專利名稱：高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提供了高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器及其控制方法。屬于電力 電子領(lǐng)域三相高頻隔離式變換器方向。
背景技術(shù)：
隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，儲(chǔ)能系統(tǒng)正逐漸地被應(yīng)用于各個(gè)領(lǐng)域，包括電網(wǎng)的谷 峰調(diào)節(jié)，電動(dòng)汽車的動(dòng)力儲(chǔ)存等。儲(chǔ)能系統(tǒng)中的關(guān)鍵設(shè)備為雙向變流器，通過雙向變流器連 接電網(wǎng)和儲(chǔ)能裝置，既能將電網(wǎng)的能量注入儲(chǔ)能裝置，也可以將儲(chǔ)能裝置中的能量回饋到 電網(wǎng)中。目前應(yīng)用較廣的儲(chǔ)能裝置如蓄電池組，超級(jí)電容器組等端電壓都很低，都需要升壓 后才能并網(wǎng)，為了減小變流器的成本，以及對(duì)周圍環(huán)境的噪聲污染，采用高頻變壓器替代工 頻變壓器的方式已經(jīng)成為一種趨勢(shì)，同時(shí)對(duì)于大功率的雙向變流器，其工作時(shí)的電能質(zhì)量 調(diào)節(jié)很重要，需要有諧波抑制的能力，并且要盡可能做到單位功率因數(shù)并網(wǎng)，以減小對(duì)電網(wǎng) 的污染，做到綠色用電。國(guó)家知識(shí)產(chǎn)權(quán)局于2010年8月公開的專利“電動(dòng)汽車雙向充電機(jī)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)” 采用前級(jí)為電壓源型三相有源整流器，后級(jí)為DC/DC的兩級(jí)功率變換，工頻變壓器變壓。兩 級(jí)功率變換降低了變換器的效率，中間直流濾波電容的存在，增大了變換器的重量和體積， 降低了變換器的功率密度。工頻變壓器變壓再次增大了變換器的重量和體積，并且大大增 加了變換器的成本，工頻變壓器的噪聲污染不容忽視。IEEE Trans, on Power Electronics電力電子期刊于2OO8年第5期發(fā)表了 “Three-Phase Boost-Type Grid-Connected Inverter"三相boost型并網(wǎng)逆變器一文，采用boost逆變器的拓?fù)?，?gòu)成升壓型逆變 器，加大了直流側(cè)電壓的變換范圍，采用IGBT串聯(lián)二極管的方式，無法實(shí)現(xiàn)功率的雙向流。 采用基于單周控制策略的模擬控制方式，無法消除濾波電容帶來的無功電流分量，同時(shí)模 擬控制器對(duì)電流的諧波抑制能力有限。

發(fā)明內(nèi)容
為解決上述問題，本發(fā)明提供一種高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器及其 控制方法，其特征在于，主電路采用輸入濾波器、三相周波變換器、高頻變壓器、全橋變換器 和輸出直流電感組合的結(jié)構(gòu)，三相周波變換器采用數(shù)字化交流空間矢量調(diào)制，交流電流采 用d_q軸解耦，比例積分和重復(fù)控制混合的控制方法。所述周波變換器由絕緣柵場(chǎng)效應(yīng)管或絕緣柵雙極型晶體管按共源極或共射極的 方式串聯(lián)而成，三相輸入側(cè)接濾波器，所述高頻變壓器原邊接三相周波變換器母線，副邊接 全橋變換器，所述全橋變換器的母線接電感。所述的數(shù)字化交流空間矢量調(diào)制需要在數(shù)字控制器中定義開關(guān)狀態(tài)表，開關(guān)狀態(tài) 表按扇區(qū)分為六種情況，每種情況都有三只動(dòng)作的開關(guān)被分別定義為％，化和隊(duì)，另外三只 開關(guān)狀態(tài)保持不變，狀態(tài)保持的開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過設(shè)置相應(yīng)PWM輸出口為強(qiáng)制高或強(qiáng)制 低實(shí)現(xiàn)，Qp和I的驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過載波比較的方式實(shí)現(xiàn)，比較值由空間矢量算法計(jì)算得到，Qt對(duì)應(yīng)的PWM輸出口設(shè)置為強(qiáng)制低，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過其他開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的邏輯組合得到，Qp和 I對(duì)應(yīng)的數(shù)字控制器內(nèi)的定時(shí)器采用單增或單減的計(jì)數(shù)方式，％和ι對(duì)應(yīng)的PWM輸出口分 別設(shè)置為低有效和高有效，反之亦可，以保證其導(dǎo)通時(shí)間段不重疊為準(zhǔn)。全橋變換器開關(guān)A與Gl4同開同關(guān)，Gl2與A同開同關(guān)，Gl1與A開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ),Q1和 A對(duì)應(yīng)的數(shù)字控制器內(nèi)的定時(shí)器采用先增后減的計(jì)數(shù)方式，計(jì)數(shù)周期為％和I對(duì)應(yīng)的定時(shí) 器的兩倍，并與其同時(shí)啟動(dòng)，比較值由所述兩非零矢量和零矢量的作用時(shí)間計(jì)算得到，以保 證Q1和( 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在零矢量作用時(shí)間段的中點(diǎn)跳變?yōu)闇?zhǔn)。周波變換器的a管和b管分時(shí)驅(qū)動(dòng)，當(dāng)電流從正母線進(jìn)，負(fù)母線出時(shí)，a管動(dòng)作，b 管全部關(guān)斷，電流從負(fù)母線進(jìn)，正母線出時(shí)，b管動(dòng)作，a管全部關(guān)斷，在開關(guān)切換時(shí)，有一定 的共導(dǎo)時(shí)間，時(shí)間長(zhǎng)度略大于開關(guān)的開通時(shí)間，保證母線回路不被切斷，通過數(shù)字控制器發(fā) 出的信號(hào)控制周波變換器a管或b管關(guān)斷，以改變開關(guān)的功率流向，來實(shí)現(xiàn)整流和逆變兩種 功率流的不掉電切換，所述的切換發(fā)生在零矢量作用時(shí)間段的中點(diǎn)。所述變換器采用電流環(huán)解耦控制，在解耦的d_q軸上采用比例積分和重復(fù)控制的 混合控制方法。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點(diǎn)本發(fā)明的雙向變流器采用高頻變壓器隔離的三相boost型逆變器的電路拓?fù)?，結(jié) 構(gòu)緊湊，功率密度大，效率高，直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬，輸入輸出實(shí)現(xiàn)電氣隔離。本發(fā)明的電 流空間矢量調(diào)制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，使控制器的設(shè)計(jì)大為簡(jiǎn)化，增強(qiáng)了控制器設(shè)計(jì)的靈活性。通 過對(duì)三相交流電流進(jìn)行d_q軸解耦，并采用PI和重復(fù)控制的混合控制，實(shí)現(xiàn)了單位功率因 數(shù)輸入，有效抑制了電流諧波。


圖1是本發(fā)明實(shí)施例的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。圖2是本發(fā)明實(shí)施例的主電路的結(jié)構(gòu)示意圖。圖3是電流空間矢量示意圖。圖4是第一扇區(qū)非隔離的電流源型三相逆變器的六路開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形圖。圖5是由數(shù)字控制器輸出的脈寬調(diào)制信號(hào)得到周波變換器的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的組 合邏輯圖。圖6是由周波變換器雙向開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)產(chǎn)生單只開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的組合邏輯 圖。圖7由切換信號(hào)產(chǎn)生周波變換器功率流向的控制信號(hào)的邏輯圖。圖8為雙向變流器的控制框圖。
具體實(shí)施例方式為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能夠更加明顯易懂，下面結(jié)合附圖和具體實(shí) 施方式對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的說明。請(qǐng)參照?qǐng)D1，示出一種雙向變流器，包括控制器10、采樣電路30、主電路50和驅(qū)動(dòng) 電路70。所述控制器10包括數(shù)字信號(hào)處理芯片11、復(fù)雜可編程邏輯器件13和通用輸入輸出電路15。數(shù)字信號(hào)處理芯片內(nèi)包括事件管理器模塊EVA和事件管理器模塊EVB。EVA包 括通用定時(shí)器1和比較單元112，EVB包括通過定時(shí)器3和比較單元114。其中通用定時(shí)器 1采用單增的計(jì)數(shù)方式，通用定時(shí)器3采用先增后減的計(jì)數(shù)方式，計(jì)數(shù)周期為通用定時(shí)器1 的兩倍，采樣周期由通用定時(shí)器1的周期中斷決定，控制律在通用定時(shí)器1的周期中斷函數(shù) 中實(shí)現(xiàn)。定時(shí)器3與定時(shí)器1計(jì)數(shù)初值為0，同時(shí)啟動(dòng)。比較單元112的時(shí)基由通用定時(shí)器 1產(chǎn)生，其中的比較單元1、2、3分別對(duì)應(yīng)PWM1/PWM2、PWM3/PWM4、PWM5/PWM6,比較單元114 的時(shí)基由通用定時(shí)器3產(chǎn)生，其中的比較單元1對(duì)應(yīng)PWM7/PWM8。所述采樣電路30包括霍爾電壓/電流傳感器31 (32)、調(diào)理電路33和模數(shù)轉(zhuǎn)換芯 片35。其中電壓傳感器31用于測(cè)三相電網(wǎng)電壓，及直流側(cè)電壓，電流傳感器32用于測(cè)兩相 并網(wǎng)電流和直流側(cè)的電流。傳感器的輸出信號(hào)經(jīng)調(diào)理電路33濾波并對(duì)其電壓進(jìn)行縮放后 送入模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片35。模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片35將模擬電壓量轉(zhuǎn)換為數(shù)字量送入數(shù)字控制器10。請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)D2，所述主電路50包括三相周波變換器51、全橋變換器53、高頻變壓 器陽、濾波器57和濾波電感59，圖中Vin為儲(chǔ)能裝置端電壓。三相周波變換器51由六個(gè)雙 向開關(guān)SW1-SW6按三相全橋的方式連接而成。雙向開關(guān)由兩個(gè)N溝道的絕緣柵雙極型晶體 管或者絕緣柵型場(chǎng)效應(yīng)管按供發(fā)射極或共源極的方式串聯(lián)而成。全橋變換器53包括開關(guān) 管仏-仏，可以是絕緣柵雙極型晶體管，也可以是絕緣柵型場(chǎng)效應(yīng)管。高頻變壓器55的原邊 繞組為Np，副邊繞組為Ns，為降壓型變壓器。57用于對(duì)并網(wǎng)電流進(jìn)行濾波，以減小并網(wǎng)電流 的諧波含量。本發(fā)明實(shí)施例的雙向變流器采用電流空間矢量調(diào)制?；陔娏骺臻g矢量調(diào)制 的三相逆變器的開關(guān)狀態(tài)共有九種，見表1。其中的非零矢量，即ia，ib，i。不全為零的矢 量，共有6種，這六個(gè)矢量將一個(gè)工頻周期分為六個(gè)扇區(qū)，見圖3。每個(gè)扇區(qū)內(nèi)的電流矢量 均可由該扇區(qū)邊界上的兩個(gè)相鄰矢量和零矢量一起組合而成。圖4為采用電流空間矢量 調(diào)制的逆變器第一扇區(qū)內(nèi)六只開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。第一扇區(qū)的兩非零矢量及零矢量分別為 6(^4),6^,54^^6(54^:^23436的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為常態(tài)，只需要考慮S1、S3、S5的驅(qū)動(dòng)信 號(hào)的產(chǎn)生。S5，Sl分別對(duì)應(yīng)兩非零矢量，將其命名為％，Qn ；S3對(duì)應(yīng)零矢量，將其命名為Qt。 考慮到DSP2407的特點(diǎn)，S2，S4，S6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)可通過設(shè)置相應(yīng)的PWM輸出口的工作模式為 強(qiáng)制高或強(qiáng)制低實(shí)現(xiàn)。％和I的驅(qū)動(dòng)信號(hào)可通過載波比較的方式，設(shè)置相應(yīng)的PWM輸出口 的工作模式為低有效和高有效實(shí)現(xiàn)。隊(duì)的開關(guān)狀態(tài)在一個(gè)單增計(jì)數(shù)周期中有兩次跳變，其 驅(qū)動(dòng)信號(hào)無法通過設(shè)置相應(yīng)的PWM輸出口的工作模式直接實(shí)現(xiàn)。但Qp，Qn, Qt三者的驅(qū)動(dòng)信 號(hào)互補(bǔ)，所以Qt的驅(qū)動(dòng)信號(hào)可通過對(duì)％和I作或非邏輯得到?？紤]到不同扇區(qū)，各個(gè)開關(guān) 的角色并不相同，綜合考慮各個(gè)開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的特點(diǎn)，將隊(duì)對(duì)應(yīng)的PWM輸出口設(shè)置為強(qiáng)制 低，通過圖5所示通用邏輯組合得到隊(duì)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例的雙向變流器所采用的電流空間矢量調(diào)制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn) 步驟如下SlOl，請(qǐng)參照表2，DSP的輸出引腳PWM1-PWM6的工作模式按表中所示進(jìn)行設(shè)置，即 每次進(jìn)入新扇區(qū)的第一個(gè)采樣周期里，修改PWM1-PWM6的工作模式。表中，ON表示強(qiáng)制高， OFF表示強(qiáng)制低，％，&分別為低有效和高有效。隊(duì)為零矢量設(shè)置為強(qiáng)制低。同時(shí)，PWM7始 終為高有效，PWM8始終為低有效。S102，請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)D4和表2，t1 t2為空間矢量算法計(jì)算出的當(dāng)前扇區(qū)的相鄰兩電流矢量的作用時(shí)間，、為采樣周期Ts減去t1;、后的值，即零矢量作用時(shí)間。其中、對(duì) SQp，t2對(duì)應(yīng)化。即每個(gè)采樣周期里，將、的值裝入％對(duì)應(yīng)的比較單元寄存器，將采樣周期 與t2的差值裝入ι對(duì)應(yīng)的比較單元寄存器。同時(shí)，在通用定時(shí)器3的增計(jì)數(shù)對(duì)應(yīng)的采樣周 期里，將ti+t/2的值裝入比較單元114的寄存器中，在通用定時(shí)器3的減計(jì)數(shù)對(duì)應(yīng)的采樣 周期里，將t^tc/2的值裝入比較單元114的寄存器中。如此，便產(chǎn)生PWM1-PWM6及PWM7/ PWM8。S103，請(qǐng)參照?qǐng)D5，PWM1-PWM6需按圖中邏輯得到S1_S6，S1-S6為不帶高頻鏈的基 于電流矢量調(diào)制的三相逆變器的六路PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。插入交流高頻鏈后，周波變換器母線 的電流流向由全橋變換器決定。全橋變換器的Ql和Q4同開同關(guān)，Q2和Q3同開同關(guān)，又Ql 與Q3狀態(tài)互補(bǔ)，所以周波變換器母線電流流向只對(duì)應(yīng)兩個(gè)開關(guān)狀態(tài)即Ql開Q3關(guān)，和Ql關(guān) Q3開。Ql和Q3的開關(guān)狀態(tài)與其驅(qū)動(dòng)信號(hào)PWM7和PWM8的高低電平對(duì)應(yīng)。所以S1-S6與 PWM7和PWM8通過圖中邏輯組合得到的SW1-SW6為插入交流高頻鏈后周波變換器六組串聯(lián) 開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。S104，請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)D2、圖6和圖7，高頻變壓器存在漏感，為避免在周波變換器母 線上激起電壓尖峰，需要保證其母線時(shí)刻都有續(xù)流回路。即開關(guān)換相時(shí)要有一個(gè)同時(shí)導(dǎo)通 的時(shí)刻，即共導(dǎo)時(shí)間。這里以SW1向SW3換相為例，若SW1和SW3同時(shí)導(dǎo)通，SW1和SW3的雙向 導(dǎo)通特性，將造成a，b相間短路。若SW1JP SW^3分時(shí)導(dǎo)通，則由于反并聯(lián)寄生二極管的存在， Sffla和SW^3都只具有單向?qū)芰Γ嚅g回路被切斷，軟換流可靠實(shí)現(xiàn)。為此，對(duì)SW1-SW6采 用圖6所示邏輯，在逆變情況下，s_a與PWM7相同，s_b與PWM8相同，即PWM7為高電平時(shí)， 周波變換器的電流為正母線進(jìn)，負(fù)母線出，SW1-SW6的a管開通，b管關(guān)斷。PWM7為低電平 時(shí)，周波變換器的電流為負(fù)母線進(jìn)，正母線出，SW1-SW6的a管關(guān)斷，b管開通。而在整流情 況下，s_a, s_b分別于PWM8和PWM7相同。為實(shí)現(xiàn)整流和逆變的不掉電切換，設(shè)計(jì)切換電路 如圖7所示。signal由DSP輸出，逆變時(shí)為“1”，整流時(shí)為“0”。采用PWM7作為D觸發(fā)器時(shí) 鐘為保證切換發(fā)生在0矢量作用時(shí)刻，此刻周波變換器母線電壓為0，切換可靠。請(qǐng)參照?qǐng)D8，此種雙向變流器以直流側(cè)的電流id。為外環(huán)控制目標(biāo)，以三相交流電 流在d_q坐標(biāo)系下的解耦id，i,為內(nèi)環(huán)控制目標(biāo)，圖中箭頭所示為其正方向，在控制直流側(cè) 電流恒定的同時(shí)，做到電網(wǎng)電流單位功率因數(shù)輸入(輸出)。首先，對(duì)電網(wǎng)電壓進(jìn)行鎖相，得 到電網(wǎng)的相位角θ。對(duì)三相電網(wǎng)電流進(jìn)行Clark變換將其轉(zhuǎn)換為兩相靜止坐標(biāo)系下的ia， ie，再利用電網(wǎng)相位角θ通過Park變換將其轉(zhuǎn)換為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的h，、。外環(huán)的反 饋量為直流側(cè)電流id。，采用比例-積分控制，可以消除靜差。外環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出取反后作 為d軸的給定，q軸的給定為0。id，iq分別為d_q軸的反饋，d-q軸均采用比例-積分和重 復(fù)控制的混合控制，在保證動(dòng)態(tài)性能的情況下，更大程度地減小電流諧波。d軸控制器的輸 出為id。ut，q軸控制器的輸出為i_t。id。ut，i_t經(jīng)反Park變換轉(zhuǎn)換為i α。ut，ie。ut，二者作為 電流空間矢量調(diào)制算法的輸入。逆變時(shí)，signal為“1”，外環(huán)給定idCTef為正。整流時(shí)，signal為“0”，外環(huán)給定idCTef 為負(fù)，同時(shí)對(duì)q軸輸出取反。本發(fā)明實(shí)施例的雙向變流器采用三相周波變換器實(shí)現(xiàn)單級(jí)變換的boost逆變器 結(jié)構(gòu)，在功率密度和效率上都有明顯提高。直流側(cè)電感使電流可控，減小充放電時(shí)對(duì)儲(chǔ)能裝 置的沖擊，同時(shí)對(duì)儲(chǔ)能裝置的端電壓進(jìn)行升壓，并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，增大了儲(chǔ)能裝置端電壓的調(diào)節(jié)范圍。高頻變壓器的存在為變換器的輸入輸出提供了電氣隔離，同時(shí)在boost的基礎(chǔ)上再 次提供了升壓能力。數(shù)字化的電流空間矢量調(diào)制使變換器控制靈活，調(diào)節(jié)器參數(shù)調(diào)整方便。 有利于APFC的實(shí)現(xiàn)，同時(shí)使重復(fù)控制等復(fù)雜算法的實(shí)現(xiàn)成為可能。以上對(duì)本發(fā)明所提供的一種雙向變流器，進(jìn)行了詳細(xì)介紹，本文中應(yīng)用了具體個(gè) 例對(duì)本發(fā)明的原理及實(shí)施方式進(jìn)行了闡述，以上實(shí)施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的 方法及其核心思想；同時(shí)，對(duì)于本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，在具體實(shí)施方 式及應(yīng)用范圍上均會(huì)有改變之處，綜上所述，本說明書內(nèi)容不應(yīng)理解為對(duì)本發(fā)明的限制。表 權(quán)利要求
1.高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器，其特征在于，主電路采用輸入濾波器、三 相周波變換器、高頻變壓器、全橋變換器和輸出直流電感組合的結(jié)構(gòu)，三相周波變換器采用 數(shù)字化交流空間矢量調(diào)制，交流電流采用d-q軸解耦，比例積分和重復(fù)控制混合的控制方 法。
2.如權(quán)利要求1所述的高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器，其特征在于，所述 周波變換器由絕緣柵場(chǎng)效應(yīng)管或絕緣柵雙極型晶體管按共源極或共射極的方式串聯(lián)而成， 三相輸入側(cè)接濾波器，所述高頻變壓器原邊接三相周波變換器母線，副邊接全橋變換器，所 述全橋變換器的母線接電感。
3.如權(quán)利要求1所述的高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器，其特征在于，所述 的數(shù)字化交流空間矢量調(diào)制需要在數(shù)字控制器中定義開關(guān)狀態(tài)表，開關(guān)狀態(tài)表按扇區(qū)分為 六種情況，每種情況都有三只動(dòng)作的開關(guān)被分別定義為Qp，化和A，另外三只開關(guān)狀態(tài)保持 不變，狀態(tài)保持的開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過設(shè)置相應(yīng)PWM輸出口為強(qiáng)制高或強(qiáng)制低實(shí)現(xiàn)，％和I 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過載波比較的方式實(shí)現(xiàn)，比較值由空間矢量算法計(jì)算得到，隊(duì)對(duì)應(yīng)的PWM輸出 口設(shè)置為強(qiáng)制低，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過其他開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的邏輯組合得到，Qp和I對(duì)應(yīng)的數(shù)字 控制器內(nèi)的定時(shí)器采用單增或單減的計(jì)數(shù)方式，％和I對(duì)應(yīng)的PWM輸出口分別設(shè)置為低有 效和高有效，反之亦可，以保證其導(dǎo)通時(shí)間段不重疊為準(zhǔn)。
4.如權(quán)利要求1所述的高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器，其特征在于，全橋 變換器開關(guān)A與A同開同關(guān)，Q2與A同開同關(guān)，Q1與A開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)，Q1和A對(duì)應(yīng)的數(shù) 字控制器內(nèi)的定時(shí)器采用先增后減的計(jì)數(shù)方式，計(jì)數(shù)周期為％和I對(duì)應(yīng)的定時(shí)器的兩倍， 開與其同時(shí)啟動(dòng)，比較值由所述兩非零矢量和零矢量的作用時(shí)間計(jì)算得到，以保證A和A 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在零矢量作用時(shí)間段的中點(diǎn)跳變?yōu)闇?zhǔn)。
5.如權(quán)利要求2所述的高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器，其特征在于，周波 變換器的a管和b管分時(shí)驅(qū)動(dòng)，當(dāng)電流從正母線進(jìn)，負(fù)母線出時(shí)，a管動(dòng)作，b管全部關(guān)斷，電 流從負(fù)母線進(jìn)，正母線出時(shí)，b管動(dòng)作，a管全部關(guān)斷，在開關(guān)切換時(shí)，有一定的共導(dǎo)時(shí)間，時(shí) 間長(zhǎng)度略大于開關(guān)的開通時(shí)間，保證母線回路不被切斷，通過數(shù)字控制器發(fā)出的信號(hào)控制 周波變換器a管或b管關(guān)斷，以改變開關(guān)的功率流向，來實(shí)現(xiàn)整流和逆變兩種功率流的不掉 電切換，所述的切換發(fā)生在零矢量作用時(shí)間段的中點(diǎn)。
6.如權(quán)利要求1所述的高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器，其特征在于，所述 變換器采用電流環(huán)解耦控制，在解耦的d-q軸上采用比例積分和重復(fù)控制的混合控制。
全文摘要
本發(fā)明提供了高頻隔離式三相周波變換器型雙向變流器及其控制方法，屬于電力電子領(lǐng)域三相高頻隔離式變換器方向，適用于對(duì)蓄電池組，超級(jí)電容器組等儲(chǔ)能裝置的充放電。主電路采用輸入濾波器、三相周波變換器、高頻變壓器、全橋變換器和輸出直流電感組合的結(jié)構(gòu)。周波變換器開關(guān)分時(shí)驅(qū)動(dòng)，保證功率的單向流動(dòng)，以可靠實(shí)現(xiàn)軟換流。通過改變周波變換器開關(guān)的功率流向來實(shí)現(xiàn)整流和逆變兩種模式的切換。三相周波變換器采用數(shù)字化交流空間矢量調(diào)制，交流電流采用d-q解耦，比例積分(PI)和重復(fù)(RP)混合的控制方法。功率密度大，效率高，直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬，輸入輸出實(shí)現(xiàn)電氣隔離，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)輸入，有效抑制了電流諧波。
文檔編號(hào)H02M7/72GK102075109SQ201010585879
公開日2011年5月25日 申請(qǐng)日期2010年12月14日 優(yōu)先權(quán)日2010年12月14日
發(fā)明者吳丹, 廖曉鐘, 沙德尚, 秦子安 申請(qǐng)人:北京理工大學(xué)