專利名稱：逆變器裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及進行PWM調(diào)制的逆變器(inverter)裝置的相電流檢測方法。
技術(shù)背景以往，作為這種相電流檢測方法，已知根據(jù)直流電源線的電流進行檢測 的方法。例如公開在日本專利申請?zhí)亻_2004-282884號公報中。以下說明該電路。圖37表示其電路圖。逆變器裝置120的控制電路107 基于轉(zhuǎn)速指令信號(未圖示)等，控制開關(guān)元件102對電池101的功率進行 直流交流變換。由此，交流電流被提供給電動機的定子線圈104，磁鐵轉(zhuǎn)子 105被驅(qū)動。二極管103成為流過定子線圈104的電流的循環(huán)路徑。電流傳 感器106的檢測電流值被送到控制電路107,用于計算消耗功率、保護開關(guān) 元件102等的判斷，還用于磁鐵轉(zhuǎn)子105的位置檢測。下面，以正弦波驅(qū)動為例:說明用電流傳感器106 一全測相電流的方法。首 先，表示三相調(diào)制的波形。關(guān)于U相端子電壓141、 V相端子電壓142、 W 相端子電壓143、中性點電壓129,圖38表示最大調(diào)制為50%的占空比，圖 39表示最大調(diào)制為10%的占空比。圖40表示在1載波內(nèi)(載波周期)的上 臂開關(guān)元件U、 V、 W,下臂開關(guān)元件X、 Y、 Z的通電的一例。這時，在圖 38的最大調(diào)制為50%的三相調(diào)制中，是在相位約為120度時的通電。作為通 電模式，有(a)、 (b)、 (c)、 (d)的四個模式。其關(guān)系為，若同一相的上臂開關(guān)元 件導(dǎo)通則下臂開關(guān)元件截止，若上臂開關(guān)元件截止則下臂開關(guān)元件導(dǎo)通。但 是，為了簡化顯示，省略了上臂開關(guān)元件和下臂開關(guān)元件的用于防止短路的 空載時間(dead time )。省略詳細內(nèi)容，但通過上臂開關(guān)元件U、 V、 W的導(dǎo)通、截止?fàn)顟B(tài)決定 可由電流傳感器106進行檢測的相電流。即，在只有一相導(dǎo)通時可檢測這一 相的電流，在兩相導(dǎo)通時可^r測剩余相的電流，在三相都導(dǎo)通及三相都截止 時無法檢測。因此，通過確認上臂開關(guān)元件U、 V、 W的導(dǎo)通，可知能夠檢 測的相電流。但是，在由電流傳感器106的電流檢測中，作為其條件，上述導(dǎo)通時間應(yīng)為用于;f企測電流所需的最低限的時間以上。圖41中，將圖38的最大調(diào)制為50%的三相調(diào)制中的相位為30度、45 度、60度、75度、90度時的1載波內(nèi)(載波周期)的上臂開關(guān)元件U、 V、 W的導(dǎo)通占空從中央均勻分配顯示。另外，用細實線表示U相的通電期間， 用中實線表示V相的通電期間，用粗實線表示W(wǎng)相的通電時間。并且，在各 個通電期間的下方用箭頭所示的U、 V分別表示可4全測U相電流的期間和可 檢測V相電流的期間。同樣地，圖42表示最大調(diào)制為10%的情況。這里，在圖41、圖42的相位30度、90度時，由于兩相的通電時間一致， 因此成為無法確保電流傳感器106的檢測時間，并只能4企測一相的電流的狀 況。此外，在圖42的相位45度、60度、75度時，無法確保電流傳感器106 的檢測時間，甚至一相的電流也無法檢測出。為了檢測磁鐵轉(zhuǎn)子105的位置， 需要纟企測至少兩相的相電流。下面表示對于無法確保該檢測時間的情況的應(yīng)對方法的一個例子。在都不變化，因此可以如下應(yīng)對。圖43A表示最大調(diào)制為10%時的相位為75度的情況。三相的通電時間 中，設(shè)最大通電時間為A、中間的通電時間為B、最小通電時間為C。設(shè)最 大通電時間A和中間的通電時間B的差的一半[(A-B) /2]為a。設(shè)中間的通 電時間B和最小通電時間C的差的一半[(B-C) /2]為P。此外，設(shè)電流傳感 器106用于進行電流檢測所需的最小時間為5。設(shè)a+P〈5。在圖43B中，將 25追加到最大通電時間(U相)的通電期間后半^殳。此外，將25追加到中間 的通電時間(W相)的通電期間前半段。在圖43C中，將25均勻地追加到最 小通電時間(V相)的通電期間前半段和后半段。由此，在通電期間后半段 中，U相的電流檢測時間成為5以上的5+ot+(3，可進行U相的電流檢測。此外， 在通電期間前半段中，W相的電流^r測時間成為S以上的5+p,可進行W相 的電流纟企測。進行這樣的校正時，與不進行校正的情況相比，通過載波周期的相電流 的增減沒有變化，但在載波周期內(nèi)相電流中會出現(xiàn)脈動電流。以下詳細說明 該脈動電流。圖44表示不進行圖43A的校正時載波周期內(nèi)的U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW的變化，圖45表示進行圖43C的校正時載波周 期內(nèi)的U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW的變化。這里，為了簡化說明，假設(shè)在電動機的定子線圈104中只存在電感L,電阻R為0。此外，由
于只要掌握載波周期中的相電流的變化(脈動)就可以，因此不考慮在載波 周期中幾乎不變的感應(yīng)電壓。
在圖44中，在圖40所示的模式(a)的區(qū)域中，是圖46A的狀態(tài)，各相電 流不變。在模式(b)的區(qū)域中，是圖47A的狀態(tài)，U相電流iU上升(用實線 箭頭表示)，并達到下降(用虛線箭頭表示)的V相電流iV、 W相電流iW 的成倍變化。這時，電流直線變化。即，設(shè)定子線圈的電感為L、直流電壓 為E、電流為i時，E=Ldi/dt，電流i的時間變化率di/dt為常數(shù)。在模式(c) 的區(qū)域中，是圖48A的狀態(tài)，V相電流iV下降，并達到上升的U相電流iU、 W相電流iW的成倍變化。在圖40所示的模式(d)的區(qū)域中，是圖46B的狀 態(tài)，各相電流不變。
圖45的進行校正的情況下，從載波周期開始的左側(cè)開始，成為圖46A、 圖47B、圖48B、圖46B、圖48C、圖47A、圖46A的狀態(tài)。
由圖可知，與圖44的不進行校正的情況下各個電流緩慢變化相比，圖 45的進行校正的情況下，U相電流iU在增加的過程中暫時減少，而W相電 流iW在減少的過程中暫時增加。即，在圖45中產(chǎn)生脈動電流(ripple current )。 但是，在載波周期的終端，U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW都與不 進行校正的情況是相同的值。即，通過載波周期的相電流的增減是相同的， 在PWM調(diào)制中沒有變化。
上述脈動電流在其他校正方法中也同樣會產(chǎn)生。該脈動電流以載波周期 反復(fù)產(chǎn)生。并且，該脈動電流成為電磁力，作用于電動機的定子線圈、接合 器、機架等，使其產(chǎn)生噪聲振動。另一方面，通過設(shè)為只有一個這樣的電流 傳感器的結(jié)構(gòu)，例如與日本專利申請?zhí)亻_2003-284374號公報(第7頁、圖1 ) 所公開的方式、以及日本專利申請?zhí)亻_2000-333465號公報(第8頁、圖1 ) 所公開的方式(兩個方式都不需要用于相電流檢測的通電校正，不產(chǎn)生脈動 電流導(dǎo)致的噪聲振動)相比，結(jié)構(gòu)部件減少，所以可實現(xiàn)小型輕量化，并且 能夠提高抗振等的可靠性。由于上臂及下臂都能夠檢測流過開關(guān)元件的最大 電流，因此可以保護開關(guān)元件及并聯(lián)的二極管。此外，由電流傳感器106所 檢測出的電流是來自電池101的直流電流，所以容易進行來自電池101的供 給功率運算。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的逆變器裝置具有下述的結(jié)構(gòu)。由包括連接到直流電源的正極端 的上臂開關(guān)元件和連接到負極端的下臂開關(guān)元件的逆變器電路、檢測直流電
源和逆變器電路之間的電流的電流傳感器、以及通過對逆變器電路的PWM 調(diào)制的通電來使交流電流輸出到電動機的控制電路構(gòu)成，控制電路以 一 個載
波周期或兩個載波周期為單位在各個相鄰的一個載波周期或兩個載波周期進 行第l校正和第2校正，以能夠通過電流傳感器檢測電動機的相電流，第1 校正產(chǎn)生的月永動電流和第2校正產(chǎn)生的脈動電流為相反沖及性。
根據(jù)以上結(jié)構(gòu)，本發(fā)明的逆變器裝置防止同一極性的脈動電流重復(fù)，較 高頻率的噪聲振動被抑制。并且，由第.1校正產(chǎn)生的脈動電流導(dǎo)致的噪聲振 動通過由第2校正產(chǎn)生的相反極性的脈動電流導(dǎo)致的噪聲振動而被抵消。此 外，由于脈動電流的極性正負交替地變化，所以產(chǎn)生的頻率低而平滑。因此， 僅使用一個電流傳感器，就能夠兼顧并實現(xiàn)小型輕量高可靠性和低噪聲低振 動。


圖1是本發(fā)明實施方式1的逆變器裝置和其外圍的電路圖。 圖2是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為100%時的各相的 調(diào)制的波形圖。
圖3是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為50%時的各相的 調(diào)制的波形圖。
圖4是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為10%時的各相的 調(diào)制的波形圖。
圖5是用于說明本發(fā)明實施方式1的相電流檢測方法的通電定時圖。 圖6是表示本發(fā)明實施方式1的圖5所示的通電定時(a)中的電流路徑的 電路圖。
圖7是表示本發(fā)明實施方式1的圖5所示的通電定時(b)中的電流路徑的 電路圖。
圖8是表示本發(fā)明實施方式1的圖5所示的通電定時(c)中的電流路徑的 電路圖。
圖9是表示本發(fā)明實施方式1的圖5所示的通電定時(d)中的電流路徑的電路圖。
圖IO是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為100%時的每個 相中的上臂通電的說明圖。
圖11是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為50%時的每個相 中的上臂通電的說明圖。
圖12是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為10%時的每個相
中的上臂通電的說明圖。
圖13是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為5%時的每個相 中的上臂通電的說明圖。
圖14A是表示本發(fā)明實施方式1的三相調(diào)制的最大調(diào)制為10%時的75 度相位中的相電流檢測的說明圖。
圖14B是對圖14A進行校正的說明圖。
圖14C是對圖14A進行校正的說明圖。
圖15是本發(fā)明實施方式1的不進行用于電流檢測的通電校正時的經(jīng)過二 載波周期的相電流變化說明圖。
圖16是本發(fā)明實施方式1的進行用于電流檢測的通電校正時的經(jīng)過二載 波周期的相電流變化說明圖。
圖17是本發(fā)明實施方式1的進行用于電流檢測的通電校正時的經(jīng)過二載 波周期的相電流變化改善的說明圖。
圖18是本發(fā)明實施方式1的PWM調(diào)制為O時的經(jīng)過二載波周期的脈動 電流說明圖。
圖19是本發(fā)明實施方式1的PWM調(diào)制為0時進行用于電流檢測的通電 校正時的經(jīng)過兩個載波周期的脈動電流說明圖。
圖20是本發(fā)明實施方式1的PWM調(diào)制為0時進行用于電流檢測的通電 校正時的經(jīng)過兩個載波周期的脈動電流改善說明圖。
電流說明圖。
4載波周期的脈動電流說明圖。 的相電流時的脈動電流說明圖。圖24是本發(fā)明實施方式2的經(jīng)過四載波周期的脈動電流改善說明圖。
圖25是本發(fā)明實施方式3的以兩個載波周期;險測一相的相電流時的經(jīng)過 兩個載波周期的脈動電流說明圖。
圖26是本發(fā)明實施方式3的以兩個載波周期檢測其他的一相的相電流時 的經(jīng)過兩個載波周期的脈動電流說明圖。
圖27是本發(fā)明實施方式3的以四載波周期;險測兩相的相電流時的經(jīng)過4 載波周期的脈動電流說明圖。
相電流時的經(jīng)過四載波周期的脈動電流說明圖。
圖29是本發(fā)明實施方式3的經(jīng)過八載波周期的脈動電流改善說明圖。 圖30是本發(fā)明實施方式4的經(jīng)過二載波周期的脈動電流改善說明圖。 圖31是本發(fā)明實施方式4的經(jīng)過五載波周期的脈動電流改善說明圖。 圖32是本發(fā)明實施方式4的改變了圖31的載波周期的脈動電流改善說明圖。
圖33是本發(fā)明實施方式4的改變了圖32的載波周期的脈動電流改善說 明圖。
圖34是本發(fā)明實施方式9的逆變器裝置一體型電動壓縮機的截面圖。 圖35是本發(fā)明實施方式IO的輸入輸出絕緣型變壓器外圍電路圖。 圖36是安裝了本發(fā)明實施方式11的逆變器裝置的車輛的模式圖。 圖37是以往的用電源線的電流傳感器檢測相電流的逆變器裝置和其外 圍的電路圖。
圖38是表示以往的三相調(diào)制的最大調(diào)制為50%時的各相的調(diào)制的波形
圖39是表示以往的三相調(diào)制的最大調(diào)制為10%時的各相的調(diào)制的波升
圖40是以往的相電流檢測方法的通電定時圖。
圖41是表示以往的三相調(diào)制的最大調(diào)制為50%時的每個相位中的上臂的 通電的說明圖。
圖42是表示以往的三相調(diào)制的最大調(diào)制為10%時的每個相位中的上臂的 通電的說明圖。
圖43 A是表示以往的三相調(diào)制的相電流檢測的說明圖。圖43B是對圖43A進行校正的說明圖。 圖43C是對圖43A進行校正的說明圖。圖44是以往的不進行用于電流檢測的通電校正時的相電流變化說明圖。 圖45是以往的進行用于電流檢測的通電校正時的相電流變化說明圖。 圖46A是所有相都連接到負極端時的相電流變化說明用電路圖。 圖46B是所有相都連接到正極端時的相電流變化說明用電路圖。 圖47A是一相(U相)連接到正極端時的相電流變化說明用電路圖。 圖47B是一相(W相)連接到正極端時的相電流變化說明用電路圖。 圖48A是兩相(U相、W相)連接到正極端時的相電流變化說明用電路圖。圖48B是兩相(W相、V相)連接到正極端時的相電流變化說明用電路圖。圖48C是兩相(V相、U相)連接到正極端時的相電流變化說明用電路圖。標(biāo)號i兌明1電池(直流電源)2開關(guān)元件3 二極管4定子線圈5磁鐵轉(zhuǎn)子6電流傳感器10逆變器電路11無傳感器無刷DC電動機(電動機)12控制電路18連接線23逆變器裝置40電動壓縮機50輸入輸出絕緣型變壓器60車輛61逆變器裝置一體式電動壓縮機具體實施方式
以下，使用

本發(fā)明的實施方式。 (實施方式1 )圖1是本發(fā)明實施方式1的逆變器裝置和其外圍電路。逆變器裝置23的控制電路12根據(jù)來自設(shè)置在電源線上的電流傳感器6的電壓來檢測相電流。 若檢測兩相的相電流，則剩余的相的相電流可以根據(jù)該兩相的電流值進行運 算(在定子線圈4的中性點，應(yīng)用基爾霍夫的電流定律)?；谶@些三相的電流值，控制電路12對構(gòu)成無傳感器無刷DC電動機11 (以后成為電動機11)的磁鐵轉(zhuǎn)子5所引起的定子線圈4的感應(yīng)電壓進行運 算，檢測磁鐵轉(zhuǎn)子5的位置。然后，基于轉(zhuǎn)速指令信號(未圖示)等，對構(gòu) 成逆變器電路10的開關(guān)元件2進行控制，對來自電池l的直流電壓用PWM 調(diào)制進行轉(zhuǎn)換(switch),從而將正弦波狀的交流電流輸出到定子線圈4。構(gòu) 成逆變器電路10的二極管3成為定子線圈4中流過的電流的循環(huán)路徑。對于 開關(guān)元件2，將上臂開關(guān)元件定義為U、 V、 W，將下臂開關(guān)元件定義為X、 Y、 Z,此外，將與各個開關(guān)元件U、 V、 W、 X、 Y、 Z對應(yīng)的二極管定義為 3U、 3V、 3W、 3X、 3Y、 3Z。電流傳感器6只要是使用了霍爾(Hall)元件的電流傳感器、分流電阻 等能夠檢測瞬時峰值電流的元件即可。此外，也可以設(shè)置在電源線的正極端。 若是分流電阻，則容易實現(xiàn)小型化、抗振性提高?？刂齐娐?2通過連接線18與上臂開關(guān)元件U、 V、 W,下臂開關(guān)元件X、 Y、 Z連接，并控制各個開關(guān)元件。開關(guān)元件2為IGBT、功率MOSFET時， 控制其柵極電壓，而在開關(guān)元件2為功率晶體管時，控制其基極電流。感應(yīng)電壓的運算如下進行。定子線圈4中除了電感L之外還有電阻R。 感應(yīng)電壓、電感L的電壓、電阻R的電壓之和與來自逆變器裝置23的外加 電壓相等，所以感應(yīng)電壓E、相電流i、外加電壓V的關(guān)系為V=E+R.i+L.di/dt。 感應(yīng)電壓E表示為E=V-R.i-L.di/dt?？刂齐娐?2控制開關(guān)元件2,所以外加 電壓V已知。所以，只要將電感L和電阻R的值輸入到控制電路12的程序 軟件中，通過檢測相電流i就能夠計算出感應(yīng)電壓E。下面敘述由電流傳感器6檢測相電流的方法。首先，表示三相調(diào)制的波 形。關(guān)于U相端子電壓41、 V相端子電壓42、 W相端子電壓43、中性點電 壓29,圖2表示最大調(diào)制為100%的三相調(diào)制，圖3表示最大調(diào)制為50%的三相調(diào)制，圖4表示最大調(diào)制為10%的三相調(diào)制。在三相調(diào)制中，隨著調(diào)制的上升，以50%為中心向0°/。和100%的兩個方向延伸。下面，由圖表示例子進行說明。圖5表示1載波內(nèi)(載波周期)的上臂 開關(guān)元件U、 V、 W,下臂開關(guān)元件X、 Y、 Z的通電的一例。這一般通過微 計算機的定時功能來實現(xiàn)。這種情況是，在圖3的最大調(diào)制為50%的三相調(diào) 制中，相位大約為120度下的通電。通電模式有(a)、 (b)、 (c)、 (d)的四個模式 (pattern L在通電模式(a)中，上臂開關(guān)元件U、 V、 W全部截止，下臂開關(guān)元件X、 Y、 Z全部導(dǎo)通。圖6表示此時的電流的流向的一例。U相電流、V相電流分 別從與下臂開關(guān)元件X、 Y并聯(lián)的二極管3X、 3Y流入定子線圈4, W相電 流從定子線圈4流出到下臂開關(guān)元件Z。因此，電流傳感器6中不流過電流 而無法一皮4企測。在通電^^莫式(b)中，上臂開關(guān)元件U導(dǎo)通，下臂開關(guān)元件Y、 Z導(dǎo)通。圖 7表示這時的電流的流向。U相電流從上臂開關(guān)元件U流入定子線圈4， V相 電流從與下臂開關(guān)元件Y并聯(lián)的二極管3Y流入定子線圈4, W相電流從定 子線圈4流出到下臂開關(guān)元件Z。因此，電流傳感器6中流過U相電流而-皮 檢測。在通電模式(c)中，上臂開關(guān)元件U、 V導(dǎo)通，下臂開關(guān)元件Z導(dǎo)通。圖 8表示這時的電流的流向。U相電流、V相電流分別從上臂開關(guān)元件U、 V流 入定子線圈4， W相電流從定子線圈4流出到下臂開關(guān)元件Z。因此，電流 傳感器6中流過W相電流而一皮;險測。在通電^t式(d)中，上臂開關(guān)元件U、 V、 W全部導(dǎo)通，下臂開關(guān)元件X、 Y、 Z全部截止。圖9表示這時的電流的流向。U相電流、V相電流分別從上 臂開關(guān)元件U、 V流入定子線圈4, W相電流從定子線圈4流出到與上臂開 關(guān)元件W并聯(lián)的二極管3W。因此，電流傳感器6中不流過電流而無法被檢 測。如上述i兌明，由于U相電流和W相電流^皮4企測，所以剩余的V相電流 通過在定子線圈4的中性點應(yīng)用基爾霍夫的電流定律而求得。這時，U相電 流是流入定子線圈4的中性點的電流，W相電流是從定子線圈4的中性點流 出的電流，所以取U相電流和W相電流的差就可以求得V相電流。此外， 可知由上臂開關(guān)元件U、 V、 W的導(dǎo)通、截止?fàn)顟B(tài)決定可通過電流傳感器6;險測出的相電流。只有一相導(dǎo)通時可沖全測該相的電流，兩相導(dǎo)通時可沖全測剩 余相的電流，三相導(dǎo)通和三相截止時無法檢測。因此，通過確認上臂開關(guān)元件U、 V、 w的導(dǎo)通，可以知道能夠檢測的相電流。在圖10中，將圖2的最大調(diào)制為100%的三相調(diào)制中的30度、45度、 60度、75度、90度相位下的l載波內(nèi)(載波周期)的上臂開關(guān)元件U、 V、 W的導(dǎo)通占空，作為從中央均勻分配通電期間來顯示。該導(dǎo)通占空為圖2所 示的占空曲線。另外，用細實線表示U相的通電期間，用中實線表示V相的 通電期間，用粗實線表示W(wǎng)相的通電時間。并且，在各個通電期間的下方用 箭頭所示的U、 V分別表示可檢測U相電流的期間和可檢測V相電流的期間。 在其他相位可檢測W相電流時，將表示W(wǎng)。例如，在30度的相位時，如圖2, U相調(diào)制為75%, W相調(diào)制也為75%, 所以將1載波(載波周期)設(shè)為100%， U相(細線)的調(diào)制(通電時間)、 W相(粗線)的調(diào)制(通電時間)都將75%從中央均勻分配顯示。其他相位 也同樣。從30度的相位到90度的相位是因為，通電的相雖然不同，但該通 電時間模式重復(fù)。同樣地，圖11表示最大調(diào)制為50%的情況，圖12表示最 大調(diào)制為10。/。的情況，圖13表示最大調(diào)制為5%的情況。這里，在圖10、圖11、圖12的30度、90度的相位時，由于兩相的通 電時間一致，所以無法確保電流傳感器6的檢測時間，成為只能檢測一相的 電流的狀況。此外，在圖12的45度、60度、75度的相位、圖13的所有相 位時，無法確保電流傳感器6的檢測時間，甚至無法檢測一相的電流。圖14表示對無法確保該4企測時間的情況的應(yīng)對方法的一例。在PWM調(diào)變，因此可以如下應(yīng)對。圖14A表示最大調(diào)制為10%即圖12的相位為75度的情況。三相的通電 時間中，設(shè)最大通電時間為A、中間的通電時間為B、最小通電時間為C。 設(shè)最大通電時間A和中間的通電時間B之差的一半[(A-B) /2]為a。設(shè)中間 的通電時間B和最小通電時間C之差的一半[(B-C) /2]為(3。此外，設(shè)電流 傳感器6檢測電流所需的最小時間為5。這時設(shè)a+(K5。在圖14B中，將25 追加到最大通電時間(U相)的通電期間后半段。此外，將25追加到中間的 通電時間(W相)的通電期間前半段。在圖14C中，將25均勻地追加到最小 通電時間(V相)的通電期間前半段和后半段。由此，在通電期間后半段中，U相的電流檢測時間成為S以上的5+a+p ，可進行U相的電流檢測。此外，在 通電期間前半段中，W相的電流檢測時間成為5以上的5+P，可進行W相的 電流4僉測。由此，可通過電流傳感器6 4全測相電流。但是，產(chǎn)生如下的問題。進行這樣的通電時間的校正時，與不進行校正 的情況相比，通過載波周期的相電流的增減不變化，但在載波周期內(nèi)相電流 中會出現(xiàn)脈動電流。圖15表示不進行校正時即圖14A的經(jīng)過二載波周期的載波周期內(nèi)的U 相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW的變化。這里，i殳在兩個載波周期中 相位變化較小且通電狀態(tài)(導(dǎo)通占空)相同。另一方面，圖16表示進行校正 時即圖14C的經(jīng)過二載波周期的載波周期內(nèi)的U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW的狀況。由這些圖可知，與圖15的不進行校正的情況下各個電流緩慢變化相比， 圖16的進4亍4交正的情況下U相電流iU在增加的過程中暫時減少，而W相電 流iW在減少的過程中暫時增加。這樣，將不是必需用于原來的調(diào)制的電流 定義為脈動電流。U相電流iU中產(chǎn)生向下方向(以后稱為負極性方向)的脈 動電流，W相電流iW中產(chǎn)生向上方向(以后稱為正極性方向)的"永動電流。 但是，在載波周期的終端，U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW都是與 不進行校正的情況相同的值。即，通過載波周期的相電流的增減是相同的， PWM調(diào)制中沒有變化(通過載波周期的相電壓、相電流中沒有變化)。上述脈動電流不限于上述圖14的方法，即使是其他的校正方法也同樣地 產(chǎn)生，這是因為為了確保檢測電流所需的最小時間S而進行了通電時間的校正 時(例如追加時間)，在此之后必須4吏PWM調(diào)制不改變(例如削減相同的時 間)。并且，該月永動電流使電動機的機械(mechanics )、機殼(housing)振動 乃至諧振，因此成為噪聲振動的原因。在圖16中，因在每個載波周期產(chǎn)生的 同一方向的脈動電流的反復(fù)而在每個載波周期產(chǎn)生同一方向的振動即載波頻 率的噪聲振動。這里，表示本發(fā)明的上述噪聲振動的改善方法。圖17是本發(fā)明實施方式 1的通電改善例的電流變化。表示在左側(cè)的載波周期進行第1校正，在右側(cè) 的載波周期進行第2校正的情況。這時，兩者都是以1載波周期為單位的校 正。在左側(cè)的載波周期中，與圖16中的以往的校正相同。即，U相電流iU 中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流，W相電流iW中產(chǎn)生正極性方向的脈動電流。但是，在右側(cè)的載波周期中，成為使圖16中的通電在載波周期的中央被左右反轉(zhuǎn)的載波周期。這時，U相電流iU在增加的過程中暫時較大地增加， 而W相電流iW在減少的過程中暫時較大地減少。即，如圖所示，脈動電流 與左側(cè)的載波周期為相反方向。U相電流iU中產(chǎn)生正極性方向的脈動電流， W相電流iW中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流。由此，不會產(chǎn)生以往的圖16中 的每個載波周期同一方向的脈動電流反復(fù)。因此，不會產(chǎn)生載波周期的噪聲 振動，可以實現(xiàn)低噪聲低振動。在上述圖16、圖17中，也包含PWM調(diào)制造成的電流變化，所以難以 掌握脈動電流。因此，以后說明對PWM調(diào)制為0的通電進行校正的情況。 由此，可以只考察因校正產(chǎn)生的脈動電流。圖18表示PWM調(diào)制為0的通電。U相電流iU、 V相電流iV、 W相電 流iW不變化。圖13的最大調(diào)制為5%時接近這一情況。圖19是對圖18施加了與圖14同樣的校正的情況。結(jié)果，電流傳感器6 檢測電流所需的最小時間5被確保，可檢測W相電流iW、 U相電流iU。與圖 14中a、 (3都為0的情況相等。如圖所示，與圖16同沖羊地，U相電流iU中產(chǎn) 生負極性方向的脈動電流，W相電流iW中產(chǎn)生正極性方向的脈動電流。此 外，在載波周期的終端，U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW都是與不 進行校正的情況相同的值。即，通過載波周期的相電流的增減都為0, PWM 調(diào)制中沒有變化。并且，通過在每個載波周期產(chǎn)生的同一方向的脈動電流的 反復(fù)，從而在每個載波周期產(chǎn)生同一方向的振動，產(chǎn)生載波頻率的噪聲振動。 由于是僅同 一方向的脈動電流的反復(fù)，不包含反方向的脈動電流而不連續(xù)， 因此成為失真較多的刺耳的噪聲。圖20是圖19的改善例。表示在左側(cè)的載波周期進行第l校正，在右側(cè) 的載波周期進行第2校正的情況。在左側(cè)的載波周期中，與圖19中的校正相 同。即，U相電流iU中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流，W相電流iW中產(chǎn)生正 極性方向的脈動電流。在右側(cè)的載波周期中，成為使圖19中的通電在載波周 期的中央被左右反轉(zhuǎn)的載波周期。這時，如圖所示，脈動電流與左側(cè)的載波 周期為反方向。U相電流iU中產(chǎn)生正45_性方向的脈動電流，W相電流iW中 產(chǎn)生負極性方向的脈動電流。同 一極性的脈動電流在每兩個載波周期中產(chǎn)生 (頻率為一半)。由此，不會發(fā)生圖19中的每個載波周期同一方向的脈動電流反復(fù)。由于脈動電流的方向按載波周期變化而連續(xù)，所以較為平滑，且頻率為一半，所以聽覺上的噪聲被減少。此外，在U相電流iU中，由左側(cè)的載波周期的負極性方向脈動電流所產(chǎn)生的噪聲振動通過由右側(cè)的載波周期的正極性方向脈 動電流所產(chǎn)生的噪聲振動而被抵消(衰減)。因此，不會產(chǎn)生載波頻率的噪聲 振動，可以實現(xiàn)低噪聲低振動。另外，在圖20中，右側(cè)的載波周期是這樣的載波周期使圖19中的通 電在載波周期的中央被左右反轉(zhuǎn)的。這時，右側(cè)載波周期下的相電流檢測在 左側(cè)為U相，右側(cè)為W相，與圖19相反，但同樣能夠進行兩相的檢測。 (實施方式2)根據(jù)圖21至圖24說明實施方式2。圖21表示在左側(cè)的載波周期進行第 1校正，在右側(cè)的載波周期進行第2校正的情況。左側(cè)的載波周期是這樣的 載波周期在圖18中，將25追加到W相的通電期間前半段，還將25均勻地 追加到U相及V相的通電期間前半段和后半段。由此，在通電期間前半段或 后半段中，W相的電流檢測時間成為5，可進行W相的電流檢測。U相電流 iU中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流，V相電流iV中產(chǎn)生負極性方向的脈動電 流，W相電流iW中產(chǎn)生正才及性方向的脈動電流。在右側(cè)載波周期中，將2S追加到U相的通電期間前半段。并且將25均 勻地追加到V相及W相的通電期間前半^:和后半"a。由此，在通電期間前半 段或后半段中，U相的電流檢測時間成為5，可進行U相的電流檢測。U相電 流iU中產(chǎn)生正極性方向的脈動電流，V相電流iV中產(chǎn)生負極性方向的脈動 電流，W相電流iW中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流。由此，在二載波周期中檢測出不同的兩相的相電流。U相、W相的脈動 電流與圖20—樣，在左右的載波周期為相反方向。此外，U相、W相的脈動 電流與圖20相比減小了。由此，可進一步實現(xiàn)低噪聲低振動。但是，V相的脈動電流在每個載波周期同一方向上反復(fù)產(chǎn)生。因此，在 每個載波周期發(fā)生同一方向的振動，產(chǎn)生載波周期的噪聲振動。圖22表示將 圖21連續(xù)兩次而成為四載波周期。圖23是分別在左側(cè)載波周期和右側(cè)載波周期，使圖21的通電在載波周 期的中央被左右反轉(zhuǎn)的圖。這時，如圖所示，與圖21相比，脈動電流在左側(cè) 載波周期和右側(cè)載波周期分別為相反方向。能夠檢測的相電流不變。第1個 載波周期成為第l校正，第2個載波周期成為第2校正。圖24是將左側(cè)作為圖21,右側(cè)作為圖23來連續(xù)，從而成為四載波周期 的圖。由此，圖22中的V相的每個載波周期同一方向的脈動電流反復(fù)不連 續(xù)。因此，載波周期的噪聲振動減少，可以實現(xiàn)低噪聲低振動。此外，U相 電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW的脈動電流的方向都是4安四載波周期變 化而連續(xù)，因此平滑，頻率為四分之一，所以聽覺上的噪聲被降低。 (實施方式3 )才艮據(jù)圖25至圖29i兌明實施方式3。在本實施方式中，由四個載波周期 檢測出兩相的相電流。即，由兩個載波周期檢測 一相的相電流。圖25的左側(cè)載波周期是這樣的載波周期在圖18中，將5追加到W相 的通電期間前半段。對U相及V相不追加。由此，在通電期間前半段，W相 的電流檢測時間成為5，可進衧W相的電流檢測。U相電流iU向負極性方向 變化，V相電流iV向負極性方向變化，W相電流iW向正極性方向變化。右 側(cè)載波周期是這樣的載波周期在圖18中，從W相的通電期間前半段中削 減了5。由此，在左側(cè)載波周期下的追加被抵消。對U相及V相沒有削減。 此外，在通電期間前半段，W相的電流檢測時間成為5，可進行W相的電流 檢測。U相電流iU向正極性方向變化，V相電流iV向正極性方向變化，W 相電流iW向負極性方向變化。由此，在兩個載波周期，U相電流iU中生成 負極性方向的脈動電流，V相電流iV中生成負極性方向的脈動電流，W相電 流iW中生成正極性方向的脈動電流。以上成為以2載波周期為單位的第1 校正。圖26的左側(cè)載波周期是這樣的載波周期在圖18中，將5追加到U相 的通電期間前半段。對V相及W相不追加。由此，在通電期間前半段，U相 的電流4企測時間成為5,可進4于U相的電流4全測。U相電流iU向正才及性方向 變化，V相電流iV向負極性方向變化，W相電流iW向負極性方向變化。右 側(cè)載波周期是這樣的載波周期在圖18中，從U相的通電期間前半段中削 減了5。由此，在左側(cè)載波周期下的追加被抵消。對V相及W相沒有削減。 此外，在通電期間前半段，U相的電流檢測時間成為5，可進行U相的電流檢 測。U相電流iU向負極性方向變化，V相電流iV向正才及性方向變化，W相 電流iW向正極性方向變化。由此，在兩個載波周期，U相電流iU中產(chǎn)生正 極性方向的脈動電流，V相電流iV中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流，W相電流 iW中產(chǎn)生負極性方向的脈動電流。以上成為以二載波周期為單位的第2校正。由此，以四載波周期檢測出不同的兩相的相電流。圖27是將左側(cè)作為圖25,右側(cè)作為圖26來連續(xù)，從而設(shè)為四載波周期的圖。U相、W相的脈動電 流與圖20—樣，在左右的載波周期為相反方向。此外，U相、W相的脈動電 流與圖20相比減小了。并且，相對于圖20每一個載波周期產(chǎn)生脈動電流， 在圖27中為每兩個載波周期產(chǎn)生脈動電流。由此，能夠進一步實現(xiàn)低噪音低 振動。但是，V相的脈動電流每兩個載波周期在同一方向上反復(fù)產(chǎn)生。因此， 在每兩個載波周期產(chǎn)生同一方向的噪聲振動。圖28是將圖25的左側(cè)載波周期和右側(cè)載波周期替換后作為其左側(cè)，將 圖26的左側(cè)載波周期和右側(cè)載波周期替換后作為其右側(cè)來連續(xù)，從而作為四 載波周期的圖。由此，分別生成與圖25、圖26相反方向的脈動電流?？蓹z 測的相電流不變。V相的脈動電流每兩個載波周期在同一方向反復(fù)產(chǎn)生，這 一點與圖27相同。第1個載波周期和第2個載波周期成為以二載波周期為單 位的第1校正，第3個載波周期和第4個載波周期成為以二載波周期為單位 的第2校正。圖29是將圖27作為左側(cè)，圖28作為右側(cè)而連續(xù)，從而作為八載波周期 的圖。由此，在圖27、圖28中的V相的每兩個載波周期同一方向的脈動電 流反復(fù)不連續(xù)。因此，二載波周期的噪聲振動減少，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲和低振 動。此外，U相電流iU、 V相電流iV、 W相電流iW的力永動電流的方向都是 以八載波周期變化而連續(xù)，因此平滑，頻率為八分之一，所以聽覺上的噪聲 被降低。另外，在圖29中，也可以將第5個和第6個的二載波周期配置在第1 個和第2個的二載波周期之后，將第3個和第4個的二載波周期配置在第7 個和第8個的二載波周期之后。同級別(level)的脈動電流相鄰，因此抵消 效果較大。但此時，由于在第1個至第4個載波周期中W相的電流被檢測， 第5個至第8個載波周期中U相的電流被檢測，因此在八載波周期中不同的 兩相相電流被檢測出。第1個載波周期和第2個載波周期成為以二載波周期 為單位的第l校正，配置變更前的第5個載波周期和第6個載波周期成為以 二載波周期為單位的第2校正，配置變更前的第7個載波周期和第8個載波 周期成為以二載波周期為單位的第1校正，配置變更前的第3個載波周期和 第4個載波周期成為以二載波周期為單位的第2校正。(實施方式4)圖30是本發(fā)明的實施方式4的通電改善例。在圖20中的進行第1校正 的左側(cè)載波周期和進行第2校正的右側(cè)載波周期之間，設(shè)有不進行校正的(用 O表示PWM調(diào)制)載波周期。由此，被設(shè)置沒有脈動電流的載波周期，因此 頻率降低，此外每單位時間內(nèi)的能量也降低，因此能夠從圖20進一步實現(xiàn)低 噪聲、低振動。不進行校正的載波周期也可以設(shè)置在右側(cè)載波周期之后等任意位置。此 外也可以設(shè)置任意幾個不進行校正的載波周期。圖31是在圖24的中央插入了不進行校正的載波周期的圖。即，在圖21 所示的二載波周期和圖23所示的二載波周期之間插入了不進行校正的(用0 表示PWM調(diào)制)載波周期。由此，由于被插入了沒有脈動電流的載波周期， 所以能夠從圖24進一步實現(xiàn)低噪聲低振動。圖32是將圖31的左側(cè)開始的第1個載波周期和第2個載波周期進行替 換后的圖。在不進行校正的載波周期的前后的載波周期、以五載波周期為單 位時的相鄰的載波周期中，U相和W相的脈動電流每個載波周期交替其極性， 因此能夠進一步改善。圖33是在圖32的左側(cè)開始的第2個載波周期和第4個載波周期進行替 換后的圖。與圖32同樣地，U相和W相的脈動電流每個載波周期交替其極 性。此外，同等級的脈動電流相鄰，因此抵消效果較大。但此時，在第1個 和第2個載波周期中U相的電流被檢測，在第4個和第5個載波周期中W相 的電流被檢測，因此與所述實施方式3的例子的方式不同，但在4載波周期 檢測出不同的兩相相電流。第1個載波周期成為第1校正，第2個載波周期 成為第2校正，此外，第4個載波周期成為第1校正，第5個載波周期成為 第2校正。也可以將第1個和第2個載波周期作為以二載波周期為單位的第 l校正，將第4個和第5個載波周期作為以二載波周期為單位的第2校正。另外，不進行校正的載波周期也可以設(shè)置在右側(cè)載波周期之后等任意位 置。此外也可以設(shè)置任意幾個不進行校正的載波周期。 (實施方式5 )在不進行校正的載波周期中，調(diào)制較小時，無法檢測相電流的情況較多， 但如圖12所示，在相位30度、相位90度時，雖然為一相，但有時能夠檢測。 這樣的情況下，；險測該相電流，并用于控制，從而能夠提高位置檢測的精度等。(實施方式6)在電動機起動時，轉(zhuǎn)速較低且感應(yīng)電壓較小，所以位置4企測并不容易。 此外，如果是短時間的起動，則噪聲振動的影響較小。因此，優(yōu)選在每個載 波周期檢測兩相的相電流并進行位置檢測，而不實施從實施方式2至實施方 式5的內(nèi)容。由此，能夠防止起動性能的下降。這適合于為了提高起動性能 而在起動時暫時使轉(zhuǎn)速急速上升至30Hz左右，在此之后使電動機在20 Hz 左右穩(wěn)定運行的情況。 (實施方式7 )在上述實施方式2中，用兩個載波周期^r測出兩相的相電流。即，在一 個載波周期中只能檢測出一相的相電流。在實施方式3中，用4個載波周期 檢測出兩相的相電流。此外，在實施方式4中，在不進行校正的載波周期中， 無法檢測相電流的情況較多。因此，需要在特定的載波周期中挪用在其他的 載波周期所;險測出的相電流等的手段。因此，適合于旋轉(zhuǎn)周期相對于載波周期足夠大的低速旋轉(zhuǎn)時(每一個載 波周期的相電流檢測對位置檢測的影響較小)。例如，最大轉(zhuǎn)速為120Hz,載 波周期為75]uS時，20Hz左右的轉(zhuǎn)速較為恰當(dāng)。 (實施方式8)在圖14A中，時間a、時間P是通過PWM調(diào)制在電流傳感器6中流過電 流的期間。即，是從電池l提供電力，通過PWM調(diào)制，電流進行增減的期 間。如圖12的10%調(diào)制、圖13的5%調(diào)制所示，該時間oc、時間卩在低輸出 時，比紹豆。另一方面，如圖14C所示，為了電流檢測而進行校正時，電流傳感器6 中流過的電流期間比5長。由此，相對于通過PWM調(diào)制產(chǎn)生的電流增減，由 校正的電流的脈動相對變大，由電流脈動的噪聲振動明顯變大。相反，在圖 10的100%調(diào)制、圖11的50%調(diào)制中，相對于通過PWM調(diào)制產(chǎn)生的電流增 減，由校正的電流的脈動相對變小。由此，在高輸出時，由電流脈動的噪聲 振動不明顯。因此，在低輸出時，本發(fā)明的效果變大。 (實施方式9 )圖34表示將逆變器裝置23靠緊安裝在電動壓縮機40的右側(cè)的圖。在金 屬制殼體(housing) 32中設(shè)有壓縮裝置部28、電動機11等。制冷劑從吸入口 33被吸入，通過由電動機11驅(qū)動壓縮裝置部28 (在該例中為渦旋(scroll) 機構(gòu))而被壓縮。該壓縮后的制冷劑在通過電動機11時冷卻電動才幾11，通過 排出口 34被排出。為了將逆變器裝置23安裝在電動壓縮機40中，使用外殼(case) 30。 成為發(fā)熱源的逆變器電路部10通過低壓管線38由低壓制冷劑所冷卻。在電 動壓縮機40的內(nèi)部連接在電動機11的線圈的接線柱(terminal) 39與逆變器 電路部IO的輸出部相連接。在保持部分35中逆變器裝置23上所固定的連接 線36中，有對電池l的電源線和發(fā)送轉(zhuǎn)速信號的空調(diào)控制器(未圖示)的信 號線。在這樣的逆變器裝置一體型電動壓縮機中，需要逆變器裝置23較小且抗 振。此外，在空調(diào)的運行中，由于運行時間較長，因此要求肅靜。因此，作 為利用分流電阻等一個電流傳感器檢測電流，實現(xiàn)低噪聲低振動的本發(fā)明的 實施方式正合適。(實施方式10)圖35是通過本發(fā)明的實施方式10的輸入輸出絕緣型變壓器連接到電動 機的電路圖。變壓器50的輸入端線圈51、 52、 53被連接到逆變器裝置23的 輸出。此外，變壓器50的輸出端線圈54、 55、 56^皮連接到電動沖幾11。由此， 從逆變器裝置23到電動機11,能夠在電絕緣的狀態(tài)下提供交流電流。此外， 能夠檢測提供給變壓器的相電流，同時還能夠減少脈動電流所引起的變壓器 的噪聲振動。不限于上述例子，能夠適用于單相逆變器裝置和單相變壓器， 作為負載的各種電器等。 (實施方式11 )圖36表示將本發(fā)明的逆變器裝置與壓縮機一體構(gòu)成(實施方式9)，應(yīng) 用于空調(diào)裝置而安裝在車輛中的一個例子。逆變器裝置一體型電動壓縮機61 和室外熱交換器63、室外風(fēng)扇62被安裝在車輛60前方的發(fā)動機艙中。另一 方面，車輛室內(nèi)配置有室內(nèi)送風(fēng)風(fēng)扇65、室內(nèi)熱交換器67、空調(diào)控制器64。 從空氣導(dǎo)入口 66吸入車外空氣，并將通過室內(nèi)熱交換器67進行了熱交換的 空氣吹出到車內(nèi)。車輛，特別是在電動汽車和混合型汽車中，從確保行駛性能、搭乘性等 方面考慮，車輛用空調(diào)裝置也要求小型輕量，其中，在有重量且狹窄的電動 機艙甚至發(fā)動機艙內(nèi)和其他的空間中所安裝的電動壓縮機的小型輕量化為重要課題。此外，要求由電動機的行駛等肅靜性高，低噪聲低振動。還需要對 于行駛時等的振動的抗振性。本發(fā)明的逆變器裝置可以通過上述各實施方式所示的分流電阻等一個電 流傳感器的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)小型化和抗振性，還可以達到低噪聲低振動。因此， 本發(fā)明的逆變器裝置用在這些車輛中非常適合。另外，在上述各實施方式中，在低速旋轉(zhuǎn)(20Hz左右)時，伴隨電動機 的旋轉(zhuǎn)的機械噪聲較小，所以脈動電流所引起的噪聲容易變得明顯，本發(fā)明 的效果較大。在多個載波周期連續(xù)的例子中，相位變化較小，通電狀態(tài)(導(dǎo) 通占空)相同。將直流電源設(shè)為電池，但并不限于此，也可以是將商用交流電源整流后的直流電源等。將電動機11設(shè)為無傳感器無刷DC電動機，但可以應(yīng)用于f茲阻電動才幾、感應(yīng)電動才幾等中。也可以應(yīng)用于正弦波驅(qū)動以外。此 外，也可以應(yīng)用于兩相調(diào)制中，但在電流波形平滑的三相調(diào)制的情況下效果 較大。工業(yè)上的可利用性如此根據(jù)本發(fā)明，僅使用一個電流傳感器，就能夠?qū)崿F(xiàn)兼顧了小型輕量 高可靠性和低噪聲低振動并存的逆變器裝置。作為各種民用制品和工業(yè)用設(shè) 備中所利用的電動機驅(qū)動裝置是有用的。
權(quán)利要求
1、一種逆變器裝置，包括逆變器電路，包括連接到直流電源的正極端的上臂開關(guān)元件和連接到負極端的下臂開關(guān)元件；電流傳感器，檢測所述直流電源和所述逆變器電路之間的電流；以及控制電路，通過對所述逆變器電路的PWM調(diào)制的通電，使交流電流輸出到電動機，所述控制電路以一個載波周期或兩個載波周期為單位，在各個相鄰的一個載波周期或兩個載波周期進行第1校正和第2校正，以能夠通過所述電流傳感器檢測所述電動機的相電流，所述第1校正產(chǎn)生的脈動電流和所述第2校正產(chǎn)生的脈動電流為相反極性。
2、 如權(quán)利要求1所述的逆變器裝置，其中，所述電流傳感器以所述載波周期的兩個周期檢測所述電動機的不同的兩 相相電流。
3、 如權(quán)利要求1所述的逆變器裝置，其中，所述電流傳感器以所述載波周期的四個周期檢測所述電動機的不同的兩 沖目沖目t^。
4、 如權(quán)利要求1所述的逆變器裝置，其中，所述控制電路將所述第1校正及所述第2校正都不進行的載波周期與進 行所述第1校正的載波周期或進行所述第2校正的載波周期的任一個載波周 期相鄰設(shè)置。
5、 如權(quán)利要求4所述的逆變器裝置，其中，在所述第1校正及所述第2校正都不進行的載波周期中，在可檢測相電 流時，檢測該相電流。
6、 如權(quán)利要求1所述的逆變器裝置，其中，在所述電動機的起動時，每個所述載波周期檢測不同的兩相相電流。
7、 如權(quán)利要求1所述的逆變器裝置，其中， 在所述電動機低速旋轉(zhuǎn)時，進行所述第l校正及所述第2校正。
8、 如權(quán)利要求1所述的逆變器裝置，其中，在對所述電動機的輸出為低輸出時，進行所述第1校正及所述第2校正。
9、 如權(quán)利要求1至權(quán)利要求8的任一項所述的逆變器裝置，其中， 所述逆變器裝置被安裝在電動壓縮機上。
10、 如權(quán)利要求1至權(quán)利要求8的任一項所述的逆變器裝置，其中， 在所述交流電流和所述電動機之間插入了輸入輸出絕緣型變壓器。
11、 如權(quán)利要求1至權(quán)利要求8的任一項所述的逆變器裝置，其中， 所述逆變器裝置被安裝在車輛中。
全文摘要
本發(fā)明的逆變器裝置包括逆變器電路，包括連接到直流電源的正極端的上臂開關(guān)元件和連接到負極端的下臂開關(guān)元件；電流傳感器，檢測直流電源和逆變器電路之間的電流；以及控制電路，通過對逆變器電路的PWM調(diào)制的通電，使交流電流輸出到電動機。這里，控制電路為了能夠通過電流傳感器檢測電動機的相電流，以一個載波周期或兩個載波周期為單位，在各個相鄰的一個載波周期或兩個載波周期進行第1校正和第2校正，使通過第1校正產(chǎn)生的脈動電流和通過第2校正產(chǎn)生的脈動電流為相反極性。
文檔編號H02P6/12GK101273517SQ200680035390
公開日2008年9月24日 申請日期2006年10月16日 優(yōu)先權(quán)日2005年10月24日
發(fā)明者倉橋康文, 后藤尚美 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社