專利名稱：無軸承同步磁阻電機的位移估算方法、無位移傳感器控制方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是一種無軸承同步磁阻電機的位移估算方法、無位移傳感器控制方法和裝置，適用于無軸承同步磁阻電機的無位移傳感器高性能懸浮控制，屬于交流電機電力傳動控制設備的技術領域。

背景技術：
無軸承同步磁阻電機是一種結構新穎的交流電機，其定子槽中嵌有極對數(shù)不同的兩套繞組轉(zhuǎn)矩繞組和懸浮繞組，控制這兩套繞組中的電流不僅能使電機產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩，同時能產(chǎn)生徑向懸浮力。因此具有一系列突出的優(yōu)點高轉(zhuǎn)速、免潤滑、無磨損、壽命長等，無軸承同步磁阻電機在高速高精度機床、飛輪儲能、生命科學、無菌超潔凈車間等電力傳動領域，極具廣泛的應用前景。與其他類型的無軸承電機相比，無軸承同步磁阻電機具有堅固可靠、控制簡單等優(yōu)勢，特別因其轉(zhuǎn)子既無勵磁繞組也無永磁體，更加適合于超高速應用領域以及高溫或溫度變化范圍大等環(huán)境惡劣場合。
無軸承同步磁阻電機實現(xiàn)轉(zhuǎn)子穩(wěn)定懸浮的前提是對轉(zhuǎn)子徑向位移的精確檢測及其閉環(huán)反饋控制，目前的方法都是采用機械式電渦流位移傳感器來獲取轉(zhuǎn)子徑向位移。但采用位移傳感器帶了諸多缺陷一方面增大了電機體積，增加了電機轉(zhuǎn)動慣量，制約了電機的最大轉(zhuǎn)速；降低了電機系統(tǒng)結構的堅固性，并且維修困難，從而影響了整個控制系統(tǒng)的可靠運行，尤其限制了其在環(huán)境惡劣場合的應用；高精度的位移傳感器價格不菲，增加了系統(tǒng)的成本，制約了無軸承同步磁阻的推廣應用。
經(jīng)檢索國內(nèi)外相關專利和文獻，尚無有關無軸承同步磁阻電機的無位移傳感器控制方法及裝置。
為了從本質(zhì)上提高無軸承同步磁阻電機控制系統(tǒng)在各種應用場合的適用性，降低系統(tǒng)成本，進一步增強無軸承同步磁阻電機懸浮系統(tǒng)的動、靜態(tài)性能，需采用一些新的控制方法及裝置。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種無軸承同步磁阻電機的位移估算方法、無位移傳感器控制方法和裝置，基于該控制方法構建的裝置能夠?qū)崿F(xiàn)轉(zhuǎn)子的穩(wěn)定懸浮，可以避免位移傳感器帶來的諸多不足，具有優(yōu)越的控制性能。具體技術方案如下 一、一種無軸承同步磁阻電機的位移估算方法，包括以下步驟 1.1)在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，將用于檢測無軸承同步磁阻電機轉(zhuǎn)子徑向位移的脈動高頻電壓信號注入該電機轉(zhuǎn)矩繞組d軸上；設此高頻電壓信號為ud_i＝Uisinωit，其中Ui為幅值，ωi為角頻率，則該電機轉(zhuǎn)矩繞組和懸浮繞組的高頻電壓電流方程如下式所示 式(1)中，ud_i、uq_i分別為高頻信號激勵下的轉(zhuǎn)矩繞組定子電壓d、q軸分量，ux_i、uy_i分別為高頻信號下懸浮繞組定子電壓d、q軸分量，id_i、iq_i分別為轉(zhuǎn)矩繞組高頻信號定子電流d、q軸分量，ix_i、iy_i分別為懸浮繞組高頻信號定子電流d、q軸分量，Ld、Lq分別為轉(zhuǎn)矩繞組d、q軸電感，Lx、Ly分別為懸浮繞組d、q軸電感，x、y分別為轉(zhuǎn)子兩垂直方向上的徑向位移，p為微分符號d/dt； 1.2)由式(1)，可得 忽略位移的平方項并作近似處理，式(2)可表示為 由于脈動高頻電壓信號只在d-q坐標系下的轉(zhuǎn)矩繞組d軸上注入，因此，ud_i＝Uisinωit，uq_i＝ux_i＝uy_i＝0，并將此帶入式(3)，可得 由式(4)，可得高頻信號激勵下的懸浮繞組高頻感應電流與轉(zhuǎn)子徑向位移之間的關系為 而該懸浮繞組高頻感應電流是從被控電機通過電流傳感器提??； 1.3)對式(5)中的懸浮繞組高頻電流信號進行解調(diào)，以提取其中所包含的轉(zhuǎn)子位移信息，具體方法為將加載到轉(zhuǎn)矩繞組的脈動高頻電壓信號分別移相90°和180°后，與所述懸浮繞組高頻感應電流相乘，即將式(5)中兩等式分別乘以cosωit和-cosωit，可得到下式 1.4)將上述解調(diào)后的信號濾除其中的高頻分量，得到式(7)中的直流分量，如下式所示 由式(7)可知，直流分量分別包含了轉(zhuǎn)子徑向位移x、y，從而實現(xiàn)了被控電機轉(zhuǎn)子位移的估算。
所述位移估算方法的實現(xiàn)如下 2.1)構造帶通濾波器BPF將懸浮繞組三相檢測電流經(jīng)坐標變換后送入帶通濾波器BPF；所述式(5)中的懸浮繞組高頻感應電流ix_i和iy_i經(jīng)該BPF提?。? 2.2)構建乘法解調(diào)器 步驟2.1)中由BPF提取的ix_i和iy_i作為乘法解調(diào)器的第一個輸入信號；同時構建移相器，將所述脈動高頻電壓信號ud_i經(jīng)移相后作為乘法解調(diào)器的第二個輸入信號；兩個輸入信號經(jīng)乘法解調(diào)器解調(diào)運算后得到所述式(6)中的i′x_i和i′y_i信號； 2.3)所述i′x_i和i′y_i信號經(jīng)低通濾波器LPF濾除其中的高頻分量，最終得到所述式(7)中的包含轉(zhuǎn)子徑向位移的直流分量；再乘以相應的比例系數(shù)，從而獲得被控電機轉(zhuǎn)子徑向位移估計值。
所述步驟1.1)和2.2)中的高頻電壓信號ud_i的頻率范圍為1kHz～2kHz，并隨基波電壓頻率的變化而相應變化；其幅度為基波電壓幅度的1/10。其選取依據(jù)和優(yōu)點為電機電磁轉(zhuǎn)矩所需的基波電壓頻率一般在200Hz以內(nèi)，逆變器的開關頻率一般為10kHz～20kHz，為不影響注入的脈動高頻電壓信號對電機電磁轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力產(chǎn)生干擾和副作用，脈動高頻電壓信號頻率必需遠高于基波頻率，但同時必需遠低于逆變器開關頻率，脈動高頻電壓信號幅度也應遠低于基波幅度，經(jīng)實驗和仿真證實脈動高頻電壓信號的幅度和頻率需約束在上述范圍之內(nèi)。
所述步驟2.1)中，帶通濾波器BPF選用IIR型二階Butterworth帶通濾波器；步驟2.3)中，低通濾波器LPF選用IIR型二階Butterworth低通濾波器。其選取依據(jù)和優(yōu)點為高階濾波器衰減特性好，但難以實現(xiàn)，因基波和高頻分量的頻率相隔較大，對阻帶衰減率要求不高，故選用二階濾波器；IIR型濾波器實現(xiàn)階數(shù)低、設計簡單、運算量小便于DSP處理；Butterworth濾波器在通帶內(nèi)特性較平、實現(xiàn)簡單；綜合考慮帶通濾波器BPF和低通濾波器LPF均選用IIR型二階Butterworth濾波器。
二、一種采用上述方法的無軸承同步磁阻電機無位移傳感器控制方法，具體包括以下步驟 1)把擴展的滯環(huán)PWM逆變器和被控電機即無軸承同步磁阻電機轉(zhuǎn)子徑向位置，組成復合被控對象； 所述復合被控對象是以懸浮繞組對應的定子電流兩個分量為其輸入，兩個徑向位移為其輸出；在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，無軸承同步磁阻電機徑向位置控制的動力學模型由下式?jīng)Q定 式(8)中，

分別為x、y的二階導數(shù)，g為重力加速度，id、iq分別為轉(zhuǎn)矩繞組等效兩相電流，ix、iy分別為懸浮繞組等效兩相電流，Km1、Km2分別為d、q軸力-電流常數(shù)，其大小由下式?jīng)Q定 式(9)中，假定無軸承同步磁阻電機凸極轉(zhuǎn)子極弧角度為60°，μ0為真空磁導率，l為電機有效鐵心長度，r為轉(zhuǎn)子外徑，N2、N4分別為懸浮繞組和轉(zhuǎn)矩繞組每相串聯(lián)有效匝數(shù)，δ0為氣隙長度； 2)構建所述徑向位置的力-電流調(diào)制器，并將此力-電流調(diào)制器置于復合被控對象之前； 對于力-電流調(diào)制器，在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，徑向懸浮力Fx、Fy與懸浮繞組電流ix、iy的關系為 當力-電流調(diào)制器的輸入為徑向懸浮力的參考值Fx*、Fy*，則可得到懸浮繞組的電流命令值為ix*、iy*； 3)向被控電機轉(zhuǎn)矩繞組注入脈動高頻電壓信號，用于從被控電機的懸浮繞組中提取高頻感應電流； 4)按照權利要求1～3所述方法，構造位移估算器，求得被控電機轉(zhuǎn)子徑向位移估計值； 5)對所述兩個徑向位置分別設計閉環(huán)控制器；兩個徑向位置參考值和所述位移估計值之間的誤差經(jīng)該閉環(huán)控制器調(diào)節(jié)后，輸出信號送入所述力-電流調(diào)制器；力-電流調(diào)制器調(diào)制后的信號分別接擴展的滯環(huán)PWM逆變器的輸入端，再由擴展的滯環(huán)PWM逆變器向被控電機懸浮繞組輸入三相基波頻率控制電流。
所述步驟1)中，所述擴展的滯環(huán)PWM逆變器是由一個滯環(huán)電流PWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換共同構成； 同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下的懸浮繞組兩相電流經(jīng)Park逆變換后轉(zhuǎn)換成靜止坐標系下的兩相電流，再經(jīng)Clark逆變換轉(zhuǎn)換成靜止坐標系下的三相參考電流，將此三相參考電流送入滯環(huán)電流PWM逆變器，該逆變器輸出實際需要的三相基波頻率電流； 所述步驟3)中，脈動高頻電壓信號由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生，該SPWM逆變器也同時產(chǎn)生電機電磁轉(zhuǎn)矩控制所需的基波頻率電流。
一個SPWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換共同組成一個擴展的SPWM逆變器；電流傳感器檢測被控電機轉(zhuǎn)矩繞組三相電流后依次經(jīng)過Clark變換和Park變換，將上述三相電流轉(zhuǎn)換成同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的兩相電流，再經(jīng)低通濾波器，去除其中的高頻成分，獲得僅包含低頻分量的兩相電流；上述兩相電流檢測值與被控電機兩相電流給定值之間的誤差送入電流PI調(diào)節(jié)器，其中被控電機轉(zhuǎn)矩分量電流給定值由轉(zhuǎn)速給定值和轉(zhuǎn)速檢測值之間的誤差經(jīng)轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器后獲得；上述電流PI調(diào)節(jié)器輸出被控電機兩相電壓給定值，該兩相電壓給定值再與脈動高頻電壓參考信號疊加求和后送入擴展的SPWM逆變器，由擴展的SPWM逆變器提供實際需要的脈動高頻電壓信號。
所述步驟5)中，所述閉環(huán)控制器由常規(guī)比例積分微分PID控制器組成；將徑向位移參考值和位移估計值進行比較，其誤差作為常規(guī)PID控制器的輸入，經(jīng)PID調(diào)節(jié)后輸出徑向懸浮力的參考值Fx*、Fy*，其作為力-電流調(diào)制器的輸入信號；兩個常規(guī)PID控制器的參數(shù)根據(jù)實際控制對象和控制要求進行整定。
三、一種采用第二部分所述控制方法的控制裝置，包括數(shù)字信號微處理器DSP、滯環(huán)PWM逆變器、SPWM逆變器、電流傳感器和光電編碼器；第二部分所述方法中的位移估算器、力-電流調(diào)制器、閉環(huán)控制器、坐標變換、SPWM控制、滯環(huán)控制和脈動高頻電壓參考信號的發(fā)生由所述DSP通過軟件編程實現(xiàn)； DSP中的事件管理器EVA單元發(fā)出脈動高頻電壓參考信號，最終由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生實際所需的脈動高頻電壓信號，該脈動高頻電壓信號注入被控電機轉(zhuǎn)矩繞組，提供電機懸浮繞組因估算位移所需的三相電流。
電流傳感器檢測到的懸浮繞組三相電流送入DSP中的模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC單元；光電編碼器檢測轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速送入DSP中的正交編碼脈沖接口QEP；DSP中的事件管理器EVB單元發(fā)出PWM波形，送入滯環(huán)電流PWM逆變器，由該逆變器向懸浮繞組提供所需的三相電流，以產(chǎn)生相應的徑向懸浮力，確保轉(zhuǎn)子穩(wěn)定懸浮。
本裝置中，首先由電流傳感器檢測被控電機轉(zhuǎn)矩繞組三相電流，經(jīng)Clark變換和Park變換后得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下兩相電流，再經(jīng)低通濾波器獲取其中的低頻兩相電流，被控電機同步旋轉(zhuǎn)坐標系下兩相電流給定值和上述兩相電流檢測值之間的誤差送入電流PI調(diào)節(jié)器，上述兩相給定電流之一的轉(zhuǎn)矩分量電流由電機轉(zhuǎn)速給定值和檢測值的誤差經(jīng)轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器后獲得；上述電流PI調(diào)節(jié)器輸出兩個電壓給定值，再與脈動高頻電壓參考信號進行求和運算，分別接擴展的SPWM逆變器的第一、二的輸入端；擴展的SPWM逆變器第一、二和三輸出端輸出所需的脈動高頻電壓信號。
其次由電流傳感器檢測被控電機懸浮繞組三相電流，經(jīng)位移估算器對轉(zhuǎn)子位移進行估計后輸出位移估計值；徑向位置給定值和上述估計值之間的誤差分別送入閉環(huán)控制器的第一、二輸入端；閉環(huán)控制器的第一、二輸出端輸出兩個徑向位置的懸浮力參考值，分別接力-電流調(diào)制器的第一、二輸入端；力-電流調(diào)制器的第一、二輸出端輸出徑向位置的兩個定子電流命令值，分別接擴展的滯環(huán)PWM逆變器的第一、二輸入端；擴展的滯環(huán)PWM逆變器的第一、二和三輸出端輸出所需三相電流分別接無軸承同步磁阻電機徑向位置的第一、第二和第三個輸入端； 由滯環(huán)電流PWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換構成一個所述擴展的滯環(huán)PWM逆變器；電流傳感器檢測懸浮繞組三相電流，實現(xiàn)擴展的滯環(huán)PWM逆變器的電流滯環(huán)控制； 所述懸浮繞組三相檢測電流經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后，在DSP中由軟件實現(xiàn)位移估算器、力-電流調(diào)制器、閉環(huán)控制器和坐標變換； 由光電編碼器檢測轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信號，DSP獲取坐標變換所需的轉(zhuǎn)子機械位置角；如有故障發(fā)生，DSP故障中斷輸入引腳PDPINTA和PDPINTB捕獲故障信號，并封鎖PWM輸出，從而保護滯環(huán)PWM逆變器、SPWM逆變器和被控電機。
本發(fā)明的原理是利用無軸承同步磁阻電機兩套繞組之間的互感與轉(zhuǎn)子徑向位移之間的線性關系，通過在轉(zhuǎn)矩繞組上加載脈動高頻電壓，在懸浮繞組上檢測高頻感應電流，相應的高頻電流信號包含轉(zhuǎn)子位移信息，根據(jù)高頻電流的情況來確定轉(zhuǎn)子的位移大小，從而構建位移估算器，革除了傳統(tǒng)的位移傳感器，并相應設計閉環(huán)控制器和擴展的滯環(huán)PWM逆變器，實現(xiàn)了基于轉(zhuǎn)矩繞組高頻信號注入法的無軸承同步磁阻電機無位移傳感器控制，可獲得優(yōu)越的懸浮力控制性能。
本發(fā)明中的電機控制方法，其優(yōu)點在于構造了位移估算器，省卻了機械式位移傳感器，實現(xiàn)了轉(zhuǎn)子徑向位移的精確檢測和估計，降低了系統(tǒng)的總成本，增強了電機系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性，拓寬了無軸承同步磁阻電機的應用場合。
本發(fā)明中的電機控制裝置，其優(yōu)點在于本裝置可對無軸承同步磁阻電機的懸浮運行進行高性能控制，可廣泛應用于以無軸承同步磁阻電機為動力核心的高速高精度電力傳動與伺服控制系統(tǒng)中，具有廣闊的應用前景和重大的應用價值。



圖1是由坐標變換3和滯環(huán)控制PWM逆變器4共同組成的擴展的滯環(huán)PWM逆變器5的原理結構圖，其中坐標變換3由Park逆變換1和Clark逆變換2組成。
圖2是以擴展的滯環(huán)PWM逆變器5為驅(qū)動控制的無軸承同步磁阻電機徑向位置6的結構圖，其中擴展的滯環(huán)PWM逆變器5和無軸承同步磁阻電機徑向位置6構成復合被控對象7。
圖3是位移估算器21的原理結構圖。其中，包括坐標變換10、帶通濾波器BPF11-12、移相器15、乘法解調(diào)器16-17、低通濾波器LPF18-19、比例系數(shù)20。
圖4是基于高頻信號注入法的無位移傳感器控制裝置原理結構圖。
圖5是采用位移估算器21、閉環(huán)控制器24、力-電流調(diào)制器25、擴展的滯環(huán)PWM逆變器5和擴展的SPWM逆變器33對無軸承同步磁阻電機徑向位置6進行懸浮控制的完整的結構框圖。其中，轉(zhuǎn)矩控制部分根據(jù)不同的控制要求可采用不同的控制策略，在本發(fā)明給出的實施例中，采用典型的恒勵磁電流矢量控制，用于電磁轉(zhuǎn)矩控制的轉(zhuǎn)矩繞組供電方式采用SPWM逆變器供電，一個轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器和兩個電流調(diào)節(jié)器均采用PI控制器，在本發(fā)明給出的實施例中，轉(zhuǎn)速PI控制器參數(shù)整定為

兩個電流PI控制器參數(shù)整定為
圖6是采用數(shù)字信號微處理器DSP37作為高頻信號注入法的無位移傳感器控制器的本發(fā)明裝置的組成示意圖。
圖7是以DSP為微處理器的實現(xiàn)本發(fā)明的軟件流程圖。

具體實施例方式 本發(fā)明的技術方案概述如下 構造無軸承同步磁阻電機的無位移傳感器控制裝置，該裝置的控制方法包括以下步驟首先采用滯環(huán)電流PWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換共同組成一個擴展的滯環(huán)PWM逆變器；其次將被控的無軸承同步磁阻電機徑向位置與擴展的滯環(huán)電流PWM逆變器組成復合被控對象；然后由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生脈動高頻電壓信號，注入電機轉(zhuǎn)矩繞組；接著構造帶通濾波器BPF，將懸浮繞組檢測電流經(jīng)坐標變換后接入帶通濾波器，獲取高頻電流分量；接下來構建乘法解調(diào)器，將上述帶通濾波器獲取的高頻電流分量送入乘法解調(diào)器，同時構建移相器，將上述注入的高頻電壓信號經(jīng)移相后送給乘法解調(diào)器，上述兩個輸入信號經(jīng)乘法解調(diào)器進行信號解調(diào)運算后送給低通濾波器LPF，低通濾波器LPF濾除其中的高頻諧波分量，進而獲得包含轉(zhuǎn)子位移信息的直流電流分量，將該直流電流分量乘以比例系數(shù)，從而獲得轉(zhuǎn)子位移估計值；上述移相器、坐標變換、帶通濾波器BPF、乘法解調(diào)器、低通濾波器LPF和比例系數(shù)共同組成位移估算器，位移估算器的輸出為兩個徑向位移估計值；將徑向位置參考值和估計值之間的誤差經(jīng)常規(guī)PID控制器調(diào)節(jié)后獲得懸浮力的參考值，再將其送入力-電流調(diào)制器進行調(diào)制，產(chǎn)生懸浮繞組所需的三相參考電流，實際電流由擴展的滯環(huán)PWM逆變器提供，送入懸浮繞組后便產(chǎn)生所期望的懸浮力，從而實現(xiàn)無軸承同步磁阻電機各種工況下的無位移傳感器懸浮運行。
所述控制裝置包括數(shù)字信號微處理器DSP、滯環(huán)PWM逆變器、SPWM逆變器、電流傳感器和光電編碼器；位移估算器、力-電流調(diào)制器、閉環(huán)控制器、坐標變換、SPWM控制、滯環(huán)電流控制和脈動高頻電壓參考信號的發(fā)生由所述DSP通過軟件編程實現(xiàn)； DSP中的事件管理器EVA單元發(fā)出脈動高頻電壓參考信號，最終由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生實際所需的脈動高頻電壓信號，該脈動高頻電壓信號注入被控電機轉(zhuǎn)矩繞組，提供電機懸浮繞組因估算位移所需的三相電流； 電流傳感器檢測到的懸浮繞組三相電流送入DSP中的模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC單元；光電編碼器檢測轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速送入DSP中的正交編碼脈沖接口QEP；DSP中的事件管理器EVB單元發(fā)出PWM波形，送入滯環(huán)電流PWM逆變器，由該逆變器向懸浮繞組提供所需的三相電流，以產(chǎn)生相應的徑向懸浮力，確保轉(zhuǎn)子穩(wěn)定懸浮。
本發(fā)明的具體是這樣實現(xiàn)的，構造一種無軸承同步磁阻電機的無位移傳感器控制方法，具體實施方案分為以下6步 1、構造擴展的滯環(huán)PWM逆變器。首先由Park逆變換、Clark逆變換組成坐標變換，并將該坐標變換與滯環(huán)電流PWM逆變器共同組成擴展的滯環(huán)PWM逆變器，此擴展的滯環(huán)PWM逆變器以懸浮繞組定子電流兩個分量為其輸入(如圖1所示)。
2、形成復合被控對象。將構造好的擴展的滯環(huán)PWM逆變器、無軸承同步磁阻電機徑向位置組成復合被控對象，該復合被控對象以定子電流兩個分量為其輸入，兩個徑向位移為其輸出(如圖2所示)。在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，無軸承同步磁阻電機徑向位置控制的動力學模型由下式?jīng)Q定 式(1)中，

為轉(zhuǎn)子徑向位移x、y的二階導數(shù)；g為重力加速度；id、iq分別為轉(zhuǎn)矩繞組等效兩相電流；ix、iy分別為懸浮繞組等效兩相電流；Km1、Km2分別為d、q軸力-電流常數(shù)，其大小由下式?jīng)Q定 式(2)中，假定無軸承同步磁阻電機凸極轉(zhuǎn)子極弧角度為60°，μ0為真空磁導率，l為電機有效鐵心長度，r為轉(zhuǎn)子外徑，N2、N4分別為懸浮繞組和轉(zhuǎn)矩繞組每相串聯(lián)有效匝數(shù)，δ0為氣隙長度。在本發(fā)明給出的實施例中，Km1＝70N/A，Km2＝30N/A。
3、構建力-電流調(diào)制器。在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，徑向懸浮力Fx、Fy與懸浮繞組電流ix、iy的關系為 由式(3)可知，當力-電流調(diào)制器的輸入為徑向懸浮力的參考值Fx*、Fy*，則按式(3)可計算出懸浮繞組的電流命令值為ix*、iy*。
4、通過理論分析、公式推導，構造無軸承同步磁阻電機位移估算器(如圖3所示)。所述位移估算器的構造方法包括以下幾個步驟 4.1)在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，將脈動高頻電壓信號注入無軸承同步磁阻電機轉(zhuǎn)矩繞組d軸上，假定此高頻信號為ud_i＝Uisinωit，其中Ui為幅值，ωi為角頻率。因上述高頻信號的頻率遠高于電機運行時的基波頻率，在高頻信號激勵下可忽略無軸承同步磁阻電機定子電阻影響，電機近似為純感抗負載，則轉(zhuǎn)矩繞組和懸浮繞組的高頻電壓電流方程如下式所示 式(4)中，ud_i、uq_i分別為高頻信號激勵下的轉(zhuǎn)矩繞組定子電壓d、q軸分量，ux_i、uy_i分別為高頻信號下懸浮繞組定子電壓d、q軸分量，id_i、iq_i分別為轉(zhuǎn)矩繞組高頻信號定子電流d、q軸分量，ix_i、iy_i分別為懸浮繞組高頻信號定子電流d、q軸分量，Ld、Lq分別為轉(zhuǎn)矩繞組d、q軸電感，Lx、Ly分別為懸浮繞組d、q軸電感，p為微分符號d/dt。
需要指出的是，為避免注入的高頻電壓信號對無軸承同步磁阻電機電磁轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力產(chǎn)生影響，需合理選擇高頻電壓信號的頻率和幅度。經(jīng)多次實驗與仿真證明，注入的高頻電壓信號其頻率范圍為1kHz～2kHz，并隨基波電壓頻率的變化而相應變化，其幅度可選取為基波電壓幅度的1/10。
4.2)對式(4)求解，可得下式 忽略位移的平方項并作其他近似處理，式(5)可表示為 由于脈動高頻電壓信號只在同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)矩繞組d軸上注入，因此，ud_i＝Uisinωit，uq_i＝ux_i＝uy_i＝0，并將此帶入式(6)，可得 求解式(7)，可得高頻信號激勵下的懸浮繞組感應電流與轉(zhuǎn)子徑向位移之間的關系為 上述懸浮繞組高頻感應電流可以經(jīng)帶通濾波器BPF提取，在本發(fā)明給出的實施例中，帶通濾波器BPF選用IIR型二階Butterworth帶通濾波器。
4.3)對式(8)中的高頻電流信號進行解調(diào)，以提取其中所包含的轉(zhuǎn)子位移信息，具體方法為將加載到轉(zhuǎn)矩繞組的脈動高頻電壓信號經(jīng)移相器分別移相90°和180°后，與上述懸浮繞組中提取的高頻感應電流一起送入乘法解調(diào)器相乘進行信號解調(diào)，即將上式(8)中兩等式分別乘以cosωit和-cosωit，可得到下式 4.4)將上述解調(diào)后的信號經(jīng)低通濾波器LPF濾除其中的高頻分量，低通濾波器LPF輸出為上式(9)中的直流分量，如下式所示 由式(10)可知，經(jīng)低通濾波器LPF后的直流分量分別包含了轉(zhuǎn)子徑向位移x、y，從而實現(xiàn)了徑向位移的無位移傳感器控制。在本發(fā)明給出的實施例中，上述低通濾波器LPF選用IIR型二階Butterworth低通濾波器。
需要說明的是，以上步驟為轉(zhuǎn)子位移估算器的構造提供方法上的理論依據(jù)，在本發(fā)明裝置的具體實施中，上述理論推導和公式變換等，可跳過。
5、構造閉環(huán)控制器。對兩個徑向位置分別作出閉環(huán)控制器(如圖4所示)，閉環(huán)控制器由常規(guī)比例積分微分PID控制器組成，將徑向位移參考值和位移估計值進行比較，其誤差作為常規(guī)PID控制器的輸入，經(jīng)PID調(diào)節(jié)后輸出徑向懸浮力的參考值Fx*、Fy*，其作為力-電流調(diào)制器的輸入信號。在本發(fā)明給出的實施例中，兩個常規(guī)PID控制器，其參數(shù)整定為

需要指出的是，常規(guī)PID控制器的參數(shù)可根據(jù)實際控制對象和控制要求進行整定。
6、形成無位移傳感器控制方法。將位移估算器、閉環(huán)控制器、力-電流調(diào)制器和擴展的滯環(huán)PWM逆變器共同形成無位移傳感器控制方法，對無軸承同步磁阻電機徑向位置進行控制(如圖4所示)。
對于步驟4中的脈動高頻電壓信號是由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生，該SPWM逆變器也同時產(chǎn)生電機電磁轉(zhuǎn)矩控制所需的基波電流。
一個SPWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換共同組成一個擴展的SPWM逆變器；電流傳感器檢測被控電機轉(zhuǎn)矩繞組三相電流后依次經(jīng)過Clark變換和Park變換，將上述三相電流轉(zhuǎn)換成同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的兩相電流，再經(jīng)低通濾波器，去除其中的高頻成分，獲得僅包含低頻分量的兩相電流；上述兩相電流檢測值與被控電機兩相電流給定值之間的誤差送入電流PI調(diào)節(jié)器，其中被控電機轉(zhuǎn)矩分量電流給定值由轉(zhuǎn)速給定值和轉(zhuǎn)速檢測值之間的誤差經(jīng)轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器后獲得；上述電流PI調(diào)節(jié)器輸出被控電機兩相電壓給定值，該兩相電壓給定值再與脈動高頻電壓參考信號疊加求和后送入擴展的SPWM逆變器，由擴展的SPWM逆變器提供實際需要的脈動高頻電壓信號。
本發(fā)明的控制裝置的結構參考圖6，對于DSP軟件實現(xiàn)的各個功能模塊以及本裝置的構成和工作原理，說明如下 首先由電流傳感器檢測被控電機轉(zhuǎn)矩繞組三相電流，經(jīng)Clark變換和Park變換后得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下兩相電流，再經(jīng)低通濾波器獲取其中的低頻兩相電流，被控電機同步旋轉(zhuǎn)坐標系下兩相電流給定值和上述兩相電流檢測值之間的誤差送入電流PI調(diào)節(jié)器，上述兩相給定電流之一的轉(zhuǎn)矩分量電流由電機轉(zhuǎn)速給定值和檢測值的誤差經(jīng)轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器后獲得；上述電流PI調(diào)節(jié)器輸出兩個電壓給定值，再與脈動高頻電壓參考信號進行求和運算，分別接擴展的SPWM逆變器的第一、二的輸入端；擴展的SPWM逆變器第一、二和三輸出端輸出所需的脈動高頻電壓信號。
其次由電流傳感器檢測被控電機懸浮繞組三相電流，經(jīng)位移估算器對轉(zhuǎn)子位移進行估計后輸出位移估計值；徑向位置給定值和上述估計值之間的誤差分別送入閉環(huán)控制器的第一、二輸入端；閉環(huán)控制器的第一、二輸出端輸出兩個徑向位置的懸浮力參考值，分別接力-電流調(diào)制器的第一、二輸入端；力-電流調(diào)制器的第一、二輸出端輸出徑向位置的兩個定子電流命令值，分別接擴展的滯環(huán)PWM逆變器的第一、二輸入端；擴展的滯環(huán)PWM逆變器的第一、二和三輸出端輸出所需三相電流分別接無軸承同步磁阻電機徑向位置的第一、第二和第三個輸入端； 由滯環(huán)電流PWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換構成一個所述擴展的滯環(huán)PWM逆變器；電流傳感器檢測懸浮繞組三相電流，實現(xiàn)擴展的滯環(huán)PWM逆變器的電流滯環(huán)控制； 所述懸浮繞組三相電流經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后，在DSP中由軟件實現(xiàn)位移估算器、力-電流調(diào)制器、閉環(huán)控制器和坐標變換； 由光電編碼器檢測轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信號，DSP獲取坐標變換所需的轉(zhuǎn)子機械位置角；如有故障發(fā)生，DSP故障中斷輸入引腳PDPINTA和PDPINTB捕獲故障信號，并封鎖PWM輸出，從而保護滯環(huán)PWM逆變器、SPWM逆變器和被控電機。
根據(jù)具體不同的控制要求，可選擇具體不同的硬件和軟件來實現(xiàn)本裝置。圖6給出了本發(fā)明的一種具體實施例的示意圖，其中位移估算器、閉環(huán)控制器、力-電流調(diào)制器、坐標變換、SPWM控制、滯環(huán)控制等由數(shù)字信號微處理器DSP通過軟件編程來實現(xiàn)，控制系統(tǒng)軟件程序框圖如圖7所示。DSP控制器采用TI公司的電機控制專用芯片TMS320F2812，PWM逆變器采用智能功率模塊IPM來實現(xiàn)，IPM模塊選用三菱公司的PM15CTM060，電流傳感器采用瑞士LEM公司的LM25-NP，增量式光碼盤選用多摩川公司的TS5214N561。實施例中的無軸承同步磁阻電機參數(shù)為額定功率PN＝1kW，轉(zhuǎn)矩繞組極對數(shù)p1＝2，轉(zhuǎn)矩繞組d軸電感Ld＝0.035H、q軸電感Lq＝0.007H，轉(zhuǎn)矩繞組定子每相電阻Rs1＝0.25Ω；懸浮繞組極對數(shù)p2＝1，懸浮繞組d軸電感Lx＝0.01H、q軸電感Ly＝0.003H，懸浮繞組每相電阻Rs2＝0.15Ω，轉(zhuǎn)子質(zhì)量m＝1kg，轉(zhuǎn)動慣量J＝0.002kg·m2，轉(zhuǎn)子凸極處平均氣隙δ0＝0.25mm，轉(zhuǎn)子端部裝配的機械輔助軸承與轉(zhuǎn)子平均間隙為0.2mm。
根據(jù)附圖以及以上說明，便可容易地實現(xiàn)本發(fā)明。
權利要求
1.一種無軸承同步磁阻電機的位移估算方法，其特征在于，包括以下步驟
1.1)在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，將用于檢測無軸承同步磁阻電機轉(zhuǎn)子徑向位移的脈動高頻電壓信號注入該電機轉(zhuǎn)矩繞組d軸上；設此高頻電壓信號為ud_i＝Ui sin ωit，其中Ui為幅值，ωi為角頻率，則該電機轉(zhuǎn)矩繞組和懸浮繞組的高頻電壓電流方程如下式所示
式(1)中，ud_i、uq_i分別為高頻信號激勵下的轉(zhuǎn)矩繞組定子電壓d、q軸分量，ux_i、uy_i分別為高頻信號下懸浮繞組定子電壓d、q軸分量，id_i、iq_i分別為轉(zhuǎn)矩繞組高頻信號定子電流d、q軸分量，ix_i、iy_i分別為懸浮繞組高頻信號定子電流d、q軸分量，Ld、Lq分別為轉(zhuǎn)矩繞組d、q軸電感，Lx、Ly分別為懸浮繞組d、q軸電感，x、y分別為轉(zhuǎn)子兩垂直方向上的徑向位移，p為微分符號d/dt；
1.2)由式(1)，可得
忽略位移的平方項并作近似處理，式(2)可表示為
由于脈動高頻電壓信號只在d-q坐標系下的轉(zhuǎn)矩繞組d軸上注入，因此，ud_i＝Ui sin ωit，uq_i＝ux_i＝uy_i＝0，并將此帶入式(3)，可得
由式(4)，可得高頻信號激勵下的懸浮繞組高頻感應電流與轉(zhuǎn)子徑向位移之間的關系為
而該懸浮繞組高頻感應電流是從被控電機通過電流傳感器提?。?br> 1.3)對式(5)中的懸浮繞組高頻電流信號進行解調(diào)，以提取其中所包含的轉(zhuǎn)子位移信息，具體方法為將加載到轉(zhuǎn)矩繞組的脈動高頻電壓信號分別移相90°和180°后，與所述懸浮繞組高頻感應電流相乘，即將式(5)中兩等式分別乘以cosωit和-cosωit，可得到下式
4)將上述解調(diào)后的信號濾除其中的高頻分量，得到式(7)中的直流分量，如下式所示
由式(7)可知，直流分量分別包含了轉(zhuǎn)子徑向位移x、y，從而實現(xiàn)了被控電機轉(zhuǎn)子位移的估算。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述位移估算方法的實現(xiàn)如下
2.1)構造帶通濾波器BPF將懸浮繞組三相檢測電流經(jīng)坐標變換后送入帶通濾波器BPF；所述式(5)中的懸浮繞組高頻感應電流ix_i和iy_i經(jīng)該BPF提??；
2.2)構建乘法解調(diào)器
步驟1)中由BPF提取的ix_i和iy_i作為乘法解調(diào)器的第一個輸入信號；同時構建移相器，將所述脈動高頻電壓信號ud_i經(jīng)移相后作為乘法解調(diào)器的第二個輸入信號；兩個輸入信號經(jīng)乘法解調(diào)器解調(diào)運算后得到所述式(6)中的i′x_i和i′y_i信號；
2.3)所述i′x_i和i′y_i信號經(jīng)低通濾波器LPF濾除其中的高頻分量，最終得到所述式(7)中的包含轉(zhuǎn)子徑向位移的直流分量；再乘以相應的比例系數(shù)，獲得被控電機轉(zhuǎn)子徑向位移估計值。
3.根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于，所述步驟1.1)和2.2)中的高頻電壓信號ud_i的頻率范圍為1kHz～2kHz，并隨基波電壓頻率的變化而相應變化；其幅度為基波電壓幅度的1/10；
所述步驟2.1)中，帶通濾波器BPF選用IIR型二階Butterworth帶通濾波器；步驟2.3)中，低通濾波器LPF選用IIR型二階Butterworth低通濾波器。
4.一種采用權利要求1～3所述方法的無軸承同步磁阻電機無位移傳感器控制方法，其特征在于，具體包括以下步驟
1)把擴展的滯環(huán)PWM逆變器和被控電機即無軸承同步磁阻電機懸浮繞組的徑向位置，組成復合被控對象；
所述復合被控對象是以懸浮繞組對應的定子電流兩個分量為其輸入，兩個徑向位移為其輸出；在d-q坐標系下，無軸承同步磁阻電機徑向位置控制的動力學模型由下式?jīng)Q定
式(8)中，g為重力加速度，
分別為x、y的二階導數(shù)，id、iq分別為轉(zhuǎn)矩繞組等效兩相電流，ix、iy分別為懸浮繞組等效兩相電流，Km1、Km2分別為d、q軸力-電流常數(shù)，其大小由下式?jīng)Q定
式(9)中，假定無軸承同步磁阻電機凸極轉(zhuǎn)子極弧角度為60°，μ0為真空磁導率，l為電機有效鐵心長度，r為轉(zhuǎn)子外徑，N2、N4分別為懸浮繞組和轉(zhuǎn)矩繞組每相串聯(lián)有效匝數(shù)，δ0為氣隙長度；
2)構建所述徑向位置的力-電流調(diào)制器，并將此力-電流調(diào)制器置于復合被控對象之前；
對于力-電流調(diào)制器，在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下，徑向懸浮力Fx、Fy與懸浮繞組電流ix、iy的關系為
當力-電流調(diào)制器的輸入為徑向懸浮力的參考值Fx*、Fy*，則可得到懸浮繞組的電流命令值為ix*、iy*；
3)向被控電機轉(zhuǎn)矩繞組注入脈動高頻電壓信號，用于從被控電機的懸浮繞組中提取高頻感應電流；
4)按照權利要求1～3所述方法，構造位移估算器，求得被控電機轉(zhuǎn)子徑向位移估計值；
5)對所述兩個徑向位置分別設計閉環(huán)控制器；兩個徑向位置參考值和所述位移估計值之間的誤差經(jīng)該閉環(huán)控制器調(diào)節(jié)后，輸出信號送入所述力-電流調(diào)制器；力-電流調(diào)制器調(diào)制后的信號分別接擴展的滯環(huán)PWM逆變器的輸入端，再由擴展的滯環(huán)PWM逆變器向被控電機懸浮繞組輸入三相控制電流。
5.根據(jù)權利要求4所述方法，其特征在于，所述步驟1)中，所述擴展的滯環(huán)PWM逆變器是由一個滯環(huán)電流PWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換共同構成；
同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下的懸浮繞組兩相電流經(jīng)Park逆變換后轉(zhuǎn)換成靜止坐標系下的兩相電流，再經(jīng)Clark逆變換轉(zhuǎn)換成靜止坐標系下的三相參考電流，將此三相參考電流送入滯環(huán)電流控制PWM逆變器，該逆變器輸出實際需要的三相電流；
6.根據(jù)權利要求4所述控制方法，其特征在于，所述步驟3)中，脈動高頻電壓信號由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生，該SPWM逆變器也同時產(chǎn)生電機電磁轉(zhuǎn)矩控制所需的基波頻率電流；
一個SPWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換共同組成一個擴展的SPWM逆變器；電流傳感器檢測被控電機轉(zhuǎn)矩繞組三相電流后依次經(jīng)過Clark變換和Park變換，將上述三相電流轉(zhuǎn)換成同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的兩相電流，再經(jīng)低通濾波器，去除其中的高頻成分，獲得僅包含低頻分量的兩相電流；上述兩相電流檢測值與被控電機兩相電流給定值之間的誤差送入電流PI調(diào)節(jié)器，其中被控電機轉(zhuǎn)矩分量電流給定值由轉(zhuǎn)速給定值和轉(zhuǎn)速檢測值之間的誤差經(jīng)轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器后獲得；上述電流PI調(diào)節(jié)器輸出被控電機兩相電壓給定值，該兩相電壓給定值再與脈動高頻電壓參考信號疊加求和后送入擴展的SPWM逆變器，由擴展的SPWM逆變器提供實際需要的脈動高頻電壓信號。
7.根據(jù)權利要求4所述的方法，其特征在于，所述步驟5)中，所述閉環(huán)控制器由常規(guī)比例積分微分PID控制器組成；將徑向位移參考值和位移估計值進行比較，其誤差作為常規(guī)PID控制器的輸入，經(jīng)PID調(diào)節(jié)后輸出徑向懸浮力的參考值Fx*、Fy*，其作為力-電流調(diào)制器的輸入信號；兩個常規(guī)PID控制器的參數(shù)根據(jù)實際控制對象和控制要求進行整定。
8.一種采用權利要求4～7任一所述方法的控制裝置，其特征在于，該裝置包括數(shù)字信號微處理器DSP、滯環(huán)電流PWM逆變器、SPWM逆變器、電流傳感器和光電編碼器；權利要求4～7所述方法中的位移估算器、力-電流調(diào)制器、閉環(huán)控制器、坐標變換、SPWM控制、滯環(huán)控制和脈動高頻電壓參考信號的發(fā)生由所述DSP通過軟件編程實現(xiàn)；
DSP中的事件管理器EVA單元發(fā)出脈動高頻電壓參考信號，最終由向轉(zhuǎn)矩繞組供電的SPWM逆變器產(chǎn)生實際所需的脈動高頻電壓信號，該脈動高頻電壓信號注入被控電機轉(zhuǎn)矩繞組，提供電機懸浮繞組因估算位移所需的三相高頻電流。
電流傳感器檢測到的懸浮繞組三相電流送入DSP中的模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC單元；光電編碼器檢測轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速送入DSP中的正交編碼脈沖接口QEP；DSP中的事件管理器EVB單元發(fā)出PWM波形，送入滯環(huán)電流PWM逆變器，由該逆變器向懸浮繞組提供所需的三相基波頻率電流，以產(chǎn)生相應的徑向懸浮力，確保轉(zhuǎn)子穩(wěn)定懸浮。
9.根據(jù)權利要求8所述的裝置，其特征在于，
首先，由電流傳感器檢測被控電機轉(zhuǎn)矩繞組三相電流，經(jīng)Clark變換和Park變換后得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下兩相電流，再經(jīng)低通濾波器獲取其中的低頻兩相電流，被控電機同步旋轉(zhuǎn)坐標系下兩相電流給定值和上述兩相電流檢測值之間的誤差送入電流PI調(diào)節(jié)器，上述兩相給定電流之一的轉(zhuǎn)矩分量電流由電機轉(zhuǎn)速給定值和檢測值的誤差經(jīng)轉(zhuǎn)速PI調(diào)節(jié)器后獲得；上述電流PI調(diào)節(jié)器輸出兩個電壓給定值，再與脈動高頻電壓參考信號進行求和運算，分別接擴展的SPWM逆變器的第一、二的輸入端；擴展的SPWM逆變器第一、二和三輸出端輸出所需的脈動高頻電壓信號和電磁轉(zhuǎn)矩所需的三相電流；
其次，由電流傳感器檢測被控電機懸浮繞組三相電流，經(jīng)位移估算器對轉(zhuǎn)子位移進行估計后輸出位移估計值；徑向位置給定值和上述估計值之間的誤差分別送入閉環(huán)控制器的第一、二輸入端；閉環(huán)控制器的第一、二輸出端輸出兩個徑向位置的懸浮力參考值，分別接力-電流調(diào)制器的第一、二輸入端；力-電流調(diào)制器的第一、二輸出端輸出徑向位置的兩個定子電流命令值，分別接擴展的滯環(huán)PWM逆變器的第一、二輸入端；擴展的滯環(huán)PWM逆變器的第一、二和三輸出端輸出所需三相電流分別接無軸承同步磁阻電機徑向位置的第一、第二和第三個輸入端；
由滯環(huán)電流PWM逆變器、一個Park逆變換和一個Clark逆變換構成一個所述擴展的滯環(huán)PWM逆變器；電流傳感器檢測懸浮繞組三相電流，實現(xiàn)擴展的滯環(huán)PWM逆變器的電流滯環(huán)控制；
所述懸浮繞組三相電流經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后，在DSP中由軟件實現(xiàn)位移估算器、力-電流調(diào)制器、閉環(huán)控制器和坐標變換；
DSP由光電編碼器檢測轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信號，獲取坐標變換所需的轉(zhuǎn)子機械位置角；如有故障發(fā)生，DSP故障中斷輸入引腳PDPINTA和PDPINTB捕獲故障信號，并封鎖PWM輸出，從而保護滯環(huán)PWM逆變器、SPWM逆變器和被控電機。
全文摘要
一種無軸承同步磁阻電機的位移估算方法，先構造帶通濾波器BPF將懸浮繞組三相檢測電流經(jīng)坐標變換后送入帶通濾波器BPF；懸浮繞組高頻感應電流ix_i和iy_i經(jīng)該BPF提??；再構建乘法解調(diào)器由BPF提取的ix_i和iy_i作為乘法解調(diào)器的第一個輸入信號；同時構建移相器，將所述脈動高頻電壓信號ud_i經(jīng)移相后作為乘法解調(diào)器的第二個輸入信號；兩個輸入信號經(jīng)乘法解調(diào)器解調(diào)運算后得到i′和i信號；然后所述i′和i′信號經(jīng)低通濾波器LPF濾除其中的高頻分量，最終得到包含轉(zhuǎn)子徑向位移的直流分量；再乘以相應的比例系數(shù)，獲得被控電機轉(zhuǎn)子徑向位移估計值。采用上述方法的無位移傳感器控制方法及裝置，省去了位移傳感器，采用DSP結合軟件對電機進行控制。
文檔編號H02P6/18GK101777862SQ20101001795
公開日2010年7月14日 申請日期2010年1月18日 優(yōu)先權日2010年1月18日
發(fā)明者張漢年, 華永平, 孫剛, 李玲, 張智瑋 申請人:南京信息職業(yè)技術學院