓的實(shí)效值(式(1)中的Vin)較低的情況下，輸入電壓的相位靠近180°的倍數(shù)時(shí)，能率受IC的最大能率(例如，90 94% )的限制，而能率保持一定時(shí)，基本波成分提取電路118的輸出電壓也保持一定。由此，振蕩器119的振蕩頻率被固定，且開關(guān)元件QlOl 的切換頻率也被固定的結(jié)果，進(jìn)行切換而發(fā)生的噪音的頻率不分散而導(dǎo)致所述噪音重疊的問題。另外，專利文獻(xiàn)2的DC-DC變換器中存在以下問題。即，參照專利文獻(xiàn)2的圖1可知，關(guān)于由二極管16、17和電阻18所構(gòu)成的追加部件19，必須要布置高壓線的圖形，由于安全規(guī)格的制約，在構(gòu)成追加部件19的部件和與這些部件相鄰接的配線之間，必須要有較大的沿面放電路徑(ere印ing distance) 0這對(duì)電路安裝構(gòu)成制約。并且，專利文獻(xiàn)2的DC-DC變換器中還存在以下的問題。S卩，因追加電阻18，而總是發(fā)生電阻18所致的輸入損失(功率損耗)。近年來，隨著節(jié)電意識(shí)的提高，例如在輕負(fù)荷輸出的情況下，設(shè)想通過使功率改善變換器停止動(dòng)作的方法將耗電抑制到極限時(shí)，由于經(jīng)常發(fā)生電阻18所致的損失，因而無法實(shí)現(xiàn)節(jié)電。鑒于上述問題，本發(fā)明目的在于提供能以低成本降低開關(guān)頻率降低開關(guān)頻率及其高次諧波中的噪音成分的開關(guān)電源裝置。(本發(fā)明所要解決的課題)本發(fā)明的開關(guān)電源裝置的特征在于包括整流電路，其對(duì)交流電源輸出的正弦波電壓進(jìn)行全波整流而獲得整流電壓；第1平滑電容器，其一端與所述整流電路的第1輸出端連接且另一端與所述整流電路的第2輸出端連接，該第1平滑電容器對(duì)所述整流電壓進(jìn)行平滑處理而輸出脈動(dòng)電流輸出電壓；第1串聯(lián)電路，其由具有多個(gè)線圈的電感器、開關(guān)元件、電流檢測(cè)電阻串聯(lián)連接而構(gòu)成，所述電感器的一端與所述第1平滑電容器的一端連接， 所述電感器的另一端與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述開關(guān)元件的源極與所述電流檢測(cè)電阻的一端連接，所述電流檢測(cè)電阻的另一端與所述第1平滑電容器的另一端連接，所述脈動(dòng)電流輸出電壓被輸入到所述電感器的一端；第2串聯(lián)電路，其由整流二極管和第2平滑電容器串聯(lián)連接而構(gòu)成，所述整流二極管的陽極與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述整流二極管的陰極與所述第2平滑電容器的一端連接，所述第2平滑電容器的另一端與所述開關(guān)元件的源極連接；基本波成分提取電路，其提取所述多個(gè)線圈中的任意一個(gè)受感應(yīng)而產(chǎn)生的電壓的基本波成分；振蕩電路，其生成振蕩頻率根據(jù)提取到的所述基本波成分的變化而變化的時(shí)鐘信號(hào)；控制電路，其生成用于控制所述開關(guān)元件的接通和切斷的控制信號(hào)并向所述開關(guān)元件的柵極輸出該控制信號(hào)，所述控制信號(hào)的能率根據(jù)所述時(shí)鐘信號(hào)的振蕩頻率的變化或者所述第2平滑電容器的電壓的變化而變化。在所述開關(guān)電源裝置中，采用了以規(guī)定周期進(jìn)行PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調(diào)制)控制的CCM(Continuous Conduction Mode 連續(xù)導(dǎo)通方式)。在采用CCM方式的所述開關(guān)電源裝置中，向負(fù)載提供一定量以上的電力時(shí)，流過所述電感器的電流會(huì)發(fā)生直流重疊，電流會(huì)連續(xù)流入所述電感器。在此，所述一定量以上的電力取決于上述電感器的電感、所述開關(guān)元件的接通期間以及施加在所述電感器的一端上的電壓等。在所述電感器發(fā)生直流重疊的情況下，電流從上述電感器流向所述整流二極管時(shí)，所述開關(guān)元件被接通。由于所述開關(guān)元件被接通，所述整流二極管從接通狀態(tài)急劇變化為被施加反向電壓的狀態(tài)。由此，在所述開關(guān)元件被接通之后的所述整流二極管中，恢復(fù)電流從其陰極流向陽極。該恢復(fù)電流是流動(dòng)期限較短的脈沖狀電流，但比起所述整流二極管被接通時(shí)流入所述整流二極管的電流，是相當(dāng)大的電流。因此，恢復(fù)電流的流入導(dǎo)致發(fā)生噪音。在所述開關(guān)電源裝置中，設(shè)有所述基本波成分提取電路。所述振蕩電路能根據(jù)從所述基本波成分提取電路輸出的信號(hào)所包含的所述基本波成分的變化，使振蕩頻率發(fā)生變化。通過所述基本波成分發(fā)生變化而使上述振蕩電路的振蕩頻率發(fā)生變化，輸入到所述開關(guān)元件的柵極的控制信號(hào)F(PWM信號(hào))的頻率(即，所述控制信號(hào)的能率)也發(fā)生變化。由于作為PWM信號(hào)的所述控制信號(hào)的頻率發(fā)生變化，所述控制信號(hào)所包含的高次諧波成分的頻率發(fā)生分散。隨著所述高次諧波成分的頻率發(fā)生分散，所述恢復(fù)電流而發(fā)生的噪音的頻率也與所述高次諧波成分的頻率一樣發(fā)生分散。由此，不再發(fā)生所述噪音在單一頻率上重疊的現(xiàn)象，從而能夠減少所述噪音(即，能夠使所述噪音的電平降低)。 在此，在所述開關(guān)電源裝置中，所述基本波成分提取電路提取所述多個(gè)線圈中的任意一個(gè)線圈受感應(yīng)而形成的電壓的基本波成分并向所述振蕩電路輸出該基本波成分。由此，即使在所述控制信號(hào)的功率發(fā)生變化的情況下，也能使所述振蕩頻率根據(jù)所述基本波成分的變化而變化。因此，不會(huì)發(fā)生現(xiàn)有技術(shù)中的開關(guān)電源裝置的功率因數(shù)改善電路中存在的因最大能率受制約而振蕩頻率被固定所導(dǎo)致噪音重疊的問題。另外，在所述開關(guān)電源裝置中，由于未使用緩沖電路，因此在不降低能量利用系數(shù)的情況下能以低成本減少噪音。因此，能夠提供能以低成本降低開關(guān)頻率及其高次諧波的噪音成分的開關(guān)電源裝置。(發(fā)明的效果)如上所述，本發(fā)明的開關(guān)電源裝置包括整流電路，其對(duì)交流電源輸出的正弦波電壓進(jìn)行全波整流而獲得整流電壓；第1平滑電容器，其一端與所述整流電路的第1輸出端連接且另一端與所述整流電路的第2輸出端連接，該第1平滑電容器對(duì)所述整流電壓進(jìn)行平滑處理而輸出脈動(dòng)電流輸出電壓；第1串聯(lián)電路，其由具有多個(gè)線圈的電感器、開關(guān)元件、 電流檢測(cè)電阻串聯(lián)連接而構(gòu)成，所述電感器的一端與所述第1平滑電容器的一端連接，所述電感器的另一端與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述開關(guān)元件的源極與所述電流檢測(cè)電阻的一端連接，所述電流檢測(cè)電阻的另一端與所述第1平滑電容器的另一端連接，所述脈動(dòng)電流輸出電壓被輸入到所述電感器的一端；第2串聯(lián)電路，其由整流二極管和第2平滑電容器串聯(lián)連接而構(gòu)成，所述整流二極管的陽極與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述整流二極管的陰極與所述第2平滑電容器的一端連接，所述第2平滑電容器的另一端與所述開關(guān)元件的源極連接；基本波成分提取電路，其提取所述多個(gè)線圈中的任意一個(gè)受感應(yīng)而產(chǎn)生的電壓的基本波成分；振蕩電路，其生成振蕩頻率根據(jù)提取到的所述基本波成分的變化而變化的時(shí)鐘信號(hào)；控制電路，其生成用于控制所述開關(guān)元件的接通和切斷的控制信號(hào)并向所述開關(guān)元件的柵極輸出該控制信號(hào)，所述控制信號(hào)的能率根據(jù)所述時(shí)鐘信號(hào)的振蕩頻率的變化或者所述第2平滑電容器的電壓的變化而變化。因此，能夠提供能以低成本降低開關(guān)頻率及其高次諧波的噪音成分的開關(guān)電源裝置。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的開關(guān)電源裝置的電路圖。圖2是表示用于說明本發(fā)明的實(shí)施方式的基本波形成分提取電路的動(dòng)作的各部分的信號(hào)的時(shí)間圖表。圖3是表示在未設(shè)置有源濾波器電路的情況下所述輸入電流的波形不再是正弦波的情況的時(shí)間圖表。圖4是流入第1線圈的電流的波形圖。圖5是表示具備功率因數(shù)改善電路的現(xiàn)有技術(shù)中的開關(guān)電源裝置的電路圖。圖6是表示開關(guān)電源裝置中的各信號(hào)的時(shí)間圖表。圖7是表示用于說明基本波成分提取電路的動(dòng)作的各部分的信號(hào)的時(shí)間圖表。<附圖標(biāo)記說明>1開關(guān)電源裝置
2功率因數(shù)改善電路
11濾波器
13電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器(控制電路部)
15乘法器(控制電路部)
17電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器(控制電路部)
18基本波成分提取電路
19振蕩器(振蕩電路、控制電路部)
21逆變器(控制電路部)
23PWM比較器(控制電路部)
25RS雙穩(wěn)多諧振蕩器(控制電路部)
27“與”電路(控制電路部)
50基準(zhǔn)電壓源(控制電路部)
A三角波信號(hào)
B矩形波信號(hào)
Cl平滑電容器(第1平滑電容器)
C2、C3、C6 C8、CT 電容器
C4平滑電容器(第2平滑電容器)0093]Dl整流二極管0094]D2二極管0095]DB橋式整流電路(整流電路)0096]E輸出信號(hào)0097]F控制信號(hào)0098]I總充電電流0099]Il電流0100]12電流0101]J輸出信號(hào)0102]Ll逆變器0103]Nl第1線圈0104]N2第2線圈0105]Ql開關(guān)元件0106]Rl --R3、R5 R9、RT 電阻0107]R4電阻(電流檢測(cè)電阻)0108]R12電阻(第1電阻)0109]R13電阻(第2電阻)0110]Vl電壓0111]V2電壓0112]Vin交流輸入電壓(正弦波電壓)0113]Vo輸出電壓0114]Vref基準(zhǔn)電壓
具體實(shí)施例方式以下，參照?qǐng)D1 圖4以及圖6說明本發(fā)明的一實(shí)施方式。(開關(guān)電源裝置1)圖1是本實(shí)施方式的開關(guān)電源裝置1的電路圖。圖1的開關(guān)電源裝置1包括濾波器11和橋式整流電路DB (整流電路)，濾波器用于除去從交流電源輸出的交流輸入電壓 Vin (正弦波電壓)中包含的噪音，橋式整流電路DB對(duì)通過濾波器11輸入的交流輸入電壓 Vin進(jìn)行全波整流。另外，開關(guān)電源裝置1還具備有平滑電容器Cl (第1平滑電容器)和功率因數(shù)改善電路(功率改善變換器)2，平滑電容器Cl對(duì)橋式整流電路DB所輸出的整流電壓進(jìn)行平滑處理而獲得脈動(dòng)電流輸出電壓。另外，在平滑電容器Cl的兩端連接有由具備多個(gè)線圈的電感器Ll的第1線圈Nl、 開關(guān)元件Q1、電阻R4所構(gòu)成的第1串聯(lián)電路。開關(guān)元件Ql例如是MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field ^Transistor :金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管)。在開關(guān)元件Ql的漏極-源極之間，連接有由整流二極管Dl和平滑電容器C4構(gòu)所成的第2并聯(lián)電路。在平滑電容器C4的兩端連接有由電阻R8和電阻R9所構(gòu)成的第3并聯(lián)電路。功率因數(shù)改善電路2包括基本波成分提取電路18、第1線圈Ni、第2線圈N2、開關(guān)元件Q1、整流二極管D1、平滑電容器C4(第2平滑電容器)、電阻Rl R9、RT以及電容器C2、C3、C6、C7、CT。另外，功率因數(shù)改善電路2還具備有電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器13、基準(zhǔn)電壓源50、乘法器15、電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器17、振蕩器19 (振蕩電路)、PWM比較器23、逆變器(INV) 21、RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路25以及“與”電路27?；静ǔ煞痔崛‰娐?8由二極管D2、電阻R12、R13以及電容器C8所構(gòu)成。第1線圈m和第2線圈N2磁耦合，構(gòu)成電感器Li。在開關(guān)電源裝置1中，交流輸入電壓Vin被輸入到濾波器11的輸入端。濾波器11 的輸出端連接至橋式整流電路DB的輸入端。橋式整流電路DB的第1輸出端連接至電阻Rl 的一端、平滑電容器Cl的一端以及第ι線圈m的一端。第ι線圈m的另一端連接至整流二極管Dl的陽極和開關(guān)元件Ql的漏極。整流二極管Dl的陰極連接至平滑電容器C4的一端以及電阻R8的一端。電阻R8 的另一端連接至電阻R9的一端以及電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器13的非反相輸入端子(+)?；鶞?zhǔn)電壓源50的輸出端連接至電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器13的反相輸入端子(_)。 電壓檢測(cè)用運(yùn)算放大器13的輸出端連接至電容器C7的一端、電阻R7的一端和乘法器15 的一側(cè)的輸入端子D。電阻R7的另一端連接至電容器C6的一端。乘法器15的另一側(cè)的輸入端子C連接至電阻Rl的另一端以及電阻R2的一端。乘法器15的輸出信號(hào)E被輸出到電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器17的反相輸入端子(_)、電容器C3 的一端、電阻R6的一端以及電阻R3的一端上。電阻R3的另一端連接至橋式整流電路DB 的第2輸出端、平滑電容器Cl的另一端以及電阻R4(電流檢測(cè)電阻)的一端。電阻R5的一端連接至電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器17的非反相輸入端子(+)。電阻R6 的另一端連接至電容器C2的一端。電流檢測(cè)用運(yùn)算放大器17的輸出端連接至電容器C2 的另一端、電容器C3的另一端以及PWM比較器23的反相輸入端子(_)。二極管D2的陽極連接至第2線圈N2的一端。二極管D2的陰極、電阻R12 (第1 電阻)的一端、電容器C8的一端以及電阻R13(第2電阻)的一端互相連接。電阻R13的另一端連接至電容器CT的一端和振蕩器19的第1輸入端子。電阻RT(定時(shí)電阻)的一端連接至振蕩器19的第2輸入端子。振蕩器19的第1輸出端子連接至PWM比較器23的非反相輸入端子⑴。振蕩器 19的第2輸出端子連接至逆變器21的輸入端以及RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路25的復(fù)位端子R。PWM比較器23的輸出端連接至RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路25的置位端子S。RS雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器電路25的輸出端子Q連接至“與”電路27的一側(cè)的輸入端。逆變器21的輸出端連接至“與”電路27的另一側(cè)的輸入端。“與”電路27的輸出端連接至開關(guān)元件Ql 的柵極。另外，電阻R2的另一端、電容器C6的另一端、電容器C7的另一端、基準(zhǔn)電壓源50 的輸入端、電容器CT的另一端、電阻RT的另一端、電阻R4的另一端、電阻R5的另一端以及電阻R12的另一端電接地。同樣，電容器C8的另一端、第2線圈N2的另一端、開關(guān)元件Ql 的源極、平滑電容器C4的另一端以及電阻R9的另一端電接地。圖1的功率因數(shù)改善電路2，采用了按規(guī)定周期進(jìn)行PWM(Pulse Width Modulation:脈寬調(diào)制)控制而不受流入第1線圈Nl (升壓電感器)的電流的影響的 CCM(Continuous Conduction Mode 連續(xù)導(dǎo)通模式)。
11
在具備CCM方式的功率因數(shù)改善電路的開關(guān)電源裝置1中，向負(fù)載提供一定量以上的電力時(shí)，流過第ι線圈m的電流發(fā)生直流重疊，而第ι線圈m上則始終有電流流過。在此，所述一定量以上的電力取決于第ι線圈m自身的電感、開關(guān)元件Qi的接通期間以及施加在第1線圈1的一端上的電壓。在第ι線圈m發(fā)生直流重疊的情況下，電流從第ι線圈m流過整流二極管Di時(shí)， 開關(guān)元件Ql被接通。由于開關(guān)元件Ql被接通，整流二極管Dl從接通狀態(tài)急劇變化為被施加反向電壓的狀態(tài)。由此，在開關(guān)元件Ql被接通之后的整流二極管Dl中，從其陰極向陽極流過恢復(fù)電流。該恢復(fù)電流是流動(dòng)期間較短的脈沖狀電流，其明顯大于整流二極管Dl被接通時(shí)流入該整流二極管Dl的電流。因此，因恢復(fù)電流的流入而發(fā)生噪音。在圖1的功率因數(shù)改善電路2中，在電感器Ll的第2線圈N2和后述振蕩器19的電容器CT之間，設(shè)有用于提取第ι線圈m感應(yīng)出的電壓VI的基本波成分的基本波成分提取電路18。振蕩器19能根據(jù)基本波成分提取電路18所輸出的信號(hào)中包含的所述基本波成分的變化，使由振蕩器19生成的時(shí)鐘信號(hào)的振蕩頻率發(fā)生變化。具體是，所述基本波成分增大時(shí)所述振蕩頻率會(huì)提高，而所述基本波成分減小時(shí)所述振蕩頻率會(huì)降低。通過所述基本波成分發(fā)生變化而使振蕩器19的振蕩頻率發(fā)生變化，被輸入到開關(guān)元件Ql的柵極的控制信號(hào)F(PWM信號(hào))的頻率(即，控制信號(hào)F的能率)也發(fā)生變化。 控制信號(hào)F的能率根據(jù)平滑電容器C4的電壓(即，輸出電壓Vo)的變化而改變。由于作為PWM信號(hào)的控制信號(hào)F的頻率發(fā)生變化，控制信號(hào)F所包含的高次諧波成分的頻率發(fā)生分散。隨著所述高次諧波成分的頻率發(fā)生分散，所述恢復(fù)電流所致噪音的頻率也與所述高次諧波的頻率一樣發(fā)生分散。由此，不再發(fā)生所述噪音在單一頻率上重疊的現(xiàn)象，從而能夠降低(抑制)所述噪音(即，能夠使所述噪音的電平降低)。關(guān)于基本波成分提取電路18，將在以下的(基本波成分提取電路18)的項(xiàng)目中進(jìn)行說明在此，在圖1所示的功率因數(shù)改善電路2中，基本波成分提取電路18提取第1線圈m感應(yīng)產(chǎn)生的電壓Vi的基本波成分，并向振蕩器19輸出該基本波成分。由此，即使在控制信號(hào)F的能率發(fā)生了變化的情況下，也能根據(jù)所述基本波成分的變化而使所述振蕩頻率發(fā)生變化。因此，能夠消除現(xiàn)有的開關(guān)電源裝置的功率因數(shù)改善電路中存在的最大功率受限制且振蕩頻率被固定而導(dǎo)致噪音重疊的問題。另外，在圖1所示的功率因數(shù)改善電路2中，由于未使用緩沖電路，因此，能以低成本降低噪音，而電力效率并不會(huì)下降。從而，能夠提供能以低成本降低開關(guān)頻率及其高次諧波的噪音成分的開關(guān)電源裝置1?？赏ㄟ^式(2)表示輸出電壓Vo的脈寬和輸出電壓Vo的周期之比即能率。在式 (2)中，Vin是交流輸入電壓的實(shí)效值，Vo是輸出電壓，f是交流輸入電壓的頻率。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源裝置，其特征在于包括整流電路，其對(duì)交流電源輸出的正弦波電壓進(jìn)行全波整流而獲得整流電壓； 第1平滑電容器，其一端與所述整流電路的第1輸出端連接且另一端與所述整流電路的第2輸出端連接，該第1平滑電容器對(duì)所述整流電壓進(jìn)行平滑處理而輸出脈動(dòng)電流輸出電壓；第1串聯(lián)電路，其由具有多個(gè)線圈的電感器、開關(guān)元件、電流檢測(cè)電阻串聯(lián)連接而構(gòu)成，所述電感器的一端與所述第1平滑電容器的一端連接，所述電感器的另一端與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述開關(guān)元件的源極與所述電流檢測(cè)電阻的一端連接，所述電流檢測(cè)電阻的另一端與所述第1平滑電容器的另一端連接，所述脈動(dòng)電流輸出電壓被輸入到所述電感器的一端；第2串聯(lián)電路，其由整流二極管和第2平滑電容器串聯(lián)連接而構(gòu)成，所述整流二極管的陽極與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述整流二極管的陰極與所述第2平滑電容器的一端連接，所述第2平滑電容器的另一端與所述開關(guān)元件的源極連接；基本波成分提取電路，其提取所述多個(gè)線圈中的任意一個(gè)受感應(yīng)而產(chǎn)生的電壓的基本波成分；振蕩電路，其生成振蕩頻率根據(jù)提取到的所述基本波成分的變化而變化的時(shí)鐘信號(hào)； 控制電路，其生成用于控制所述開關(guān)元件的接通和切斷的控制信號(hào)并向所述開關(guān)元件的柵極輸出該控制信號(hào)，所述控制信號(hào)的能率根據(jù)所述時(shí)鐘信號(hào)的振蕩頻率的變化或者所述第2平滑電容器的電壓的變化而變化。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于所述電感器所具備的線圈是第1線圈和第2線圈，其中所述第2線圈與所述第1線圈磁耦合，且所述第2線圈的匝數(shù)比所述第1線圈的匝數(shù)少，所述第1線圈的一端與所述第1平滑電容器的一端連接，所述第1線圈的另一端與所述開關(guān)元件的漏極連接，所述基本波成分提取電路提取的是由所述第2線圈感應(yīng)產(chǎn)生的電壓的基本波成分。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于所述基本波成分提取電路包括二極管、第1電阻、電容器以及第2電阻， 所述二極管的陽極被施加由所述電感器的所述第2線圈感應(yīng)產(chǎn)生的電壓， 所述第1電阻的一端與所述二極管的陰極連接，另一端與所述開關(guān)元件的源極連接， 所述電容器與所述第1電阻并聯(lián)連接，所述第2電阻的一端與所述二極管的陰極連接，另一端與所述振蕩電路連接。
全文摘要
開關(guān)電源裝置包括提取第1線圈受感應(yīng)形成的電壓的基本波成分的基本波成分提取電路；生成具有可根據(jù)所述基本波成分的變化而變化的振蕩頻率的時(shí)鐘信號(hào)的振蕩器；生成用于控制開關(guān)元件的接通與切斷的控制信號(hào)并向開關(guān)元件的柵極輸出該控制信號(hào)的控制電路，該控制信號(hào)的能率根據(jù)所述時(shí)鐘信號(hào)的振蕩頻率的變化或者平滑電容器的電壓的變化而變化。
文檔編號(hào)H02M1/14GK102420528SQ201110170729
公開日2012年4月18日 申請(qǐng)日期2011年6月14日 優(yōu)先權(quán)日2010年9月24日
發(fā)明者佐佐木正人 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社