專利名稱：三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波補償方法
技術領域：
本方明涉及的是一種電氣技術領域直流變換器的控制方法，具體是一種三 電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波補償方法。
背景技術：
隨著電機驅動器、開關電源、電力變流器等的功率等級要求不斷的提高， 高壓大功率直流升壓變換器的研究和利用日益受到工程技術界的重視。直流升壓 變換器可以有效地進行直流升壓，是直流技術中重要的環(huán)節(jié)。在高壓大功率條件 下，傳統(tǒng)的升壓變換器會遇到功率開關器件電壓應力大、電抗器磁飽和和運行可 靠性等問題，不能有效的運行。
經(jīng)對現(xiàn)有技術和文獻的檢索發(fā)現(xiàn)，Michael T. Zhang等人在《IEEE APEC 1995》(美國電氣電子工程師協(xié)會功率電子學年會論文集)(1995年，第435-439 頁)上發(fā)表的"Single-Phase Three-Level Boost Power Factor Correction Converter"(單相三電平升壓功率因素校正變換器)中提出了一種三電平拓撲結 構，能有效減少功率開關器件電壓應力和磁飽和問題;Peter Barbosa等人在IEEE 上發(fā)表的"Analysis and Evaluation the Two Switch Three Level Boost Rectifier"(兩電平升壓整流器的分析和評定)(IEEE, 2001， pp: 1659-1664) 中提出了電流峰值控制方法，提高了變換器的安全可靠性。但是，沒有能夠將這 兩種方法有效的結合在一起。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術的不足,'提出了一種三電平直流升壓變換 器電流峰值控制的雙梯形波補償方法，將上述兩種方法有機的結合起來，使升壓 直流變換器能在高壓大功率條件下使用。
本發(fā)明是通過以下技術方案實現(xiàn)的，本發(fā)明包括如下步驟
第一步，控制器完成初始化工作，具體包括功率開關器件所要求的開關頻率；②計算出斜率w。第二步，生成控制補償信號，具體包括-(D—列鋸齒波信號，頻率為功率開關器件所要求的開關頻率的2倍，上升 斜率附2 s附"；② 兩列方波信號，頻率等于功率開關器件所要求的開關頻率，占空比均是50%，相位互差180° ;③ 兩列方波信號分別加入死區(qū)；⑨鋸齒波信號與兩列方波信號分別作邏輯與運算，獲得兩列梯形波補償信號。第三步，獲得電流控制信號，具體包括O)基于三電平Boost電路(直流升壓電路)的電壓、電流雙閉環(huán)控制，電 壓外環(huán)的輸出值作為電流控制信號的指令值；②兩列梯形波補償信號分別補償電流指令值，得到兩列電流控制信號。 第四步，完成對功率器件的控制，具體包括① 采樣三電平直流升壓電抗器上的電流值；② 采樣電流值同時與兩列電流控制信號作比較，采用電流峰值控制方式生 成P麗信號；③ 生成的P麗信號交錯控制上下兩個功率開關。所述的m，，是指在三電平Boost電路中，升壓電抗器放電時其電流下降的斜率，計算公式為附7=-i^為升壓電抗器電感值。F 、 一F，其中^為輸入電壓值，K。為輸出電壓值，所述的死區(qū)，是指為了防止在實際硬件電路中，方波信號下降沿與鋸齒 波信號下降沿都不是理想的，在邏輯與運算中可能出現(xiàn)非預計的結果，將方波信
號相對鋸齒波信號作一個微小延時處理，其延時時間^o.oi ;， 7;指的是功率開
關器件所要求的開關頻率。
所述的基于Boost電路(直流升壓電路)的電壓、電流雙閉環(huán)控制，是指 電壓外環(huán)采用比例積分環(huán)節(jié)校正，輸出即為內(nèi)環(huán)指令值；電流內(nèi)環(huán)釆用電流峰值 控制方式控制P麗(脈寬調(diào)制)的占空比，進而控制Boost電路的的IGBT (絕緣 柵雙極晶體管)或M0SFET (金屬氧化物半導體場效應管)的開關頻率，使Boost 電路輸出升高的電壓值。
所述的電流峰值控制方式控制P麗的占空比，是指每個開關周期開始時 P麗輸出置l，導通功率開關器件。然后，升壓電抗器的電流值與指令值作比較， 如果電流值小于指令值，則功率開關器件保持導通狀態(tài)。 一旦電流值大于指令值， P麗輸出置0，功率開關器件關斷，直到下個周期開始再導通。
所述的交錯控制，是指電壓外環(huán)的反饋量為兩穩(wěn)壓電容上的電壓值，而
每個控制功率開關的p麗信號皆由與其不對應的，或者交錯的電容電壓反饋量來 決定。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比，具有以下有益效果本發(fā)明能夠滿足高壓大功率 條件下升壓直流變換器可靠運行的需要，(l)功率開關較小的電壓應力經(jīng)仿真 表明，運用本發(fā)明的直流升壓變換器的功率開關器件承受的電壓僅為普通直流升 壓變換器的一半；(2)電抗器電流脈動值減少普通直流升壓變換器的電抗器在
一個開關周期內(nèi)充、放電一次，而采用本發(fā)明的直流升壓變換器，其兩指令控制
信號相位互差180。，使得兩功率開關分別導通，電抗器在一個開關周期內(nèi)充、 放電兩次，脈動值明顯減少，有效抑制電抗器磁飽和問題；(3)可靠性高本發(fā) 明對電抗器上的電流進行直接控制，能有效防止電抗器電流的突變，提高了直流 升壓變換器的安全性，保證其可靠運行。


圖l為本發(fā)明流程圖2為本發(fā)明三電平直流升壓系統(tǒng)組成示意圖；圖3為本發(fā)明采用電流峰值控制的雙梯形波補償方法的Sl開關效果示意
圖4為本發(fā)明采用電流峰值控制的雙梯形波補償方法的S2開關效果示意
圖5為本發(fā)明輸出電壓和升壓電抗器電流仿真效果圖。
具體實施例方式
下面結合附圖對本發(fā)明的實施作詳細說明本實施例是在以本發(fā)明技術方 案為前提下進行的，給出了詳細的實施方式和過程，但本發(fā)明的保護范圍不限于 下述的實施例。
本實施例具體的實施流程如圖1所示，如圖2所示，為執(zhí)行本實施例方法 的直流升壓變換器。采用Matlab/Simulink7. 5，采用算法為ode23tb，設定輸入 電壓為1250V，輸出電壓為10000V，電感Lf取值10mH，電容Cl和C2取值1500uF， 開關頻率為lkHz，仿真時間為2s，其余采用默認設置。
本實施例包括如下步驟
步驟一、完成初始化。功率開關器件所要求的開關頻率為lkHz，輸入電壓 為1250V,輸出電壓為10000V。于是，計算出斜率附2二37500(b一1。
步驟二、通過CPU生成頻率為2 kHz，斜率氣《/ 2 =375000,的鋸齒波。
同時，生成兩列頻率為lkHz，占空比均是50%，相位互差180°的方波信號，并 對兩列發(fā)波信號做一個小延時，其延時時間t=0.00001s。將得到的兩列方波信 號分別與鋸齒波信號作邏輯與運算，得到兩列梯形波補償信號。
步驟三、電壓外環(huán)的輸出值分別減去兩列梯形波補償信號，得到兩列電流 控制信號。
步驟四、將電抗器上的電流值分別與兩列電流控制信號作比較，在每個周 期開始時，上信道的控制信號始終小于下信道的控制信號，因此，電抗器上的電 流變化完全受控于上信道的控制信號在電流值小于信號值時，上信道PWM輸出 為l， 一旦電流值大于信號值時，上信道PWM輸出置0;下信道P麗輸出始終為 1。半個周期以后，兩信道的P麗輸出均置1。后半周期內(nèi)，下信道的控制信號 始終小于上信道的控制信號，因此，電抗器上的電流變化完全受控于下信道的控制信號在電流值小于信號值時，下信道P麗輸出為1， 一旦電流值大于信號值 時，下信道P麗輸出置O;上信道P麗輸出始終為1。用上信道的P麗信號控制 導通下位的功率開關S2，用下信道的P麗信號控制導通上位的功率開關Sl 。如圖3所示，電感電流與下位電容C2的電壓作為反饋量的梯形波指令信號 作比較，生成控制開關S1的P麗信號。在每個周期的前半周期內(nèi)，電流的脈動 不受該信號的控制，P麵信號輸出始終為l;在后半周期內(nèi)，電流的脈動依照電 流峰值控制的原理完全受控于該信號，P麗信號完成一次1到0的跳變。如圖4所示，電感電流與上位電容C1上的電壓作為反饋量的梯形波指令信 號作比較，生成控制開關S2的P麗信號。在每個周期的前半周期內(nèi)，電流的脈 動依照電流峰值控制的原理完全受控于該信號，P麗信號完成一次1到0的跳 變；在后半周期內(nèi)，電流的脈動不受該信號的控制，P麗信號輸出始終為l。如圖5所示，采用本發(fā)明的三電平直流升壓變換器運行的仿真結果圖。其中，曲線一表示輸出電壓，其值為10KV，紋波，^0.24%;曲線二表示電抗器上的電流，其值為800A，電流脈動值^24%;曲線三表示單個功率開關承受的電壓，其最大值約為5000V，是輸出電壓的一半。同時，電抗器電流在運行時沒 有出現(xiàn)電流突變情況，可靠性高。
權利要求
1.一種三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波補償方法，其特征在于，包括如下步驟第一步，控制器完成初始化工作，具體包括①獲得功率開關器件所要求的開關頻率，②計算出斜率m2；第二步，生成控制補償信號，具體包括①一列鋸齒波信號，頻率為功率開關器件所要求的開關頻率的2倍，上升斜率m2≤ma；②兩列方波信號，頻率等于功率開關器件所要求的開關頻率，占空比均是50％，相位互差180°；③兩列方波信號分別加入死區(qū)；④鋸齒波信號與兩列方波信號分別作邏輯與運算，獲得兩列梯形波補償信號；第三步，獲得電流控制信號，具體包括①基于三電平Boost電路的電壓、電流雙閉環(huán)控制，電壓外環(huán)的輸出值作為電流控制信號的指令值；②將第二步獲得的兩列梯形波補償信號分別補償電流指令值，得到兩列電流控制信號；第四步，完成對功率器件的控制，具體包括①采樣三電平直流升壓電抗器上的電流值；②采樣電流值同時與第三步中獲得的兩列電流控制信號作比較，采用電流峰值控制方式生成PWM信號；③生成的PWM信號交錯控制上下兩個功率開關。
2. 根據(jù)權利要求1所述的三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波 補償方法，其特征是，所述的上升斜率附2，是指在三電平Boost電路中，升壓電抗器放電時其電流下降的斜率，計算公式為附2 = 、2 "，其中^為輸入<formula>formula see original document page 3</formula>電壓值，F(xiàn)。為輸出電壓值，Z,為升壓電抗器電感值。
3. 根據(jù)權利要求1所述的三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波補償方法，其特征是，所述的死區(qū)，是指為了防止方波信號下降沿與鋸齒波信號下降沿在邏輯與運算中出現(xiàn)不可預計的結果，將方波信號相對鋸齒波信號作一個微小延時處理，其延時時間^s o.on; ， ？;指的是功率開關器件所要求的開關頻率。
4. 根據(jù)權利要求1所述的三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波 補償方法，其特征是，所述的基于Boost電路的電壓、電流雙閉環(huán)控制，是指 電壓外環(huán)采用比例積分環(huán)節(jié)校正，輸出即為內(nèi)環(huán)指令值；電流內(nèi)環(huán)采用電流峰值 控制方式控制P麗的占空比，進而控制Boost電路的的IGBT或M0SFET的開關頻 率，使Boost電路輸出升高的電壓值。
5. 根據(jù)權利要求4所述的三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波 補償方法，其特征是，所述的電流峰值控制方式控制P麗的占空比，是指每個 開關周期開始時P麗輸出為1，導通功率開關器件，然后，升壓電抗器的電流值 與指令值作比較，如果電流值小于指令值，則功率開關器件保持導通狀態(tài)， 一旦 電流值大于指令值，P麗輸出0，功率開關器件關斷，直到下個周期開始再導通。
6. 根據(jù)權利要求1所述的三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波 補償方法，其特征是，所述的交錯控制，是指電壓外環(huán)的反饋量為兩穩(wěn)壓電容 上的電壓值，而每個控制功率開關的P麗信號皆由與其不對應的，或者交錯的電
全文摘要
一種直流變換器領域的三電平直流升壓變換器電流峰值控制的雙梯形波補償方法，首先，獲得功率器件開關頻率和電抗器電流脈動的下降斜率；其次，通過鋸齒波與方波信號的邏輯與產(chǎn)生兩列頻率等于開關頻率，相位互差180°的梯形波補償信號；然后，將兩列梯形波信號補償?shù)诫妷和猸h(huán)的輸出值，得到兩列電流控制信號；最后，電抗器上的電流同時與兩列電流控制信號比較，采用電流峰值控制方式生成PWM信號，交錯控制兩功率開關。本發(fā)明將直流升壓器運用拓寬到高壓大功率領域，減少開關器件電壓應力和電抗器電流脈動值，同時，提高了系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性和可靠性。
文檔編號H02M1/00GK101295921SQ20081003854
公開日2008年10月29日 申請日期2008年6月5日 優(yōu)先權日2008年6月5日
發(fā)明者劉文晉, 王志新 申請人:上海交通大學