專利名稱：一種新型ac-dc-ac變換器及其控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及能量傳輸與控制領域，具體地說是一種新型AC-DC-AC變換器及其控 制方法。
背景技術：
非接觸電能傳輸(CPT)技術是一種新型電能傳輸模式，它綜合應用電力電子技 術、磁場耦合技術和現(xiàn)代控制理論等，通過初級回路和次級回路線圈間的磁場耦合實現(xiàn)電 能從電源系統(tǒng)以非電氣直接接觸的方式向一個或多個用電設備(包括可移動用電設備)傳 輸電能。在多負載模式下，為了去除或者減小負載間的耦合特性，將CPT系統(tǒng)初級諧振電 流調制為恒頻恒幅的高頻交流電是一個有效的措施，也是CPT系統(tǒng)的一個研究重點。如圖1所示，傳統(tǒng)AC-DC-AC變換器(即交流-直流-交流變換器)的CPT系統(tǒng)的 初、次級回路均是通過DC/DC環(huán)節(jié)實現(xiàn)對傳輸功率的調節(jié)，而現(xiàn)有這種結構存在以下缺點(1)DC/DC變換器前后的濾波電容，體積大、價格高、壽命有限，隨著功率的增加，電 容體積也相應增加。(2)當系統(tǒng)功率較大時，整流后的濾波電容還需增加軟啟動電路以減小沖擊電流， 增加了系統(tǒng)的體積、成本和控制難度。(3)在輸入電壓大范圍波動時，難以實現(xiàn)諧振電流的恒幅控制，系統(tǒng)的穩(wěn)定性較差。
發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種新型AC-DC-AC變換器及其控制方法，針對傳統(tǒng)CPT系統(tǒng) 主電路拓撲及其控制方式兩方面進行了改進，本發(fā)明所述的一種新型AC-DC-AC變換器的 主電路中去掉了傳統(tǒng)拓撲中的直流濾波電容和軟啟動電路，消除了電路啟動過程的沖擊電 流，減小了系統(tǒng)的體積和成本。為了擴寬輸入電壓的適應范圍，系統(tǒng)分別定義了兩種不同的 工作模式，即Buck模式和Boost模式。通過工作模式的切換使得系統(tǒng)輸入電壓大范圍變化 時能實現(xiàn)諧振電流恒幅控制，整個電路結構簡單，控制方便，成本也比較低廉，系統(tǒng)的穩(wěn)定 性也比較高。為達到上述目的，本發(fā)明提供一種新型AC-DC-AC變換器，包括工頻電源、整流電 路、逆變電路以及諧振電路，其中逆變電路為第一開關管、第二開關管、第三開關管以及第 四開關管組成的橋式逆變電路，其特征在于所述整流電路的高電平輸出端與第五開關管的輸入端連接，該第五開關管的輸出 端與串聯(lián)電感的一端連接，該串聯(lián)電感的另一端與所述橋式逆變電路的高電平輸入端相 連，所述整流電路的低電平輸出端直接與橋式逆變電路的低電平輸入端連接，所述第五開 關管的輸出端還與第五二極管的陰極連接，該第五二極管的陽極連接在所述整流電路的低 電平輸出端上；
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所述橋式逆變電路的兩個輸出端之間串接所述諧振電路；所述第一開關管、第二開關管、第三開關管、第四開關管以及第五開關管的驅動端 均與開關驅動控制電路連接。在輸入電壓較高的情況下，所述新型AC-DC-AC變換器工作于Buck模式，由第五開 關管、第五二極管和串聯(lián)電感構成Buck環(huán)節(jié)，所述橋式逆變電路的開關管在諧振電容兩端 電壓過零點切換。在輸入電壓較低的情況下，第五開關管直通，串聯(lián)電感和橋式逆變電路的一個橋 臂構成Boost環(huán)節(jié)，這時所述新型AC-DC-AC變換器工作在Boost模式。該新型AC-DC-AC變換器中的開關驅動控制電路控制各個開關管的通斷狀態(tài)，使 得系統(tǒng)能夠在Buck模式和Boost模式之間切換以及兩種工作模式下占空比的控制，可實 現(xiàn)系統(tǒng)輸入電壓大范圍變化時能維持輸出的穩(wěn)定，通過對諧振電感上的諧振電流幅值的控 制，從而實現(xiàn)對系統(tǒng)傳輸功率的靈活調節(jié)。所述開關驅動控制電路設置有控制器、電源電壓采樣模塊、電容電壓采樣模塊、電 感電流采樣模塊，其中所述電源電壓采樣模塊的輸出端連接在控制器的第一輸入端上，用于采集工頻電 源的電壓值；所述電容電壓采樣模塊的輸出端與第一過零檢測模塊的輸入端相連，該第一過零 檢測模塊的輸出端連接在控制器的第二輸入端上；通過電容電壓采樣模塊采集諧振電容兩端的電壓值，通過第一過零檢測模塊后控 制器可以記錄諧振電容電壓的過零時刻，便于確定諧振電路的諧振周期以及控制橋式逆變 電路中的開關管的切換時間。所述電感電流采樣模塊的輸出端與微分運算模塊的輸入端連接，該微分運算模塊 的輸出端連接在第二過零檢測模塊的輸入端上，該第二過零檢測模塊的輸出端與控制器的 第三輸入端連接；所述電感電流采樣模塊的輸出端還直接連接在所述控制器的第四輸入端上；通過電感電流采樣模塊對諧振電感上的諧振電流值進行采樣，采樣所得的諧振電 流經過微分運算以及過零檢測后，控制器便可以獲得諧振電流的峰值時刻，此時控制器通 過第四輸入端讀取電感電流采樣模塊所采集的諧振電流值即為諧振電流峰值。所述控制器的第五輸入端上還連接有標準參考電流給定信號，通過標準參考電流 與諧振電流值比較判斷，便于確定系統(tǒng)的工作模式以及占空比。所述控制器的輸出端連接有開關信號驅動模塊，該開關信號驅動模塊設置有驅動 信號輸出端口組，該驅動信號輸出端口組分別與所述第一開關管、第二開關管、第三開關 管、第四開關管以及第五開關管的驅動端連接?？刂破鳙@取系統(tǒng)工作時的各個參數(shù)，確定系統(tǒng)的工作模式和占空比，通過控制器 控制開關信號驅動模塊，通過開關信號驅動模塊控制各個開關管的通斷狀態(tài)，最終實現(xiàn)系 統(tǒng)工作模式的切換和占空比的控制。所述諧振電路為諧振電容、諧振電感以及等效電阻組成的并聯(lián)諧振電路，其中，諧 振電容的一端連接在所述橋式逆變電路的第一輸出端上，諧振電容的另一端連接在所述橋 式逆變電路的第二輸出端上。
所述第一開關管、第二開關管、第三開關管、第四開關管以及第五開關管都為N溝 道場效應管，該N溝道場效應管的漏極為輸入端，源極為輸出端，柵極為驅動端，在漏極與 源極之間還串接了保護二極管，該保護二極管的陽極與源極連接，陰極與漏極連接。開關管 也可以根據應用環(huán)境的具體要求選擇其他的類型。所述橋式逆變電路中還設置有第六二極管和第七二極管，其中第六二極管的陽極 連接在第一開關管的輸入端上，第六二極管的陰極連接在第二開關管的輸入端上，第七二 極管的陽極連接在第四開關管的輸出端上，第七二極管的陰極連接在第三開關管的輸出端 上。為了增加開關管的安全性，防止開關管因為反向高壓而被擊穿，因此在開關管的 輸入端和輸出端之間設置有旁通保護二極管，但是當系統(tǒng)工作在Boost模式時，由于同一 橋臂出現(xiàn)直通現(xiàn)象，因此諧振電路中的電流將會通過保護二極管以及直通開關管反饋到諧 振電路中，從而出現(xiàn)電流的串擾現(xiàn)象，為了防止電流的串擾，因此電路中設置了第六二極管 以及第七二極管。本發(fā)明還提出了一種新型AC-DC-AC變換器的控制方法，其關鍵在于按照以下步 驟進行步驟A 預置系統(tǒng)參數(shù)在控制器內設置工作模式符€、占空比d、占空比變化值Ad、占空比限定值d_;其中工作模式符\等于0或1，占空比J = @ ；當工作模式符€ = 0時，系統(tǒng)工作在Buck模式，Ton為第五開關管的導通時間；當工作模式符I = 1時，系統(tǒng)工作在Boost模式，Ton為橋式逆變電路中同一橋 臂的直通時間；T為諧振電路的諧振周期；所述占空比變化值A d根據系統(tǒng)的諧振電路信號靈敏度確定，占空比限定值dmax 根據系統(tǒng)的總諧波含量確定，具體參數(shù)值的確定由設計人員根據實驗所得的經驗值在控制 器內事先設定。步驟B 判定起始工作模式及其占空比控制器從電源電壓采樣模塊獲取工頻電源電壓值Vac、從電容電壓采樣模塊獲取 諧振周期T，從電感電流采樣模塊獲取諧振電流峰值| ；控制器預置工作模式符I =0，控制器按照 得出占空比d，其中為采樣所得的工頻電源電壓值Vac，Zr為CPT系統(tǒng)
次級回路在初級回路的等效反射阻抗，如果占空比d的值小于1，則系統(tǒng)的起始工作模式符 I =0，占空比d為上述計算出的值；如果根據上式計算出的占空比d的值大于或等于1，則將工作模式符I的值設置 為1，控制器按照 再次計算占空比d，最終確定出系統(tǒng)的起始工作模式和占空比；步驟C 系統(tǒng)參數(shù)的控制控制器對獲取的諧振電流的峰值$和第五輸入端輸入的標準參考電流峰值 進行判斷；當所述諧振電流的峰值&大于或等于標準參考電流峰值 時，則進入步驟D ；否則進入步驟E;步驟D時，判斷工作模式符I是否等于1當工作模式符I等于1時，則進入步驟D1 ；否則進入步驟D2;步驟D1:工作模式符I等于1時，判斷占空比d是否小于或等于0當占空比d大于0時，則設置d = d- A d，返回步驟C ；否則，設置€ = 0，d = 1，返回步驟C ；步驟D2:工作模式符I等于0時，判斷占空比d是否小于或等于0當d小于或等于0時，則設置d = 0，返回步驟C ；否貝丨J，設置d = d-Ad，返回步驟C;步驟E :ip < 時，判斷工作模式符I是否等于1當工作模式符I等于1時，則進入步驟E1 ；否則進入步驟E2;步驟E1:工作模式符I等于1時，判斷占空比d是否大于或等于dmax當d大于或等于dmax時，則設置d = d_，返回步驟C ；否貝丨J，設置d = d+Ad，返回步驟C;步驟E2:工作模式符I等于0時，判斷占空比d是否大于或等于1當d大于或等于1時，則設置€ = 1，d = 0，返回步驟C ；否則，設置d = d+Ad，返回步驟C。所述電容電壓采樣模塊對諧振電容兩端的電壓進行采樣，采樣所得的諧振電壓 Vcp通過第一過零檢測模塊后傳送到控制器中，控制器根據記錄諧振電壓的過零時刻確定 諧振電路的諧振周期T。所述電感電流采樣模塊對諧振電感上的電流進行采樣，采樣所得的諧振電流Ip 經過微分運算模塊后傳輸?shù)降诙^零檢測模塊中，該第二過零檢測模塊輸出的信號傳輸?shù)?控制器內，用于記錄諧振電流IP的峰值時刻，此時控制器直接讀取第四輸入端輸入的諧振
電流IP，獲取諧振電流的峰值$?？刂破魍ㄟ^對諧振電流峰值$與標準參考電流峰值的比較判斷來實時控制 系統(tǒng)的工作模式和占空比，當諧振電流的峰值&大于或等于標準參考電流峰值時，如果工作模式符I等于1，即系統(tǒng)工作在Boost模式，則控制器逐步減小系統(tǒng)占空比d，設置 d = d-Ad縮短橋式逆變電路同一橋臂的直通時間，從而縮短串聯(lián)電感的儲能時間，降低串 聯(lián)電感的蓄能效果，使得諧振電流IP逐漸減??；當系統(tǒng)占空比d減小至0后，如果諧振電流的峰值$還大于或等于標準參考電流
峰值則控制器控制系統(tǒng)工作在Buck模式，即設置工作模式符I等于0，并使占空比 d= 1，即保持第五開關管全通；如果系統(tǒng)工作狀態(tài)I等于0時，諧振電流的峰值&還大于或等于標準參考電流峰
值??？⑶/，則繼續(xù)減小系統(tǒng)占空比，設置d = d-Ad縮短第五開關管的開通時間，當?shù)谖彘_關 管斷開時，減小了工頻電源向諧振電路中注入的能量，串聯(lián)電感通過第五二極管續(xù)流向逆 變諧振網絡釋放能量，從而達到一定的降壓效果，如果諧振電流的峰值&仍大于或等于標
準參考電流峰值，則繼續(xù)減小系統(tǒng)占空比，直至占空比d等于0，即第五開關管完全處 于斷開狀態(tài)，使得系統(tǒng)處于無能量注入狀態(tài)，從而減小諧振電流。當諧振電流的峰值$小于標準參考電流峰值■時，如果工作模式符I等于1，
即系統(tǒng)工作在Boost模式，則逐步增加系統(tǒng)占空比，設置d = d+A d增加橋式逆變電路同一 橋臂的直通時間，從而延長串聯(lián)電感的儲能時間，提升串聯(lián)電感的蓄能效果，使得諧振電流 Ip逐漸增大；如果諧振電流的峰值$還小于標準參考電流峰值|^e/，則繼續(xù)增大系統(tǒng)占空比，
直至占空比d增大到大于或等于d_時，最終設置d = d_，此時橋式逆變電路同一橋臂的 直通時間Ton最大，該時間為諧振電路的最大諧波失真時的占空比，如果繼續(xù)增大，則系統(tǒng) 失真度將不能接受。當諧振電流的峰值$小于標準參考電流峰值時，系統(tǒng)工作在Buck模式，即系
統(tǒng)工作模式符I等于0，控制器則逐步增加系統(tǒng)占空比，設置d = d+Ad增加第五開關管的 直通時間，從而增加了工頻電源向逆變諧振網絡中注入的能量；當占空比d增大到大于或等于1時，如果諧振電流的峰值$還小于標準參考電流 峰值，則控制器控制系統(tǒng)轉變?yōu)锽oost模式，即設置工作模式符I = 1并使占空比d
=0，控制器繼續(xù)對諧振電流的峰值&與標準參考電流峰值|^<進行判斷比較。本發(fā)明的顯著效果是通過反復采樣和比較，控制器完成了系統(tǒng)工作模式的變化 和占空比的調整，最終使得控制器將系統(tǒng)控制在一個動態(tài)的平衡點上，不但消除了電路啟 動過程的沖擊電流，而且在系統(tǒng)輸入電壓大范圍變化時維持了輸出的穩(wěn)定，整個電路結構 簡單，控制方便，成本也比較低廉，系統(tǒng)的穩(wěn)定性也較高。
圖1為傳統(tǒng)CPT系統(tǒng)原理框圖；圖2為本發(fā)明的主電路原理9
圖3為本發(fā)明工作在Buck模式時的等效電路圖；圖4為本發(fā)明工作在Boost模式時的等效電路圖；圖5為本發(fā)明的開關驅動控制電路原理框圖；圖6為本發(fā)明系統(tǒng)控制流程圖；圖7為具體實施例中的波形圖。
具體實施例方式下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明作進一步詳細說明。如圖2所示，一種新型AC-DC-AC變換器，包括工頻電源、整流電路、逆變電路以及 諧振電路，其中，所述整流電路為第一二極管D1、第二二極管D2、第三二極管D3以及第四二 極管D4組成的橋式整流電路，所述逆變電路為第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管 S3以及第四開關管S4組成的橋式逆變電路，所述諧振電路為諧振電容Cp、諧振電感Lp以 及等效電阻Rp組成的并聯(lián)諧振電路；所述橋式整流電路的第一輸出端與第五開關管S5的輸入端連接，該第五開關管 S5的輸出端與串聯(lián)電感Ld的一端連接，該串聯(lián)電感Ld的另一端與所述橋式逆變電路的第 一輸入端相連，所述橋式整流電路的第二輸出端直接與所述橋式逆變電路的第二輸入端連 接，所述第五開關管S5的輸出端還與第五二極管D5的陰極連接，該第五二極管D5的陽極 連接在所述橋式整流電路的第二輸出端上；所述橋式逆變電路的第一輸出端與諧振電容Cp的一端連接，該橋式逆變電路的 第二輸出端與諧振電容Cp的另一端連接；所述第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4以及第五開關 管S5的驅動端均與開關驅動控制電路連接。如圖3所示，在輸入電壓較高的情況下，所述新型AC-DC-AC變換器工作于Buck模 式，由第五開關管S5、第五二極管D5和串聯(lián)電感Ld構成Buck環(huán)節(jié)；如圖3a所示，當?shù)谖彘_關管S5直通時，工頻電源經橋式整流電路后向串聯(lián)電感Ld 和逆變諧振網絡注入能量；如圖3b所示，當?shù)谖彘_關管S5斷開時，串聯(lián)電感Ld通過第五二極管D5續(xù)流向逆 變諧振網絡釋放能量；所述橋式逆變電路的開關管在諧振電容Cp兩端電壓過零點切換，即使輸入工頻 電源電壓較高，但是由于第五開關管S5斷開一定時間，使得注入逆變網絡的能量相對較 小，從而達到一定的降壓效果。如圖4所示，在輸入電壓較低的情況下，第五開關管S5直通，串聯(lián)電感Ld和橋式 逆變電路的一個橋臂構成Boost環(huán)節(jié)；如圖4a所示，所述新型AC-DC-AC變換器工作在Boost模式，橋式逆變電路中的第 一開關管S1和第三開關管S3處于直通狀態(tài)，工頻電源向串聯(lián)電感Ld注入能量；如圖4b所示，工頻電源和串聯(lián)電感Ld同時向逆變諧振網絡注入能量，此時橋式逆 變電路中的開關管在諧振電容Cp兩端電壓過零點切換，雖然輸入工頻電源電壓偏低，但是 由于串聯(lián)電感Ld具有儲能效果，當工頻電源與串聯(lián)電感Ld上的能量同時注入到逆變諧振 網絡中時，逆變諧振網絡所獲得的能量相對增加，從而達到一定的升壓效果。
所述新型AC-DC-AC變換器中的開關驅動控制電路控制各個開關管的通斷狀態(tài)， 使得系統(tǒng)能夠在Buck模式和Boost模式之間切換以及兩種工作模式下占空比的控制，可實 現(xiàn)對諧振電感Lp上的諧振電流幅值的控制，從而實現(xiàn)對系統(tǒng)傳輸功率的靈活調節(jié)。如圖5所示，所述開關驅動控制電路設置有控制器1、電源電壓采樣模塊2、電容電 壓采樣模塊3、電感電流采樣模塊4，其中所述電源電壓采樣模塊2的輸出端連接在控制器1的第一輸入端上；所述電容電壓采樣模塊3的輸出端與第一過零檢測模塊5的輸入端相連，該第一 過零檢測模塊5的輸出端連接在控制器1的第二輸入端上；所述電感電流采樣模塊4與微分運算模塊6的輸入端連接，該微分運算模塊6的 輸出端連接在第二過零檢測模塊7的輸入端上，該第二過零檢測模塊7的輸出端與控制器 1的第三輸入端連接；所述電感電流采樣模塊4的輸出端還直接連接在所述控制器1的第四輸入端上；所述控制器1的第五輸入端上還連接有標準參考電流給定信號Ipref ；所述控制器1的輸出端連接有開關信號驅動模塊8，該開關信號驅動模塊8設置有 驅動信號輸出端口組，該驅動信號輸出端口組分別與所述第一開關管S1、第二開關管S2、 第三開關管S3、第四開關管S4以及第五開關管S5的驅動端連接。所述第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4以及第五開關 管S5都為N溝道場效應管，該N溝道場效應管的漏極為開關管的輸入端，源極為開關管的 輸出端，柵極為開關管的驅動端，在開關管的輸入端與輸出端之間還串接有保護二極管，該 保護二極管的陽極與開關管的輸出端連接，陰極與開關管的輸入端連接。所述橋式逆變電路中還設置有第六二極管D6和第七二極管D7，其中第六二極管 D6的陽極連接在第一開關管S1的輸入端上，第六二極管D6的陰極連接在第二開關管S2的 輸入端上，第七二極管D7的陽極連接在第四開關管S4的輸出端上，第七二極管D7的陰極 連接在第三開關管S3的輸出端上。如圖6所示，一種新型AC-DC-AC變換器的具體控制方法，按照以下步驟進行步驟A 預置系統(tǒng)參數(shù)在控制器1內設置工作模式符€、占空比d、占空比變化值Ad、占空比限定值
d
^max ‘其中工作模式符\等于0或1，占空比d =當工作模式符€ = 0時，Ton為第五開關管S5的導通時間；當工作模式符€ = 1時，Ton為橋式逆變電路中同一橋臂的直通時間；T為諧振電路的諧振周期；步驟B 判定起始工作模式及其占空比控制器1從電源電壓采樣模塊2獲取工頻電源電壓值Vac、從電容電壓采樣模塊3 獲取諧振周期T，從電感電流采樣模塊4獲取諧振電流峰值& ；控制器1預置工作模式符I = 0，控制器1按照
得出占空比d，其中fa, 纟為采樣所得的工頻電源電壓值Vac，&為CPT系統(tǒng)次
級回路在初級回路的等效反射阻抗，如果占空比d的值小于1，則系統(tǒng)的起始工作模式符I =0，占空比d為上述計算出的值；如果根據上式計算出的占空比d的值大于或等于1，則將工作模式符I的值設置 為1，控制器1按照 再次計算占空比d，最終確定出系統(tǒng)的起始工作模式和占空比；步驟C 系統(tǒng)參數(shù)的控制控制器1對獲取的諧振電流的峰值和第五輸入端輸入的標準參考電流峰值 進行判斷；當所述諧振電流的峰值$大于或等于標準參考電流峰值l^e/時，則進入步驟D;否則進入步驟E;步驟D時，判斷工作模式符I是否等于1當工作模式符I等于1時，則進入步驟D1 ；否則進入步驟D2;步驟D1:工作模式符I等于1時，判斷占空比d是否小于或等于0當占空比d大于0時，則設置d = d-Ad，返回步驟C ；否則，設置€ = 0，d = 1，返回步驟C ；步驟D2:工作模式符I等于0時，判斷占空比d是否小于或等于0當d小于或等于0時，則設置d = 0，返回步驟C ；否貝1J，設置d = d-Ad，返回步驟C;步驟E vicl^ey時，判斷工作模式符I是否等于1當工作模式符I等于1時，則進入步驟E1 ；否則進入步驟E2;步驟E1:工作模式符I等于1時，判斷占空比d是否大于或等于dmax當d大于或等于dmax時，則設置d = d_，返回步驟C ；否貝丨J，設置d = d+Ad，返回步驟C;步驟E2:工作模式符I等于0時，判斷占空比d是否大于或等于1當d大于或等于1時，則設置€ = l，d = 0，返回步驟C;否則，設置d = d+Ad，返回步驟C。所述電容電壓采樣模塊3對諧振電容Cp兩端的電壓進行采樣，采樣所得的諧振電 壓Vcp通過第一過零檢測模塊5后傳送到控制器1中，控制器1根據記錄諧振電壓Vcp的 !P =
dn
12過零時刻從而確定諧振電路的諧振周期T。所述電感電流采樣模塊4對諧振電感Lp上的電流進行采樣，采樣所得的諧振電流 Ip經過微分運算模塊6后傳輸?shù)降诙^零檢測模塊7中，該第二過零檢測模塊7輸出的信 號傳輸?shù)娇刂破?內，用于記錄諧振電流Ip的峰值時刻，此時控制器1直接讀取第四輸入
端輸入的諧振電流IP從而獲取諧振電流的峰值$。如圖7所示，在具體實施過程中，所述工頻電源電壓Vac選取110V，串聯(lián)電感Ld取 值為500 u H，諧振電感Lp取值為31. 6uH,諧振電容Cp取值為2 u F，等效電阻Rp取值為 0. 1 Q，設置占空比變化值Ad為0. 01，占空比限定值d_ = 0. 4，按照以上控制方法，通過 實驗測試觀測可得系統(tǒng)工作模式以及占空比變化曲線以及諧振電流波形圖，由圖可知，在 輸入的工頻電源電壓Vac經過橋式整流電路后負半周反向，當電源電壓Vac為50V時，注入 逆變諧振網絡中的能量使得諧振電路中的諧振電流值Ip為20A，在工頻電源電壓Vac的交 變過程中，控制器1對系統(tǒng)的工作模式以及占空比進行變換與調整，工作模式的切換點為 工頻電源電壓Vac絕對值等于50V的時候，工頻電源為連續(xù)性的周期正弦信號，使得系統(tǒng)的 工作模式和占空比也成周期性的變化，最終使得輸出諧振電流IP的幅值基本保持不變。本發(fā)明的工作原理是控制器1通過對諧振電流峰值$與標準參考電流峰值的比較判斷來實時控
制系統(tǒng)的工作模式和占空比，當諧振電流的峰值$大于或等于標準參考電流峰值$ /時，
如果工作模式符I等于1，即系統(tǒng)工作在Boost模式，則控制器1逐步減小系統(tǒng)占空比d，設 置d = d-Ad縮短橋式逆變電路同一橋臂的直通時間，從而縮短串聯(lián)電感Ld的儲能時間， 降低串聯(lián)電感Ld的蓄能效果，使得諧振電流Ip逐漸減小；當系統(tǒng)占空比d減小至0后，如果諧振電流的峰值&還大于或等于標準參考電流
峰值則控制器1控制系統(tǒng)工作在Buck模式，即設置工作模式符I等于0，并使占空 比d = 1，即保持第五開關管S5全通；如果系統(tǒng)工作狀態(tài)I等于0時，諧振電流的峰值$還大于或等于標準參考電流峰
值$a/，則繼續(xù)減小系統(tǒng)占空比，設置d = d-Ad縮短第五開關管S5的開通時間，減小了 工頻電源向逆變諧振電路中注入的能量，從而達到一定的降壓效果。如果諧振電流的峰值 |仍大于或等于標準參考電流峰值，則繼續(xù)減小系統(tǒng)占空比，直至占空比d等于0，即 第五開關管S5完全處于斷開狀態(tài)。當諧振電流的峰值&小于標準參考電流峰值時，如果工作模式符I等于1，
即系統(tǒng)工作在Boost模式，則逐步增加系統(tǒng)占空比，設置d = d+A d增加橋式逆變電路同一 橋臂的直通時間，從而延長串聯(lián)電感Ld的儲能時間，提升串聯(lián)電感Ld的蓄能效果，使得諧 振電流Ip逐漸增大；如果諧振電流的峰值$還小于標準參考電流峰值，則繼續(xù)增大系統(tǒng)占空比，
直至占空比d增大到大于或等于d_時，最終設置d = d_，此時橋式逆變電路同一橋臂的 直通時間Ton最大，該時間為諧振電路的最大諧波失真時的占空比，如果繼續(xù)增大，則系統(tǒng)失真度將不能接受。當諧振電流的峰值$小于標準參考電流峰值時，系統(tǒng)工作在Buck模式，即系
統(tǒng)工作模式符I等于0，控制器1則逐步增加系統(tǒng)占空比，設置d = d+Ad增加第五開關管 S5的直通時間，從而增加了工頻電源向逆變諧振網絡中注入的能量；當占空比d增大到大于或等于1時，如果諧振電流的峰值$還小于標準參考電流
峰值l^e/，則控制器1控制系統(tǒng)轉變?yōu)锽oost模式，即設置工作模式符I = 1并使占空比
d = 0，控制器1繼續(xù)對諧振電流的峰值|與標準參考電流峰值 進行判斷比較。通過反復的采樣和比較，控制器1控制系統(tǒng)的工作模式和占空比，當?shù)谖彘_關管 S5直通時，工頻電源經橋式整流電路整流后向串聯(lián)電感Ld和逆變諧振網絡注入電能，當?shù)?五開關管S5斷開時，串聯(lián)電感Ld通過第五二極管D5續(xù)流向逆變諧振網絡釋放能量，所述 橋式逆變電路的開關管在諧振電容Cp兩端電壓過零點切換，即使輸入工頻電源電壓較高， 但是由于第五開關管S5斷開了一段時間，使得注入逆變諧振網絡的能量相對較小，從而達 到一定的降壓效果。在輸入電壓較低的情況下，橋式逆變電路中的第一開關管S1和第三開關管S3處 于直通狀態(tài)，工頻電源向串聯(lián)電感Ld注入能量，當橋式逆變電路中的開關管在諧振電容Cp 兩端電壓過零點切換時，雖然輸入工頻電源電壓偏低，但是由于串聯(lián)電感Ld的蓄能效果， 當工頻電源與串聯(lián)電感Ld上的能量同時注入到逆變諧振網絡中時，逆變諧振網絡所獲得 的能量相對增加，從而達到一定的升壓效果。
權利要求
一種新型AC-DC-AC變換器，包括工頻電源、整流電路、逆變電路以及諧振電路，其中逆變電路為第一開關管(S1)、第二開關管(S2)、第三開關管(S3)以及第四開關管(S4)組成的橋式逆變電路，其特征在于所述整流電路的高電平輸出端與第五開關管(S5)的輸入端連接，該第五開關管(S5)的輸出端與串聯(lián)電感(Ld)的一端連接，該串聯(lián)電感(Ld)的另一端與所述橋式逆變電路的高電平輸入端相連，所述整流電路的低電平輸出端直接與橋式逆變電路的低電平輸入端連接，所述第五開關管(S5)的輸出端還與第五二極管(D5)的陰極連接，該第五二極管(D5)的陽極連接在所述整流電路的低電平輸出端上；所述橋式逆變電路的兩個輸出端之間串接所述諧振電路；所述第一開關管(S1)、第二開關管(S2)、第三開關管(S3)、第四開關管(S4)以及第五開關管(S5)的驅動端均與開關驅動控制電路連接。
2.根據權利要求1所述的一種新型AC-DC-AC變換器，其特征在于所述開關驅動控制 電路設置有控制器(1)、電源電壓采樣模塊(2)、電容電壓采樣模塊(3)、電感電流采樣模塊 (4)，其中所述電源電壓采樣模塊(2)的輸出端連接在控制器(1)的第一輸入端上；所述電容電壓采樣模塊(3)的輸出端與第一過零檢測模塊(5)的輸入端相連，該第一 過零檢測模塊(5)的輸出端連接在控制器⑴的第二輸入端上；所述電感電流采樣模塊(4)的輸出端與微分運算模塊(6)的輸入端連接，該微分運算 模塊(6)的輸出端連接在第二過零檢測模塊(7)的輸入端上，該第二過零檢測模塊(7)的 輸出端與控制器(1)的第三輸入端連接；所述電感電流采樣模塊(4)的輸出端還直接連接在所述控制器(1)的第四輸入端上；所述控制器(1)的第五輸入端上還連接有標準參考電流給定信號(Ipref)；所述控制器(1)的輸出端連接有開關信號驅動模塊(8)，該開關信號驅動模塊(8)設置 有驅動信號輸出端口組，該驅動信號輸出端口組分別與所述第一開關管(S1)、第二開關管 (S2)、第三開關管(S3)、第四開關管(S4)以及第五開關管(S5)的驅動端連接。
3.根據權利要求1所述的一種新型AC-DC-AC變換器，其特征在于所述諧振電路為諧 振電容(Cp)、諧振電感(Lp)以及等效電阻(Rp)組成的并聯(lián)諧振電路，其中，諧振電容(Cp) 的一端連接在所述橋式逆變電路的第一輸出端上，諧振電容(Cp)的另一端連接在所述橋 式逆變電路的第二輸出端上。
4.根據權利要求1所述的一種新型AC-DC-AC變換器，其特征在于所述第一開關管 (S1)、第二開關管(S2)、第三開關管(S3)、第四開關管(S4)以及第五開關管(S5)都為N溝 道場效應管，該N溝道場效應管的漏極為輸入端，源極為輸出端，柵極為驅動端，在漏極與 源極之間還連接了保護二極管，該保護二極管的陽極與源極連接，陰極與漏極連接。
5.根據權利要求4所述的一種新型AC-DC-AC變換器，其特征在于所述橋式逆變電路 中還設置有第六二極管(D6)和第七二極管(D7)，其中第六二極管(D6)的陽極連接在第一 開關管(S1)的輸入端上，第六二極管(D6)的陰極連接在第二開關管(S2)的輸入端上，第 七二極管(D7)的陽極連接在第四開關管(S4)的輸出端上，第七二極管(D7)的陰極連接在 第三開關管(S3)的輸出端上。
6.一種新型AC-DC-AC變換器的控制方法，其特征在于按照以下步驟進行步驟(A)預置系統(tǒng)參數(shù)在控制器⑴內設置工作模式符€、占空比d、占空比變化值Ad、占空比限定值d_;其中工作模式符\等于0或1，占空比d 二 g ;當工作模式符€ = 0時，Ton為第五開關管(S5)的導通時間； 當工作模式符€ = 1時，Ton為橋式逆變電路中同一橋臂的直通時間； T為諧振電路的諧振周期； 步驟(B)判定起始工作模式及其占空比控制器(1)從電源電壓采樣模塊(2)獲取工頻電源電壓值(Vac)、從電容電壓采樣模塊 (3)獲取諧振周期T，從電感電流采樣模塊(4)獲取諧振電流峰值 控制器(1)預置工作模式符I = 0，控制器(1)按照八》_ dnVac ^ina>0t P~ 2\jcoLp + Rp + Zr\得出占空比d，其中f acsin6y為采樣所得的工頻電源電壓值(Vac)，Zr為CPT系統(tǒng)次級回路在初級回路的等效反射阻抗，如果占空比d的值小于1，則系統(tǒng)的起始工作模式符I =0，占空比d為上述計算出的值；如果根據上式計算出的占空比d的值大于或等于1，則將工作模式符I的值設置為1， 控制器(1)按照A〉7i Vac sin (Ori爾=-d^2\j<x>Lp + Rp + Zr\cos再次計算占空比d，最終確定出系統(tǒng)的起始工作模式和占空比； 步驟(C)系統(tǒng)參數(shù)的控制控制器(1)對獲取的諧振電流的峰值和第五輸入端輸入的標準參考電流峰值 (Ipref )進行判斷；當所述諧振電流的峰值(lp )大于或等于標準參考電流峰值時，則進入步驟⑶；否則進入步驟(E)；步驟(D)時，判斷工作模式符I是否等于1當工作模式符I等于1時，則進入步驟(D1)； 否則進入步驟(D2)；步驟(D1)工作模式符I等于1時，判斷占空比d是否小于或等于0當占空比d大于 0時，則設置d = d-Ad，返回步驟(C)；否則，設置I =0,d= 1，返回步驟(C)；步驟(D2)工作模式符I等于0時，判斷占空比d是否小于或等于0當d小于或等于 0時，則設置d = 0，返回步驟(C)；否則，設置d = d-Ad，返回步驟(C)；步驟(E) :$<$ /時，判斷工作模式符I是否等于1當工作模式符I等于1時，則進入步驟(E1)； 否則進入步驟(E2)；步驟(E1)工作模式符I等于1時，判斷占空比d是否大于或等于dmax 當d大于或等于dmax時，則設置d = dmax,返回步驟(C)； 否則，設置d = d+Ad，返回步驟(C)；步驟(E2)工作模式符I等于0時，判斷占空比d是否大于或等于1 當d大于或等于1時，則設置I = l，d = 0，返回步驟(C) 否則，設置d = d+Ad，返回步驟(C)。
7.根據權利要求6所述的一種新型AC-DC-AC變換器的控制方法，其特征在于所述電容電壓采樣模塊(3)對諧振電容(Cp)兩端的電壓進行采樣，采樣所得的諧振電 壓(Vcp)通過第一過零檢測模塊(5)后傳送到控制器(1)中，控制器(1)根據記錄諧振電 壓(Vcp)的過零時刻確定諧振電路的諧振周期T。
8.根據權利要求6所述的一種新型AC-DC-AC變換器的控制方法，其特征在于所述電感電流采樣模塊(4)對諧振電感(Lp)上的電流進行采樣，采樣所得的諧振電流 (Ip)經過微分運算模塊(6)后傳輸?shù)降诙^零檢測模塊(7)中，該第二過零檢測模塊(7) 輸出的信號傳輸?shù)娇刂破鳍艃?，用于記錄諧振電流(IP)的峰值時刻，此時控制器⑴直接讀取第四輸入端輸入的諧振電流(IP)，獲取諧振電流的峰值(IP)Q
全文摘要
本發(fā)明公開了一種新型AC-DC-AC變換器，包括工頻電源、整流電路、逆變電路以及諧振電路，其特征在于還包括第五開關管、串聯(lián)電感以及第五二極管，在逆變電路中還設置有第六二極管和第七二極管。本發(fā)明還公開了一種控制方法，通過改變工作模式符ξ和占空比d來控制各個開關管的通斷狀態(tài)，其中ξ＝0或1，當ξ＝0時，Ton為第五開關管的導通時間，當ξ＝1時，Ton為橋式逆變電路中同一橋臂的直通時間，T為諧振周期。本發(fā)明的顯著效果是開關驅動控制電路實現(xiàn)了工作模式的變化和占空比的調整，主電路結構簡單，消除了直流濾波電容，消除了電路啟動過程的沖擊電流，在輸入電壓大范圍變化時實現(xiàn)了諧振電流恒幅控制。
文檔編號H02M5/458GK101860230SQ20101013808
公開日2010年10月13日 申請日期2010年4月1日 優(yōu)先權日2010年4月1日
發(fā)明者唐春森, 孫躍, 戴欣, 王智慧, 蘇玉剛 申請人:重慶大學