專利名稱：適用于低壓大電流dc/dc模塊的拓撲的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及直流電源變換技術領域，特別涉及適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲。自從20世紀80年代初以來，集成電路制造技術和計算機工業(yè)迅猛發(fā)展。以Intel公司的Pentium微處理器為代表的新一代微處理器的集成度越來越高，運算速度越來越快，功能也越來越強。同時，這種新型微處理器對供電電源提出了許多新的要求(1)工作電壓從傳統(tǒng)的標準5V不斷下降至1.5V左右，甚至1V以下。(2)工作電流不斷增大，從幾安培上升至幾十安培，甚至幾百安培。(3)動態(tài)響應速度要求越來越高，電流動態(tài)變化率從十幾安培/us提高到幾百安培/us，如高性能VRM(Voltage Regulator Module電壓調(diào)節(jié)模塊)。此外，包括掌上電腦、移動電話等在內(nèi)的各種便攜式電子產(chǎn)品近幾年發(fā)展迅速，預計在今后5年內(nèi)將以年均20-50％的增長率迅速占領市場。這些靠電池供電的手提式電子產(chǎn)品，要求DC/DC變換器的轉(zhuǎn)換效率盡可能地高，待機電流盡量小以延長電池使用壽命；同時，要求變換器有很小的尺寸和扁平的結構，也即要求電源體積小，功率密度高。
為滿足上述這些要求，今后在計算機和通訊系統(tǒng)中將廣泛地采用所謂分布式電源系統(tǒng)(Distributed Power System，DPS)。分布式電源系統(tǒng)中，能量通過高壓(如48V)小電流總線傳輸分配至負載端，然后由一級或多級DC/DC變換器變換成低電壓(如3.3V或更低)直接供應負載。如

圖1所示，是一種典型分布式電源系統(tǒng)結構，圖中，交流輸入經(jīng)過功率因數(shù)校正電路后電壓變?yōu)?00V DC，再經(jīng)過前端DC/DC變換器進行變換，得到48V DC總線電壓，此時，該總線電壓可以通過高壓變換器進行變換后直接給低壓負載供電，同時，也可以先通過板上變換器把該總線電壓變?yōu)?V DC或12V DC電壓，再通過低壓變換器進行變換，最后給低壓負載供電。
隨著計算機芯片對電源容量和瞬態(tài)響應要求的不斷提高，現(xiàn)在被廣泛采用的低壓(如5V、12V)分布式電源系統(tǒng)將難以滿足要求，其中一部分會逐漸被高壓(如48V)分布式電源系統(tǒng)所取代。與低壓(輸入)分布式電源系統(tǒng)相比較，高壓(輸入)分布式電源系統(tǒng)有許多顯著優(yōu)點。
綜上所述，低壓大電流將是中小功率電源發(fā)展的趨勢之一。
現(xiàn)有技術中，針對低壓大電流提出了兩級隔離式拓撲，將調(diào)壓與電氣隔離功能通過兩個電路分別實現(xiàn)，而根據(jù)調(diào)壓級與電氣隔離級的級聯(lián)順序，兩級隔離式變換器有兩種結構，如圖2所示，是兩級隔離式DC/DC變換器結構圖，其中，圖2(a)表示先隔離后調(diào)壓結構，在隔離模塊中，以固定占比對原邊電路進行控制，通過變壓器把原邊電路和副邊電路進行隔離，而在調(diào)壓模塊中，則通過控制路徑對電壓調(diào)節(jié)器進行控制，實現(xiàn)對DC/DC變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)；圖2(b)則表示先調(diào)壓后隔離結構，在調(diào)壓模塊中，通過控制路徑對電壓調(diào)節(jié)器進行控制，調(diào)節(jié)隔離模塊的輸入電壓，在隔離模塊中，以固定占空比對原邊電路進行控制，通過變壓器把原邊電路和副邊電路進行隔離，從而實現(xiàn)對DC/DC變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。
以上圖2所示方案的最大弊端是功率回路器件較多(如磁性器件、開關管等)，需經(jīng)過兩級變換，導致效率較低，成本較高。
圖3是現(xiàn)有技術中變換器的不對稱半橋拓撲電路圖，其原理與對稱半橋電路或有源鉗位電路非常類似，特別是在LLC諧振電路中應用很多，開關管S1、開關管S2和電容C1構成一斬波電路，用于向變壓器原邊繞組輸入高頻交流電，變壓器T變壓，開關管S3和開關管S4整流，電感L、電容C2濾波，最后實現(xiàn)給負載供電，但是這種拓撲如果應用在低壓大電流拓撲中并沒有明顯的優(yōu)勢，首先，變壓器的設計上，低壓輸出會使變壓器的變比較大，特別是高壓輸入場合(如200V至400V)變壓器的變比會更大，同時使副邊繞組的電流變大，因此必須選擇截面較大的繞線才能滿足要求，增大了變壓器的體積，增加了變壓器設計的難度；其次，在DC/DC模塊PCB布板上會產(chǎn)生一些問題，大電流輸出會占用較多的PCB銅鉑空間，也會使BMP模塊(Board Mounted Power板載裝配電源)散熱困難，效率降低。本發(fā)明要解決的技術問題是提供適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，降低了變壓器的設計難度。
本發(fā)明的技術方案是適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，包括依次連接的斬波電路、變壓器和含開關管S3、開關管S4的整流電路，所述變壓器的個數(shù)為2個，變壓器T1原邊繞組和變壓器T2原邊繞組串聯(lián)，形成第一串聯(lián)支路，所述第一串聯(lián)支路的兩端作為兩輸入端，接收所述斬波電路的能量；變壓器T1副邊繞組和開關管S3串聯(lián)，形成第二串聯(lián)支路，變壓器T2副邊繞組和開關管S4串聯(lián)，形成第三串聯(lián)支路，所述第二串聯(lián)支路與所述第三串聯(lián)支路并聯(lián)，該并聯(lián)支路的兩端作為整流電路的兩直流輸出端。
進一步地，所述2個變壓器合為一集成磁元件。
進一步地，適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，還包括N個變壓器，其中N為大于等于2的偶數(shù)；所述N個變壓器的原邊繞組串接在變壓器T1原邊繞組和變壓器T2原邊繞組之間的第一串聯(lián)支路中，所述N個變壓器中的N/2個副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T1副邊繞組的兩端，余下N/2個副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T2副邊繞組的兩端。
進一步地，所述N+2個或N個變壓器合為一集成磁元件。
進一步地，所述斬波電路包括開關管S1、開關管S2和電容C1，所述開關管S1的一端作為斬波電路的一輸入端，其另一端連接開關管S2的一端，開關管S2的另一端同時作為斬波電路的另一輸入端和一輸出端，電容C1的一端連接在開關管S1和開關管S2的連接點上，其另一端作為斬波電路的另一輸出端。
進一步地，所述開關管S1和開關管S2為MOS管。
進一步地，所述開關管S1和開關管S2的控制電路為PWM控制電路或諧振控制電路。
進一步地，所述開關管S3和開關管S4為MOS管。
進一步地，所述開關管S3和開關管S4的驅(qū)動電路為自驅(qū)驅(qū)動電路或他驅(qū)驅(qū)動電路。
進一步地，所述開關管S3和開關管S4為二極管。
本發(fā)明的有益效果是本發(fā)明的拓撲電路中，采用非零偶數(shù)個變壓器，所有原邊繞組串聯(lián)連接，在輸入電壓不變的情況下，與現(xiàn)有技術相比，降低了每個變壓器原邊繞組兩端的電壓，實現(xiàn)分壓功能；變壓器所有副邊繞組并聯(lián)輸出，有利于減小每個副邊繞組中的電流，實現(xiàn)分流功能，降低變壓器的發(fā)熱，提高變換效率；在本發(fā)明的拓撲電路中，無輸出電感，由變壓器代替，且原邊只需一個電容，因此所需器件少，布板容易；在單個變壓器的設計上，不需要選擇截面大的繞線就能夠滿足要求，由于多個變壓器相對獨立，有利于散熱上的設計，避免現(xiàn)有技術中發(fā)熱集中而引起的散熱困難問題，有利于提高功率密度。圖1是現(xiàn)有技術中分布式電源系統(tǒng)的一種典型結構。
圖2(a)、(b)分別是現(xiàn)有技術中兩級隔離式DC/DC變換器的兩種結構。
圖3是現(xiàn)有技術中變換器的不對稱半橋拓撲電路圖。
圖4是本發(fā)明實施例一的拓撲電路圖(一)。
圖5是本發(fā)明實施例一的拓撲電路圖(二)。
圖6是本發(fā)明實施例一在不對稱半橋正反激電路中的應用示意圖。
圖7(a)、(b)、(c)和(d)分別是圖6中變換器的輸出電壓波形、副邊整流管(續(xù)流管)的驅(qū)動波形、兩變壓器的勵磁電流波形示意圖。
圖8是本發(fā)明實施例二的拓撲電路圖。下面結合附圖和實施例對本發(fā)明進行進一步闡述本發(fā)明提出的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，主要是在變壓器上進行改動，通過采用兩個或兩個以上的偶數(shù)個變壓器，以“原邊繞組串聯(lián)輸入，副邊繞組并聯(lián)輸出”的方式進行連接，在DC/DC模塊的輸出為低壓大電流時，所有副邊繞組共同分流，使單個副邊繞組中電流較小，從而降低了對變壓器繞線的性能要求(尤其是繞線的粗細)，易于變壓器的設計；這里的低壓大電流是指DC/DC模塊的輸出值，一般來說，輸出電壓值低于5V，即稱為低壓，而輸出電流值高于50A，則稱為大電流。
實施例一在本實施例中，變壓器的個數(shù)為2個，電路原理圖如圖4所示，該拓撲包括斬波電路、變壓器T1/T2、含開關管S3和開關管S4的整流電路及濾波電容C2；其中，斬波電路包括開關管S1、開關管S2和電容C1，開關管S1的一端作為斬波電路的一輸入端，其另一端連接開關管S2的一端，開關管S2的另一端同時作為斬波電路的另一輸入端和一輸出端，電容C1的一端連接在開關管S1和開關管S2的連接點上，其另一端作為斬波電路的另一輸出端；斬波電路的兩輸入端連接直流輸入電源；變壓器T1原邊繞組與變壓器T2原邊繞組串聯(lián)，該串聯(lián)支路的兩端(變壓器T1原邊繞組的第一端、變壓器T2原邊繞組第一端)分別連接斬波電路的兩輸出端，接收斬波電路輸出的電能；變壓器T1副邊繞組通過其第一端與開關管S3串聯(lián)，形成第二串聯(lián)支路，變壓器T2副邊繞組通過其第一端與開關管S4串聯(lián)，形成第三串聯(lián)支路，所述第二串聯(lián)支路與所述第三串聯(lián)支路并聯(lián)(變壓器T1副邊繞組的第二端與變壓器T2副邊繞組的第二端相連)，該并聯(lián)支路的兩端作為整流電路的兩直流輸出端；濾波電容C2跨接于整流電路的兩直流輸出端上，最后，負載連接整流電路的兩直流輸出端；其中，變壓器T1原邊繞組的第一端和其副邊繞組的第一端互為同名端，變壓器T2原邊繞組的第一端和其副邊繞組的第一端互為同名端，開關管S3和開關管S4的整流方向如圖中兩個箭頭所示，這里開關管S3和開關管S4的整流方向也可以都與圖中所示的方向相反，原理都是一樣。
兩個變壓器的正反激電路拓撲在成本與效率方面有明顯的優(yōu)勢，特別是針對低壓大電流的輸出，電路中，兩個變壓器原邊繞組串聯(lián)，副邊繞組并聯(lián)輸出，非常適用于低壓大電流輸出的應用場合，包括高壓輸入和低壓輸入的情況，因為變壓器原邊繞組串聯(lián)，兩個原邊繞組對輸入電壓進行分壓，變壓器副邊繞組并聯(lián)，可以對輸出的大電流進行分流，這樣使得每個變壓器單獨承受的輸入電壓和輸出電流相對較小，進而在變壓器的設計上，尤其是繞線粗細的選擇上降低要求；該電路中是無輸出電感的，其已等效在原邊，由副邊開路的變壓器代替，這樣本發(fā)明中的拓撲就可以省掉輸出電感，所需器件少，布板簡單、容易；另外，兩個變壓器的電路都是電流饋電的，即電流型的，這種變壓器工作方式的優(yōu)點是可以自動地對由鐵心飽和或剩磁所可能引起的初級繞組電流過大的現(xiàn)象進行限制；由于多個變壓器相對獨立，有利于DC/DC模塊中的散熱設計，尤其是變壓器散熱容易，避免發(fā)熱集中而引起的散熱困難問題，提高了DC/DC模塊的變換效率，有利于提高功率密度。
圖4所示的電路中，開關管S1和開關管S2可以為MOS管，開關管S1和開關管S2的控制電路可以為PWM控制電路或諧振控制電路，容易實現(xiàn)軟開關技術，PWM控制電路中可以采用互補控制，即D，1-D控制，也可采用對稱控制；開關管S3和開關管S4可以為MOS管，也可以為二極管，當采用MOS管時，開關管S3和開關管S4的驅(qū)動電路為自驅(qū)驅(qū)動電路或他驅(qū)驅(qū)動電路，自驅(qū)是指直接用變壓器加上輔助繞組來驅(qū)動(副邊耦合)，他驅(qū)是指外加一定的電路來驅(qū)動。
在圖4中，兩個變壓器T1/T2可以用一個集成磁元件代替，其電路原理圖如圖5所示，兩個變壓器合為一集成磁元件T，集成磁元件中磁通可以耦合，也可以沒有相互作用。對于本發(fā)明來說，采用集成磁元件所需器件少，布板容易，優(yōu)化后對效率，紋波等輸出指標的提升有好處。
圖6是本實施例在不對稱半橋正反激電路中的應用示意圖，圖中，直流輸入電壓為48V，開關管全部采用MOS管，其中Q1、Q2和C1構成斬波電路，Q1和Q2的柵極輸入驅(qū)動信號；Q3、Q4、Q5和Q6為副邊整流管，也可稱為續(xù)流管，這四個MOS管都采用相同的驅(qū)動波形，而且都采用自驅(qū)的方式。
圖7(a)是圖6中變換器的輸出電壓波形示意圖，圖7(b)是副邊整流管(續(xù)流管)的驅(qū)動波形示意圖，圖7(c)和圖7(d)分別是兩變壓器的勵磁電流波形示意圖。
由圖7可看出，輸出電壓的紋波很小，原理上有倍頻作用，副邊電路中完全可以不用電感；副邊同步整流管驅(qū)動可以實現(xiàn)自驅(qū)，當然也可用他驅(qū)；兩個變壓器的勵磁電流波形一致，可見，兩個變壓器完全對稱，所有參數(shù)一致，設計非常方便。
實施例二本實施例是在實施例一的基礎上增加兩個變壓器T3/T4，可以應用于輸出電流更大的場合，其電路原理圖如圖8所示，所述變壓器T3/T4的原邊繞組串接在變壓器T1原邊繞組第二端和變壓器T2原邊繞組第二端之間，其中，變壓器T3原邊繞組的第一端連接變壓器T1原邊繞組第二端，變壓器T3原邊繞組的第二端連接變壓器T4原邊繞組的第二端，變壓器T4原邊繞組的第一端連接變壓器T2原邊繞組第二端；所述變壓器T3副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T1副邊繞組的兩端，所述變壓器T4副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T2副邊繞組的兩端，其中，變壓器T1副邊繞組的第一端和第二端分別連接變壓器T3副邊繞組的第一端和第二端，變壓器T2副邊繞組的第一端和第二端分別連接變壓器T4副邊繞組的第一端和第二端，變壓器T3原邊繞組的第一端和其副邊繞組的第一端互為同名端，變壓器T4原邊繞組的第一端和其副邊繞組的第一端互為同名端。
另外，本實施例中所使用的4個變壓器也可以合為一集成磁元件。
綜上所述，本發(fā)明可以在實施例一的基礎上增加N個變壓器，其中N為大于等于2的偶數(shù)，該N個變壓器的原邊繞組串接在變壓器T1原邊繞組和變壓器T2原邊繞組之間的第一串聯(lián)支路中，所述N個變壓器中的N/2個副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T1副邊繞組的兩端，余下N/2個副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T2副邊繞組的兩端；這樣同樣也可以實現(xiàn)發(fā)明目的，降低了變壓器的設計難度，提高DC/DC模塊的變換效率，有利于提高功率密度。
權利要求
1.適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，包括依次連接的斬波電路、變壓器和含開關管S3、開關管S4的整流電路，其特征在于所述變壓器的個數(shù)為2個，變壓器T1原邊繞組和變壓器T2原邊繞組串聯(lián)，形成第一串聯(lián)支路，所述第一串聯(lián)支路的兩端作為兩輸入端，接收所述斬波電路的能量；變壓器T1副邊繞組和開關管S3串聯(lián)，形成第二串聯(lián)支路，變壓器T2副邊繞組和開關管S4串聯(lián)，形成第三串聯(lián)支路，所述第二串聯(lián)支路與所述第三串聯(lián)支路并聯(lián)，該并聯(lián)支路的兩端作為整流電路的兩直流輸出端。
2.根據(jù)權利要求1所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述2個變壓器合為一集成磁元件。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于還包括N個變壓器，其中N為大于等于2的偶數(shù)；所述N個變壓器的原邊繞組串接在變壓器T1原邊繞組和變壓器T2原邊繞組之間的第一串聯(lián)支路中，所述N個變壓器中的N/2個副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T1副邊繞組的兩端，余下N/2個副邊繞組分別并聯(lián)在所述變壓器T2副邊繞組的兩端。
4.根據(jù)權利要求3所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述N+2個或N個變壓器合為一集成磁元件。
5.根據(jù)權利要求4所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述斬波電路包括開關管S1、開關管S2和電容C1，所述開關管S1的一端作為斬波電路的一輸入端，其另一端連接開關管S2的一端，開關管S2的另一端同時作為斬波電路的另一輸入端和一輸出端，電容C1的一端連接在開關管S1和開關管S2的連接點上，其另一端作為斬波電路的另一輸出端。
6.根據(jù)權利要求5所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述開關管S1和開關管S2為MOS管。
7.根據(jù)權利要求5所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述開關管S1和開關管S2的控制電路為PWM控制電路或諧振控制電路。
8.根據(jù)權利要求1所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述開關管S3和開關管S4為MOS管。
9.根據(jù)權利要求8所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述開關管S3和開關管S4的驅(qū)動電路為自驅(qū)驅(qū)動電路或他驅(qū)驅(qū)動電路。
10.根據(jù)權利要求1所述的適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，其特征在于所述開關管S3和開關管S4為二極管。
全文摘要
本發(fā)明公開了適用于低壓大電流DC/DC模塊的拓撲，涉及直流電源變換技術領域。該拓撲包括依次連接的斬波電路、變壓器和含開關管S3、開關管S4的整流電路，變壓器的個數(shù)為2個，變壓器T1原邊繞組和變壓器T2原邊繞組串聯(lián)，形成第一串聯(lián)支路，第一串聯(lián)支路的兩端作為兩輸入端，接收斬波電路的能量；變壓器T1副邊繞組和開關管S3串聯(lián)，形成第二串聯(lián)支路，變壓器T2副邊繞組和開關管S4串聯(lián)，形成第三串聯(lián)支路，第二串聯(lián)支路與第三串聯(lián)支路并聯(lián)，該并聯(lián)支路的兩端作為整流電路的兩直流輸出端。本發(fā)明的拓撲電路中，采用非零偶數(shù)個變壓器，原邊串聯(lián)副邊并聯(lián)輸出，降低變壓器的設計難度，無輸出電感，且原邊只有一個電容，布板非常容易。
文檔編號H02M3/24GK101026338SQ20071007350
公開日2007年8月29日 申請日期2007年3月13日 優(yōu)先權日2007年3月13日
發(fā)明者宋凌鋒, 唐隼, 雷興華, 高奇峰 申請人:艾默生網(wǎng)絡能源有限公司