專利名稱：一種反激式功率轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種開關(guān)模式的反激式功率轉(zhuǎn)換器，尤其涉及一種基于變壓器原邊采樣的反激式功率轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
反激式功率轉(zhuǎn)換器作為開關(guān)電源的一個重要組成部分，廣泛應(yīng)用于電池充電器、電源適配器等諸多領(lǐng)域。反激式功率轉(zhuǎn)換器通常包括脈沖寬度調(diào)制控制器、開關(guān) MOSFET (金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)、變壓器和反饋控制電路。其中該反饋控制電路的目的在于感應(yīng)變壓器次級輸出端的電壓或電流，并且通過隔離器件(例如光耦合器)將反饋信號輸送至脈沖寬度調(diào)制控制器，從而穩(wěn)定輸出電壓或電流。隨著社會的不斷發(fā)展，現(xiàn)有的反激式功率轉(zhuǎn)換器，越來越多的集中于體積更小、成本更低、效率更高等方面的研究。圖1為現(xiàn)有的反激式功率轉(zhuǎn)換器的電路原理圖。盡管這一結(jié)構(gòu)具有很高的輸出精度和動態(tài)調(diào)整率，但是較多的外部元件(尤其是光耦合器和穩(wěn)壓器)無形中占據(jù)較多的空間，而且也增加了制造成本。在現(xiàn)有技術(shù)中，在不消除光耦合器和次級反饋電路的情況下，很難降低反激式功率轉(zhuǎn)化器的尺寸和制造成本。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種反激式功率轉(zhuǎn)換器，在不設(shè)置光耦合器和反饋電路的情況下，依然能夠保證反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出精度，有效的簡化反激式功率轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明提供一種反激式功率轉(zhuǎn)換器，包括一變壓器、第一整流器D1、第二整流器D2、第一電容Cl、第二電容C2、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、 第四電阻R4、一開關(guān)晶體管、以及一用于提供控制信號以驅(qū)動所述開關(guān)晶體管的柵極的脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器，其中所述變壓器包括初級繞組、次級繞組和輔助繞組，所述初級繞組的一端接所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端Vin，所述初級繞組的另一端接所述開關(guān)晶體管的漏極，所述開關(guān)晶體管用于控制所述初級繞組上的電壓；所述次級繞組的一端接地，所述次級繞組的另一端接所述第二整流器D2的陽極；所述輔助繞組的一端接地，所述輔助繞組的另一端接第二電阻R2的一端；所述第一整流器Dl的陽極接所述輔助繞組，所述第一整流器Dl的陰極接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的電源輸入端VDD，所述第一電阻Rl的一端接所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端Vin，所述第一電阻Rl的另一端接所述電源輸入端VDD，所述第一電容Cl的一端接所述電源輸入端VDD，所述第一電容Cl的另一端接地；所述第二整流器D2的陰極接所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出端Vout，所述第二電容C2連接于所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出端Vout和地之間；
所述第二電阻R2的另一端與所述第三電阻R3的一端連接，所述第三電阻R3的另一端接地，所述第二電阻R2和第三電阻R3的公共端接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的反激電壓檢測輸入端INV ；所述開晶體管的柵極接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的輸出端GD，所述開關(guān)晶體管的源極和所述第四電阻R4的一端分別接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的電流檢測輸入端CS，所述第四電阻R4的另一端接地。優(yōu)選的，所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器包括采樣控制器，接所述反激電壓檢測輸入端INV，用于采樣所述次級繞組反射到輔助繞組上的電壓值；脈沖頻率調(diào)制控制器，與所述采樣控制器連接，用于利用所述采用控制器采樣到的電壓值生成所述開關(guān)晶體管的開關(guān)頻率；斷續(xù)傳導(dǎo)模式控制器，分別與所述采樣控制器和所述開關(guān)晶體管的柵極連接，用于通過采樣所述開關(guān)晶體管的導(dǎo)通時間和所述變壓器的去磁時間的總和，根據(jù)所述總和控制所述晶體管的開關(guān)周期，以防止所述反激式功率轉(zhuǎn)換器工作于連續(xù)傳導(dǎo)模式；誤差放大器，與所述采樣控制器連接，用于比較所述采樣控制器采樣得到的電壓值相對于基準(zhǔn)電壓值的誤差，并將所述誤差進(jìn)行放大處理后輸出；脈沖寬度調(diào)制比較器，與所述誤差放大器連接，用于將所述誤差放大器的輸出和所述第四電阻R4上的壓降進(jìn)行比較，生成脈沖寬度調(diào)制信號；邏輯控制器，與所述誤差放大器和所述脈沖頻率調(diào)制控制器連接，用于根據(jù)所述脈沖頻率調(diào)制控制器、所述斷續(xù)傳導(dǎo)模式控制器、所述脈沖寬度調(diào)制比較器和所述過流保護(hù)控制器的輸出信號，生成控制所述開關(guān)晶體管的控制信號，所述邏輯控制器的輸出接所述輸出端⑶。優(yōu)選的，所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器還包括電源控制模塊，接所述電源輸入端VDD，用于控制所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的供電。優(yōu)選的，所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器還包括過流保護(hù)控制器，所述過流保護(hù)控制器的一端接所述邏輯控制器，所述過流保護(hù)控制器的另一端接所述電流檢測輸入端CS，用于限制通過所述開關(guān)晶體管上的最大電流。優(yōu)選的，所述開關(guān)晶體管打開后，所述變壓器的初級繞組上的電流增加，在所述第四電阻R4上生成感應(yīng)電壓。優(yōu)選的，所述開關(guān)晶體管關(guān)閉后，所述次級繞組上的電壓反射至所述變壓器的初級繞組和輔助繞組上。優(yōu)選的，所述脈沖頻率調(diào)制控制器生成的開關(guān)頻率與所述采樣控制器采樣到的電壓值成正比。優(yōu)選的，所述斷續(xù)傳導(dǎo)模式控制器用于采樣所述開關(guān)晶體管的導(dǎo)通時間和所述變壓器的去磁時間，控制所述導(dǎo)通時間和所述去磁時間的總和小于一個開關(guān)晶體管的開關(guān)周期。優(yōu)選的，若所述反激式功率轉(zhuǎn)換器工作在脈沖寬度調(diào)制模式，當(dāng)采樣到得電壓大于所述基準(zhǔn)電壓時，減小所述開關(guān)晶體管的開關(guān)占空比；當(dāng)采樣得到的電壓小于所述基準(zhǔn)電壓時，增大所述開關(guān)晶體管的開關(guān)占空比。
由上述技術(shù)方案可知，本發(fā)明中的反激式功率轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)簡單，不需要設(shè)置光耦合器和反饋環(huán)路，減少了反激式功率轉(zhuǎn)換器的外部元件，從而簡化了反激式功率轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)設(shè)計，既縮短了設(shè)計周期，又節(jié)約了生產(chǎn)成本，同時采用特殊的采樣控制結(jié)構(gòu)使輸出電壓達(dá)到較高的精度。


圖1為現(xiàn)有的反激式功率轉(zhuǎn)換器的電路原理圖；圖2為本發(fā)明的實施例中反激式功率轉(zhuǎn)換器的電路原理圖；圖3為本發(fā)明的實施例中脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的電路原理圖；圖4為本發(fā)明的實施例中采樣控制器的電路原理圖；圖5為本發(fā)明的實施例中反激式功率轉(zhuǎn)換器INV輸入波形及采樣脈沖示意圖；圖6為脈沖頻率調(diào)制控制器的電路原理圖；圖7為邏輯控制器的電路原理圖。
具體實施例方式為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點表達(dá)得更加清楚明白，下面結(jié)合具體是實施例對本發(fā)明在做進(jìn)一步的詳細(xì)說明。首先，對本發(fā)明的專業(yè)術(shù)語進(jìn)行說明MOSFET =Metal Oxide Semiconductor FET，金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管；PWM =Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制；PFM =Pulse Frequency Modulation,脈沖頻率調(diào)制；DCM discontinuous Conduction Mode,斷續(xù)(非連續(xù))傳導(dǎo)模式；CCM :Continuous Conduction Mode，會賣#帛|^。如圖2所示，為本發(fā)明的實施例中反激式功率轉(zhuǎn)換器的電路原理圖，該反激式功率轉(zhuǎn)換器包括一變壓器、第一整流器D1、第二整流器D2、第一電容Cl、第二電容C2、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、一開關(guān)晶體管、以及一用于提供控制信號以驅(qū)動開關(guān)晶體管的柵極的PFM和PWM控制器(脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器)，其中上述變壓器包括初級繞組Lpri、次級繞組Lsec和輔助繞組Laux，上述每個繞組均具有兩個端口，初級繞組的一端接反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端Vin，初級繞組的另一端接開關(guān)晶體管的漏極，開關(guān)晶體管用于控制初級繞組上的電壓；次級繞組的一端接地，次級繞組的另一端接第二整流器D2的陽極；輔助繞組的一端接地，輔助繞組的另一端接第二電阻R2的一端；在本實施例中，上述開關(guān)晶體管可以是開關(guān)M0SFET。上述第一整流器Dl的陽極接輔助繞組，第一整流器Dl的陰極接PFM和PWM控制器的電源輸入端VDD，第一電阻Rl的一端接反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端Vin，第一電阻 Rl的另一端接PFM和PWM控制器的電源輸入端VDD，該第一電阻Rl為PFM和PWM控制器提供啟動時反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端Vin到PFM和PWM控制器的電源輸入端VDD的直流通路，當(dāng)PFM和PWM控制器啟動后，由輔助繞組通過第一整流器Dl為PFM和PWM控制器的電源輸入端VDD提供電源；上述第一電容Cl的一端接PFM和PWM控制器的電源輸入端VDD，第一電容Cl的另一端接地；上述第二整流器D2的陰極接反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出端Vout，第二電容C2連接于反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出端Vout和地之間；第二整理器D2、第二電容C2構(gòu)成反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出級，為負(fù)載提供直流電源。上述第二電阻R2的另一端與第三電阻R3的一端連接，第三電阻R3的另一端接地，第二電阻R2和第三電阻R3的公共端接PFM和PWM控制器的反激電壓檢測輸入端INV， 該第二電阻R2和第三電阻R3串聯(lián)于變壓器的輔助繞組與地之間，構(gòu)成反激式功率轉(zhuǎn)換器的反饋環(huán)路；上述開晶體管的柵極接PFM和PWM控制器的輸出端GD，開關(guān)晶體管的源極和第四電阻R4的一端分別接PFM和PWM控制器的電流檢測輸入端CS，該第四電阻R4的另一端接地，該第四電阻R4作為初級電流的采樣電阻，將其上面的電壓降輸入到PFM和PWM控制器的電流檢測輸入端CS。當(dāng)開關(guān)晶體管打開后，該初級繞組上的電流增加，且在該第四電阻 R4上生成感應(yīng)電壓。當(dāng)開關(guān)晶體管關(guān)閉后，次級繞組上的電壓反射至變壓器的初級繞組和輔助繞組上。由上述技術(shù)方案可知，本發(fā)明中的反激式功率轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)簡單，不需要設(shè)置光耦合器和反饋環(huán)路，從而減少了反激式功率轉(zhuǎn)換器的外部元件，簡化了反激式功率轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)設(shè)計，既縮短了設(shè)計周期，又節(jié)約了生產(chǎn)成本，同時采用特殊的采樣控制結(jié)構(gòu)使輸出電壓達(dá)到較高的精度。這樣，無論是對于設(shè)計者、生產(chǎn)者還是使用者來講，都是較為優(yōu)化的一種方案。如圖3所示，為本發(fā)明的實施例中脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的電路原理圖包括一電源控制模塊、一采樣控制器、一PFM控制器、一DCM控制器、一誤差放大器、一 PWM比較器、一過流保護(hù)控制器、一邏輯控制器，其中，上述電源控制模塊生成PFM和PWM控制器的電源，接該電源輸入端VDD，用于控制 PFM和PWM控制器的供電；上述采樣控制器，接反激電壓檢測輸入端INV，用于將輔助繞組上反射的次級輸出電壓進(jìn)行準(zhǔn)確的采樣，采樣控制器采樣到的電壓值通過PFM控制器生成晶體管的開關(guān)頻率；上述DCM控制器，分別與采樣控制器和開關(guān)晶體管的柵極連接，用于通過采樣開關(guān)晶體管的開關(guān)導(dǎo)通時間和變壓器去磁時間的總和，根據(jù)該總和控制該晶體管的開關(guān)周期，以防止反激式功率轉(zhuǎn)換器工作于CCM模式；上述誤差放大器，與采樣控制器連接，用于比較采樣控制器采樣到的電壓值相對于內(nèi)部的一基準(zhǔn)電壓值Vref的誤差，并將該誤差進(jìn)行放大處理后輸出；上述PWM比較器，與誤差放大器連接，用于將誤差放大器的輸出和第四電阻R4上的壓降進(jìn)行比較，生成脈沖寬度調(diào)制信號；上述過流保護(hù)控制器，該過流保護(hù)控制器的一端接邏輯控制器，該過流保護(hù)控制器的另一端接電流檢測輸入端CS，用于限制通過該開關(guān)晶體管上的最大電流，因此也可限制從變壓器的初級端輸送至功率轉(zhuǎn)換器輸出端的功率；上述邏輯控制器，用于根據(jù)PFM控制器、DCM控制器、PWM比較器和過流保護(hù)控制器的輸出信號，生成控制開關(guān)晶體管的控制信號，該邏輯控制器的輸出接輸出端GD。具體控制方式如圖7所示。上述邏輯控制器包含一 R-S觸發(fā)器，PFM控制器的輸出和DCM控制器的輸出接R-S 觸發(fā)器的S端，控制開關(guān)晶體管的開啟；PWM比較器和過流保護(hù)控制器的輸出接R-S觸發(fā)器的R端，控制開關(guān)晶體管的關(guān)斷。該邏輯控制器的輸出接GD，為開關(guān)晶體管的柵極提供驅(qū)動。如圖4所示，為本發(fā)明的實施例中采樣控制器的電路原理圖，該采樣控制器包括 一采樣時刻控制器、一開關(guān)K和一采樣保持電容CINV。結(jié)合圖5，在變壓器去磁結(jié)束時刻，采樣時刻控制器生成一個正脈沖，利用此正脈沖去控制圖4中的開關(guān)K。也即是說，在變壓器去磁結(jié)束時刻，將INV的信號采樣并保持在Cinv中，生成INV_S信號，然后利用INV_S信號去控制PFM控制器和誤差放大器。當(dāng)INV_S低于基準(zhǔn)電壓Vref時，誤差放大器的輸出恒為高電平，PWM比較器的輸出不控制開關(guān)晶體管的關(guān)斷，此時開關(guān)晶體管的關(guān)斷時刻由過流保護(hù)控制器決定。在這種工作模式下，反激式功率轉(zhuǎn)換器工作在PFM模式。圖5示出了 PFM和PWM控制器INV輸入端的波形和采樣脈沖。當(dāng)開關(guān)晶體管關(guān)斷以后，變壓器次級繞組上的電壓Vsk與變壓器輔助繞組上的電壓Vaux只有在變壓器去磁結(jié)束時刻才滿足以下關(guān)系
權(quán)利要求
1.一種反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，包括一變壓器、第一整流器(Dl)、第二整流器(D2)、第一電容(Cl)、第二電容(C2)、第一電阻(Rl)、第二電阻(R2)、第三電阻(R3)、第四電阻(R4)、一開關(guān)晶體管、以及一用于提供控制信號以驅(qū)動所述開關(guān)晶體管的柵極的脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器，其中所述變壓器包括初級繞組、次級繞組和輔助繞組，所述初級繞組的一端接所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端(Vin)，所述初級繞組的另一端接所述開關(guān)晶體管的漏極，所述開關(guān)晶體管用于控制所述初級繞組上的電壓；所述次級繞組的一端接地，所述次級繞組的另一端接所述第二整流器(D2)的陽極；所述輔助繞組的一端接地，所述輔助繞組的另一端接第二電阻(R2)的一端；所述第一整流器(Dl)的陽極接所述輔助繞組，所述第一整流器(Dl)的陰極接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的電源輸入端(VDD)，所述第一電阻(Rl)的一端接所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端(Vin)，所述第一電阻(Rl)的另一端接所述電源輸入端 (VDD)，所述第一電容(Cl)的一端接所述電源輸入端(VDD)，所述第一電容(Cl)的另一端接地；所述第二整流器(D2)的陰極接所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出端(Vout)，所述第二電容(C2)連接于所述反激式功率轉(zhuǎn)換器的輸出端(Vout)和地之間；所述第二電阻(R2)的另一端與所述第三電阻(R3)的一端連接，所述第三電阻(R3)的另一端接地，所述第二電阻(R2)和第三電阻(R3)的公共端接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的反激電壓檢測輸入端(INV)；所述開晶體管的柵極接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的輸出端(GD)，所述開關(guān)晶體管的源極和所述第四電阻(R4)的一端分別接所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的電流檢測輸入端(CS)，所述第四電阻(R4)的另一端接地。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器包括采樣控制器，接所述反激電壓檢測輸入端(INV)，用于采樣所述次級繞組反射到輔助繞組上的電壓值；脈沖頻率調(diào)制控制器，與所述采樣控制器連接，用于利用所述采用控制器采樣到的電壓值生成所述開關(guān)晶體管的開關(guān)頻率；斷續(xù)傳導(dǎo)模式控制器，分別與所述采樣控制器和所述開關(guān)晶體管的柵極連接，用于通過采樣所述開關(guān)晶體管的導(dǎo)通時間和所述變壓器的去磁時間的總和，根據(jù)所述總和控制所述晶體管的開關(guān)周期，以防止所述反激式功率轉(zhuǎn)換器工作于連續(xù)傳導(dǎo)模式；誤差放大器，與所述采樣控制器連接，用于比較所述采樣控制器采樣得到的電壓值相對于基準(zhǔn)電壓值的誤差，并將所述誤差進(jìn)行放大處理后輸出；脈沖寬度調(diào)制比較器，與所述誤差放大器連接，用于將所述誤差放大器的輸出和所述第四電阻(R4)上的壓降進(jìn)行比較，生成脈沖寬度調(diào)制信號；邏輯控制器，與所述誤差放大器和所述脈沖頻率調(diào)制控制器連接，用于根據(jù)所述脈沖頻率調(diào)制控制器、所述斷續(xù)傳導(dǎo)模式控制器、所述脈沖寬度調(diào)制比較器和所述過流保護(hù)控制器的輸出信號，生成控制所述開關(guān)晶體管的控制信號，所述邏輯控制器的輸出接所述輸出端(⑶)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器還包括電源控制模塊，接所述電源輸入端(VDD)，用于控制所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器的供電。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器還包括過流保護(hù)控制器，所述過流保護(hù)控制器的一端接所述邏輯控制器，所述過流保護(hù)控制器的另一端接所述電流檢測輸入端(CS)，用于限制通過所述開關(guān)晶體管上的最大電流。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述開關(guān)晶體管打開后，所述變壓器的初級繞組上的電流增加，在所述第四電阻(R4)上生成感應(yīng)電壓。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述開關(guān)晶體管關(guān)閉后，所述次級繞組上的電壓反射至所述變壓器的初級繞組和輔助繞組上。
7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述脈沖頻率調(diào)制控制器生成的開關(guān)頻率與所述采樣控制器采樣到的電壓值成正比。
8.根據(jù)權(quán)利要求2所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述斷續(xù)傳導(dǎo)模式控制器用于采樣所述開關(guān)晶體管的導(dǎo)通時間和所述變壓器的去磁時間，控制所述導(dǎo)通時間和所述去磁時間的總和小于一個開關(guān)晶體管的開關(guān)周期。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的反激式功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于，若所述反激式功率轉(zhuǎn)換器工作在脈沖寬度調(diào)制模式，當(dāng)采樣到得電壓大于所述基準(zhǔn)電壓時，減小所述開關(guān)晶體管的開關(guān)占空比；當(dāng)采樣得到的電壓小于所述基準(zhǔn)電壓時，增大所述開關(guān)晶體管的開關(guān)占空比。
全文摘要
本發(fā)明提供一種反激式功率轉(zhuǎn)換器，包括一變壓器、第一整流器、第二整流器、第一電容、第二電容、第一電阻、第二電阻、第三電阻、第四電阻、一開關(guān)晶體管、以及一用于提供控制信號以驅(qū)動所述開關(guān)晶體管柵極的脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制控制器，其中變壓器包括初級繞組、次級繞組和輔助繞組，初級繞組的一端接反激式功率轉(zhuǎn)換器的電源輸入端，初級繞組的另一端接開關(guān)晶體管的漏極，開關(guān)晶體管用于控制初級繞組上的電壓；次級繞組的一端接地，次級繞組的另一端接第二整流器的陽極；輔助繞組的一端接地，輔助繞組的另一端接第二電阻的一端，從而能夠有效簡化反激式功率轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。
文檔編號H02M7/217GK102201751SQ20101014460
公開日2011年9月28日 申請日期2010年3月23日 優(yōu)先權(quán)日2010年3月23日
發(fā)明者夏云凱, 雷晗 申請人:西安民展微電子有限公司