專利名稱：采用高頻多電平逆變器的串聯諧振高壓電源的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及的是一種開關電源，具體是采用多電平逆變器的、高頻的、基于諧振軟 開關的高壓直流電源。
背景技術：
高壓直流電源在靜電除塵、高壓電容充電和醫(yī)療影像等設備中有著廣泛的應用。 傳統(tǒng)的高壓直流電源通常采用晶間管相控整流后用工頻變壓器升壓的供電方案。但這種低 頻的供電方式使得變壓器和濾波器件的體積、重量比較大，而且電源的輸入、輸出端都含有 大量難以濾除的低次諧波。近年來，隨著新一代功率器件(如IGBT、MOSFET等)的廣泛應 用，微處理器的速度進一步提高，高頻逆變技術也越來越成熟，為研制一種高性能的大功率 高壓直流電源創(chuàng)造了條件。高頻化可以使得高壓電源裝置小型化、輕量化，但同時開關損耗也會隨之增加，電 能效率嚴重下降，電磁干擾也增大了，所以簡單的提高開關頻率是不行的。在大功率高壓直 流電源應用場合，由于常規(guī)PWM (Pulse Width Modulation，脈寬調制)時，開關管工作于硬 開關的狀態(tài)，電磁干擾較大，開關管損耗和損壞幾率較大，不利于進一步提高開關頻率，同 時也影響了電源的穩(wěn)定性和效率。針對這些問題，提出了軟開關技術，它利用諧振為主的輔 助換流手段，解決了電路中的開關損耗和開關噪聲問題，使開關頻率可以大幅度提高。經對現有的技術文獻檢索發(fā)現，官威、劉軍、鄧焰、何湘寧《基于諧振軟開關的大功 率高壓直流電源》(機電工程，2008年第25卷第7期，p61-64)利用功率主回路中高頻變 壓器的漏感和外加電容構成串聯諧振電路，可以改善開關管的開關環(huán)境，采用PAM(Pulse Amplitude Modulation，脈幅調制)和 PFM(Pulse Frequency Modulation，脈頻調制)相 結合的調制方式。PAM控制利用晶閘管相控整流電路調節(jié)直流母線電壓來調節(jié)輸出功率， PFM控制通過改變逆變電路的工作頻率來調節(jié)輸出功率。PAM控制晶閘管相位，會產生開關 損耗，而且晶閘管的開關頻率較低，也就決定了 PAM無法快速響應；PFM只能消除開關管開 通時或關斷時的單一損耗，開關頻率較高時，開關損耗仍然較高，對開關頻率仍有一定的限 制。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于克服現有技術中的不足，提供一種基于諧振軟開關技術的高壓 直流電源，可完全消除逆變器的開關損耗和高頻不可控整流電路的整流損耗，整個電源系 統(tǒng)控制策略簡單、效率高，輸出的電壓波動小、響應快。本發(fā)明是通過以下技術方案實現的，本發(fā)明包括工頻不可控整流器，該整流器被 配置來給逆變器穩(wěn)定的輸入電壓；逆變器將輸入的穩(wěn)定直流電壓轉換為多種脈沖電平輸 出，用來對串聯諧振的幅度進行調整；串聯諧振電路由外加電容與變壓器的漏感組成，如果 變壓器的漏感不足，可外加電感，將逆變器輸出的脈沖電平轉換為正弦波形，以便于變壓器 升壓；高頻不可控整流器對高頻高壓正弦電壓整流，η級整流器的串聯作用可使輸出直流電壓升高η倍。所述的工頻不可控整流器是對電網電壓整流，包含的整流器數量由逆變器的輸出 電平數量決定。整流器以串聯連接，低頻變壓器的次級雙繞組保證各整流器中的電流、電壓 相位相同，相應的二極管同時導通，使得串聯電容組均壓充電。所述逆變器的開關頻率高，采用軟開關控制以消除高頻開關損耗。逆變器增加一 個開關管，輸入直流電壓有兩種。根據開關管不同的導通方式，逆變器的輸出有5種狀態(tài)， 分別為2正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和2反向諧振。逆變器輸出狀態(tài)概括 為正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振是逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方 向相同，對諧振電流起到加強作用；自由諧振是逆變器輸出脈沖電壓為零，對諧振電流無影 響；反向諧振是逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相反，使得諧振電流減弱。同一 狀態(tài)，諧振電流的不同方向對應不同的開關導通方式。在諧振電流的過零點切換開關管的 狀態(tài)，以使得開關損耗為零，且開關頻率與串聯諧振頻率始終保持相同。根據檢測的電容電 壓、諧振電流和輸出電壓，逆變器的5種狀態(tài)按照仿真得到的決策曲線決定下一時刻的輸 出狀態(tài)。每種狀態(tài)的作用周期設置為串聯諧振周期一半的整數倍。所述串聯諧振電路由外加電容器和變壓器的漏感串聯組成，如果變壓器的漏感不 足，可外加電感。電容器與電感的容量確定，串聯諧振頻率和逆變器的開關頻率也確定。電 容器與電感的容量選取由逆變器的開關管的耐電壓和耐電流情況和不可控整流器所要求 的電容器充電速度決定。電感值與諧振電流峰值反比例，與整流器的電容器充電速度反比 例，電容器電壓只與諧振頻率有關。所述高頻不可控整流器對高頻變壓器輸出的高壓交流電整流，輸出高壓直流電 壓。輸出電壓提高的倍數由高頻變壓器初、次級匝數比，次級繞組數量和每個次級繞組連 接的整流器級數決定。變壓器每個次級繞組連接多級整流器，不同次級繞組連接的整流器 之間串聯。次級繞組連接的多級整流器增加電容器，且連接到各級整流器的電容器容量相 同，所流過的電流為零時，各整流器的相應二極管同時導通，保證各串聯電容器均壓充電， 且無整流損耗。高頻變壓器升壓倍數不變的情況下，次級兩個繞組的匝數和不變，即高頻變壓器 不會因此增加容量和體積。高頻變壓器輸出的是高壓高頻交流電，高頻不可控整流器中的 二極管須采用快速二極管。輸出電壓由多個電容器串聯提供，每個電容器的耐壓值降低了 多倍，但電容器的選用仍要遵循容量小、耐壓高的原則，容量小可使輸出電壓升壓更快。一種無超調且不影響快速性的升壓方法。串聯諧振電路中，電容電壓與諧振電流 需進行限制，以保護逆變器和高頻不可控整流器中的開關管和二極管。在升壓階段，輸出電 壓給定值并不直接為目標值，而是逐漸升高，收斂于目標值。輸出電壓給定值上升至目標值 的95%之前，輸出電壓給定值以正向諧振狀態(tài)使得輸出電壓升高的幅度上升，使之以最快 的速度升高。此時，若是查表判斷下一時刻為反向諧振狀態(tài)強制為自由諧振狀態(tài)，電容電壓 與諧振電流超過限定值，下一狀態(tài)也強制為自由諧振狀態(tài)。輸出電壓給定值達到目標值的 95%以后，輸出電壓給定值以較小幅度上升，快速收斂到目標值，判定為自由諧振狀態(tài)的情 況強制為反向諧振，以保證整個電壓上升過程輸出電壓無超調現象。與現有技術相比，本發(fā)明具有以下有益效果逆變器的結構簡單、控制策略容易實 現，基于諧振軟開關控制技術，可完全消除開關損耗，開關頻率進一步提高，由于逆變器輸
5出電平增加，對輸出電壓調節(jié)更加精細，使得輸出電壓波動更小、響應更快；為了適應所設 計的逆變器輸入電壓模式，采用的工頻整流器串聯結構對串聯電容組均壓充電，保證了逆 變器輸入電壓的穩(wěn)定，而且工頻整流器不需要對其輸出電壓調整，采用不可控整流器，簡化 了整個系統(tǒng)的控制復雜度；高頻不可控整流器采用多級整流器串聯方式，在各級整流器之 間增加相同容量的電容，消除了高頻不可控整流器的損耗，提高了整個系統(tǒng)的效率。


當參考閱讀下面的詳細說明時，將更好地理解本發(fā)明的特征和優(yōu)點，其中，在全部 附圖內，類似的字符表示類似的部分，其中圖1為本領域已知的高壓電源拓撲；圖2為根據本發(fā)明的一個實施例，采用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不 可控整流器50采用工頻變壓器42次級兩繞組分別整流，高頻不可控整流60采用高頻變壓 器44次級兩繞組分別連接2級整流器，并串聯在一起；圖3為根據本發(fā)明的一個實施例，采用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不 可控整流器70采用2級整流器，高頻不可控整流器80采用4級整流器；圖4為逆變器40的5種工作狀態(tài)，1-逆變器40的輸出電壓，2_串聯諧振電路的 諧振電流。其中，1-2正向諧振，II-2反向諧振，III-自由諧振，IV-I正向諧振，V-I反向 諧振；圖5為輸出電壓給定值的理想上升曲線，1-理想給定值上升曲線，2-仿真得到的 高壓直流電壓輸出曲線；
具體實施例方式如圖1所示，本領域內公知的高頻高壓直流電源100的拓撲。高壓直流電源100使 用了三級功率電路，以將電網中的三相交流電壓11轉換為可調節(jié)的穩(wěn)定高壓直流電壓17。 電網的三相交流電壓11經可控整流電路30，及較大容量的電解電容52，得到逆變器10的 直流母線電壓13。可控整流電路30采用PAM控制策略可根據輸出的高壓直流電壓17連續(xù) 地調節(jié)直流母線電壓13。此處可控整流晶閘管是有開關損耗的，只是開關頻率低，損耗很 小。也正因為開關頻率低，可控整流電路30的輸出響應很慢，不易頻繁調整輸出直流母線 電壓13。直流母線電壓13到高頻交流高壓15是通過逆變器10、串聯諧振電路和高頻升壓 變壓器26實現的。逆變器10由四個全控開關管各反并聯一個二極管組成，外加電容22與 變壓器26的漏感組成串聯諧振電路，如果漏感不夠，可外加一個電感24。逆變器10輸出 的高頻脈沖電壓經串聯諧振電路，輸入到變壓器26中的是正弦電壓及電流，經過變壓器26 的升壓作用就得到了高頻交流電壓15。逆變器10常采用PWM和PFM的控制策略，可連續(xù)跟 蹤輸出電壓17的變化，雖然采用了諧振軟開關技術，在開關管開通時或關斷時仍會產生一 次開關損耗，較硬開關的損耗降低了一半以上。高壓直流電源中的整流電路一般采用多級 整流器20，可以使得整流二極管和電容的耐壓值降低，體積減小。由于對高頻交流電壓15 整流，多級整流器20采用快速整流二極管。此處的快速整流二極管并不是在電流過零點導 通，各級整流電路依次導通，二極管會產生較大的開關損耗，使得高壓直流電源100的整體效率降低。如圖2所示，根據本發(fā)明的一個實施例的高壓直流電源200拓撲。逆變器40增加 了一個全控開關管28，若開關管28斷開，逆變器40的結構和逆變器10相同。直流母線電 壓23處增加一個電容組，采用兩個電容組串聯的方式?？紤]到電容組36和38的均壓充 電，前端可采用變壓器42、不可控整流器46和48實現。變壓器42的初、次級繞組匝數比 1 1，次級兩個繞組，產生相同的電壓經過不可控整流器46和48對兩個電容組36和38充 電，可保證串聯電容組的均壓充電。待充電完成，逆變器40開始工作，直流母線電壓23無 法調節(jié)。如圖3所示，逆變器40增加了開關管28，可輸出5種脈沖電平，5種脈沖電平的值 固定不變，只是離散的5個值。開關管2、4、6、8、28只在諧振電流過零點時切換，因此開關 頻率固定，為諧振頻率。逆變器40的工作狀態(tài)有5種，分別稱為2正向諧振、1正向諧振、自 由諧振、1反向諧振和2反向諧振。5種狀態(tài)的作用周期也固定，為諧振周期一半的整數倍， 也可以使5種狀態(tài)的工作周期在升壓階段和穩(wěn)定階段選用不同的值，但都是諧振周期一半 的整數倍。5種狀態(tài)的開關導通方式為(1)諧振電流為正時，2正向諧振是導通開關管2和 8;諧振電流為負時，2正向諧振是導通開關管4和6。⑵諧振電流為正時，1正向諧振是導 通開關管28和8;諧振電流為負時，1正向諧振是導通開關管28和6。(3)諧振電流為正 時，自由諧振導通開關管2或8，導通開關管2與二極管16使得串聯諧振電路形成回路，導 通開關管8與二極管14使得串聯諧振電路形成回路；諧振電流為負時，自由諧振導通開關 管4或6，導通開關管4與二極管18使得串聯諧振電路形成回路，導通開關管6與二極管 12使得串聯諧振電路形成回路。(4)不管諧振電流是正或負，1反向諧振是導通開關管28， 諧振電流為正時，開關管28與二極管16使得串聯諧振電路向電容組36回饋電能；諧振電 流為負時，開關管28與二極管8使得串聯諧振電路向電容組38回饋電能。(5)不管諧振電 流是正或負，2反向諧振是關斷開關管2、4、6、8和28。當諧振電流是正時，二極管14和16 導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能；當諧振電流為負時，二極管12和18導通使 得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能。逆變器輸出狀態(tài)概括為正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振，直流母線給串 聯諧振電路和負載提供電能，負載電壓17會升高。直流母線電壓越高，輸出的功率越大，串 聯電路存儲的電能就越多，負載電壓17上升的幅度就越大；自由諧振，存儲在串聯諧振電 路的電能向負載供電，由于負載的消耗，負載電壓17必然會下降，只是下降幅度較??；反 向諧振，存儲在串聯諧振電路中的電能不僅向負載供電，還將電能回饋給直流母線，負載電 壓17必然下降，而且幅度較大。因此，如果直流母線電壓所提供的功率恰好等于負載的消 耗，那么負載電壓將無波動，保持不變。然后直流母線電壓不易頻繁改變，會造成整個高壓 直流電源的不穩(wěn)定，諧波大大增加，帶來更多的危害。因此，逆變器40輸出的脈沖電平越 多，負載電壓17的波動必然越小，采用9電平逆變器時，輸出電壓17的波動極小，可以滿 足對電能質量需求極高的設備，再繼續(xù)增加電平，效果不再明顯，反而增加硬件電路的復雜 度。直流母線電壓23、串聯諧振電路存儲的電能和輸出電壓17之間存在一定的對應 關系，決定5種狀態(tài)的選擇。可建立仿真模型，繪制給定電壓值與測量值17的差值與5種
7狀態(tài)在不同電容電壓32下的曲線，實施時采用比較法確定狀態(tài)輸出即可。逆變器40硬件 電路簡單，可輸出5電平，只是需要采集電容電壓32，輸出電壓17和分辨諧振電流34的過 零點，對信號采集電路要求較高，控制處理器的速度要夠快。但是由于算法和控制簡單，采 用中低端CPLD/FPGA都可以實現。圖1中的多級整流器20的各級整流器導通不一致，由于是高頻高壓整流，快速整 流二極管的導通和斷開會造成較大的電能損耗，影響了快速整流二極管的使用壽命，也影 響了電容組充電的均壓，使得輸出電壓17的質量和穩(wěn)定性降低。高頻變壓器44的次級采 用兩繞組，次級繞組與初級繞組的匝數比降低為變壓器26的一半，而變壓器44的升壓倍數 不變，總體繞組的匝數不變，因此所占體積相同。多級整流器60是根據本發(fā)明的一個實施 例，采用兩個兩級整流器串聯的形式，其中的各級整流器的輸出電流波形完全相同，很好地 實現了電容的均壓充電，而且快速整流二極管在電流為零時導通或關斷，因此未產生整流 開關損耗，進一步提高了高壓直流電源200的效率。如圖4所示，根據本發(fā)明的另一個實施例的高壓直流電源300的拓撲。其中，改變 了逆變器40的直流輸入電壓電路，不需要變壓器，直接采用高壓直流電源200拓撲中快速 不可控整流電路。電網的頻率較低，因此不可控整流電路70中可選用一般的整流二極管， 為了提高輸出直流電壓質量，電容組36和38的容量要足夠大，同時整流電路70也無開關 損耗。高頻變壓器26未作改變，采用單個四級整流器80，升壓倍數并未改變，四級整流器 80的結構無整流損耗，各整流器之間連接的電容器容量關系較為復雜，不易選擇。逆變器結 構及其控制方式相同，高壓直流電源300可實現高壓直流電源200的相同性能。如圖5所示，根據高壓直流電源200的升壓過程。逆變器40輸出的5種狀態(tài)作用 周期固定，通過5種狀態(tài)的切換改變輸出電壓17，若輸出電壓給定值直接設置為目標值， 這種離散的控制方式必然會導致升壓階段的超調。因此，輸出電壓給定值在升壓階段必須 逐漸升高，直到達到目標值。在限制電容電壓32和諧振電流34的條件下，設計了輸出電壓 給定值不斷升高的曲線。正向諧振使得輸出電壓升高，自由諧振使得輸出電壓較小降低，反 向諧振使得輸出電壓較大幅度降低，給定電壓計劃曲線正基于此點。在輸出電壓未達到目 標值的95%，給定電壓按照最快的速度上升，即2正向諧振使得輸出電壓升高的幅度。若電 容電壓32和諧振電流34超過限制值，接下來的狀態(tài)設置為自由諧振，盡量避免反向諧振狀 態(tài)。輸出電壓達到目標值的95%以后，若電容電壓32和諧振電流34超過限制值，接下來的 狀態(tài)設置為反向諧振，盡量避免2正向諧振，用1正向諧振使得輸出電壓較緩慢上升到目標 值。圖5中的曲線2即是輸出電壓上升的理想曲線，輸出電壓的實際上升曲線并沒有較好 地跟蹤理想曲線，是因為對電容電壓32和諧振電流34的限制，以避免過高的電壓或電流導 致逆變器40的開關管損耗。雖然已經在此圖解和說明了本發(fā)明的特定特征，但是本領域內的技術人員可以進 行許多修改和改變。因此，應當明白，所附的權利要求意欲涵蓋落入本發(fā)明的真實精神的所 有這些修改和改變。元件列表(2)開關器件(4)開關器件(6)開關器件
(8)開關器件(10)逆變器(11)三相交流電(12)快速二極管(13)單電平直流母線電壓(14)快速二極管(15)高壓高頻正弦電壓(16)快速二極管(17)高壓直流輸出電壓(18)快速二極管(20)有開關損耗的4級整流器(21)兩相交流電壓(22)諧振電容器(23)串聯電容組的雙直流母線電壓(24)諧振電感(25)雙高壓高頻正弦電壓(26)單次級繞組的高頻升壓變壓器(28)開關器件(30)三相可控晶閘管整流器(32)諧振電容電壓(34)諧振電流(36)電容組(38)電容組(40) 5電平逆變器(42)低頻雙次級繞組變壓器(44)高頻雙次級繞組變壓器
(46) 1級低頻不可控整流器(48) 1級低頻不可控整流器(50)低頻串聯1級不可控整流器(52)電容器(54)電容器(56)電容器(58)電容器(60)高頻串聯2級不可控整流器(62)電容器(64)電容器(66)電容器(68)電容器(70)低頻2級不可控整流器
(72)電容組(80)高頻4級不可控整流器。
權利要求
一種串聯諧振高壓電源(200)，包括不可控整流器(50)，該整流器(50)被配置來給逆變器(40)穩(wěn)定的輸入電壓(23)；逆變器(40)將輸入的穩(wěn)定直流電壓轉換為多種脈沖電平輸出，用來對串聯諧振的幅度進行調整；串聯諧振電路(90)由外加電容與變壓器的漏感組成，如果變壓器(44)的漏感不足，可外加電感(24)，將逆變器(40)輸出的脈沖電平轉換為正弦波形，以便于變壓器(44)升壓；不可控整流器(60)對高頻高壓正弦電壓整流，n級整流器的串聯作用可使輸出直流電壓升高n倍。
2.根據權利要求1的串聯諧振高壓電源(200)，其特征是，所述的不可控整流器(50) 是對電網電壓整流，包含的整流器數量由逆變器(40)的輸出電平數量決定，整流器(46， 48)以串聯連接，變壓器42的次級雙繞組保證各整流器中的電流、電壓相位相同，相應的二 極管同時導通，使得串聯電容組(36，38)均壓充電。
3.根據權利要求1的串聯諧振高壓電源(200)，其特征是，逆變器(40)增加了開關 管(28)，可形成多種導通方式，輸入直流電壓有兩種，根據開關管不同的導通方式，逆變器 (40)的輸出有5種狀態(tài)，分別稱為2正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和2反向 諧振。
4.根據權利要求3的串聯諧振高壓電源(200)，其特征是，逆變器(400)輸出狀態(tài)概括 為正向諧振、自由諧振和反向諧振，正向諧振是逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方 向相同，對諧振電流起到加強作用；自由諧振是逆變器輸出脈沖電壓為零，對諧振電流無影 響；反向諧振是逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相反，使得諧振電流減弱。
5.根據權利要求4所述的狀態(tài)原則，其特征是，同一狀態(tài)，諧振電流(34)的不同方向對 應不同的開關導通方式，逆變器(40)采用軟開關控制，在諧振電流(34)的過零點切換開關 管的狀態(tài)，以使得開關損耗為零。
6.根據權利要求3所述的逆變器(40)的5種狀態(tài)，其特征是，每種狀態(tài)的作用周期設 置為串聯諧振周期一半的整數倍。
7.根據權利要求1的串聯諧振高壓電源(200)，其特征是，電容器與電感的容量確定， 串聯諧振頻率和逆變器(40)的開關頻率也確定，且開關頻率與串聯諧振頻率始終保持相 同。
8.根據權利要求1的串聯諧振高壓電源(200)，其特征是，不可控整流器(60)的輸 出電壓提高的倍數由變壓器初、次級匝數比，次級繞組數量和每個次級繞組連接的整流器 級數決定，變壓器(44)每個次級繞組連接多級整流器，不同次級繞組連接的整流器之間串 聯，次級繞組連接的多級整流器增加電容器(54，62)，所流過的電流為零時，各整流器的相 應二極管同時導通，保證電容器(64)和電容器(68)均壓充電，且無整流損耗。
9.根據權利要求8中的不可控整流器(60)，其特征是，次級繞組連接的多級整流器中 的電容器應滿足如下關系電容器(54)與電容器(56)容量相同，電容器(62)與電容器 (66)容量相同。
10.根據權利要求1中的串聯諧振高壓電源(200)，其特征是，一種無超調且不影響快 速性的升壓方法，串聯諧振電路(90)中，電容電壓(32)與諧振電流(34)需進行限制，以 保護逆變器(40)和不可控整流器(60)中的開關管和二極管，在升壓階段，輸出電壓給定 值并不直接為目標值，而是逐漸升高，收斂于目標值，輸出電壓給定值上升至目標值的95%之前，輸出電壓給定值以2正向諧振狀態(tài)使得輸出電壓(17)升高的幅度上升，使之以最快 的速度升高，此時，若是查表判斷下一時刻為反向諧振狀態(tài)強制為自由諧振狀態(tài)，電容電壓 (32)與諧振電流(34)超過限定值，下一狀態(tài)也強制為自由諧振狀態(tài)，輸出電壓給定值達到 目標值的95%以后，輸出電壓給定值以1正向諧振狀態(tài)使得輸出電壓(17)升高的幅度上 升，快速收斂到目標值，判定為自由諧振狀態(tài)的情況強制為反向諧振，以保證整個電壓上升 過程輸出電壓無超調現象。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種高壓直流開關電源。一種高壓直流電源(200)包括不可控整流器(50)，其被配置對串聯電容組(36，38)的均壓充電，給逆變器(40)提供穩(wěn)定的輸入電壓；逆變器(40)增加開關管(28)，可輸出五種電平，且控制方法簡單；外加電容與變壓器漏感形成串聯諧振電路(90)，使得逆變器(40)可實現諧振軟開關控制，大大提高開關頻率且無開關損耗；不可控整流器(60)可實現快速均壓的無損耗整流。高壓直流電源(200)效率高，響應快，輸出電壓質量高、波動小。可用于精密的醫(yī)療影像診斷設備。
文檔編號H02M3/338GK101958655SQ20101029111
公開日2011年1月26日 申請日期2010年9月25日 優(yōu)先權日2010年9月25日
發(fā)明者劉闖 申請人:劉闖