專利名稱：脈寬調(diào)制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及脈寬調(diào)制方法，利用所述脈寬調(diào)制方法能夠減小由電網(wǎng)、變流器和電動機組成的多相系統(tǒng)中諧振的激勵。
背景技術：
如今，技術領域沒有現(xiàn)代的電子整流傳動裝置幾乎不行。因此進行持續(xù)的開發(fā)過程，以便更高效率地實施這樣的傳動裝置，并在此使其適用于更進一步的應用。因此，例如在許多領域中越來越多地實施所謂的直接傳動裝置，所述直接傳動裝置的轉(zhuǎn)矩在沒有變換的情況下直接被轉(zhuǎn)用到所期望的應用上。這種直接傳動裝置已經(jīng)可用于非常高的轉(zhuǎn)矩，或者作為線性直接傳動裝置可用于非常高的力。
如果通過這種直接傳動裝置的、例如在EP 793870 B1中所述的結(jié)構(gòu)決定，則串聯(lián)連接的線圈的電感和寄生電容在傳動裝置中起越來越大的作用。與用于給傳動裝置供應能量的變流器相連接，形成能振蕩的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)具有在幾個10kHz范圍內(nèi)的較低的諧振頻率。
通過在變流器中所進行的、在能反饋的整流器中和在逆變器中的開關過程，在所連接的多相負載的星點處的電壓相對地發(fā)生跳變。在此諧振頻率有可能被激勵。已經(jīng)注意到，在與這種變流器相連接的情況下在具有特別低的諧振頻率的直接傳動裝置處出現(xiàn)振蕩，所述振蕩導致傳動裝置的損壞。在此，在傳動裝置的星點處出現(xiàn)了如此高的電壓，使得通過部分放電而損壞了星點對地的絕緣。
為了避免這樣的問題，已知不同的方案。其共同點是，使不期望的諧振衰減。在此要么直接被應用在傳動裝置中要么被應用在變流器中。
DE20311104U說明了一種被磨合到中間電路中的電流補償式節(jié)流閥(Drossel)。該節(jié)流閥減小產(chǎn)生干擾的諧振的激勵。在該解決方案中不利的是變流器中相當大且貴的器件的額外耗費。
在另一方面，已公知脈寬調(diào)制方法，其中具有三倍周期的對于所有相都相同的周期性電壓被接入所連接的負載的相的周期性控制電壓。由此所述相的電壓相對彼此不變。此外已知暫時不切換變流器中的各個開關元件，以便避免變流器中的開關損耗。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的任務是，說明一種脈寬調(diào)制方法，利用所述脈寬調(diào)制方法相對于現(xiàn)有技術減少在所連接的負載的星點處的諧振激勵。
該任務通過按照權利要求1的脈寬調(diào)制方法來解決。根據(jù)從屬于權利要求1的權利要求得到本方法的有利的細節(jié)。
說明一種用于在具有N相的變流器中以脈寬調(diào)制的方式控制開關元件的方法，其中為每一相從每一個P周期性的控制電壓中導出開關元件的控制脈沖。P周期性的控制電壓對應于周期P的相互偏移360/N度的正弦形控制電壓與適用于所有相的N*P周期性的補償電壓的疊加。在此，如此選擇所述補償電壓，使得在任何時刻恰好一個所述用于導出開關脈沖的P周期性的控制電壓有效地處于調(diào)制界限上。
為了轉(zhuǎn)換該方法，在模擬控制的變流器中，簡單且成本有利的邏輯器件足以建立相應的控制邏輯，而對于數(shù)字控制的變流器而言，用于轉(zhuǎn)換該方法的耗費減少成軟件改變。


根據(jù)利用新的脈寬調(diào)制方法應當運行能反饋的整流器還是逆變器，所述脈寬調(diào)制方法的不同的擴展方案可能是有利的，其中利用所述整流器能夠?qū)⒛芰繌淖兞髌鞯闹虚g電路反饋到供電電網(wǎng)中，而所述逆變器應將中間電路的直流電壓轉(zhuǎn)換成多相交流電壓以運行負載(尤其是電動機)。因此，在針對這兩種應用情況的每一種實施形式的以下說明的范疇內(nèi)，根據(jù)附圖對本發(fā)明的細節(jié)加以描述。在此圖1示出具有所連接的負載的逆變器，圖2示出一種用于獲得常規(guī)的PWM信號的方法，圖3示出負載的多種可能的電路狀況，圖4a，b示出用于獲得改善的PWM信號的第一方法，圖5a，b示出用于獲得改善的PWM信號的第二方法。
具體實施例方式
圖1在左半部分示出逆變器，在右半部分示出與逆變器相連接的具有三個相U，V，W的負載L。負載L可以是電動機，所述電動機從中間電路用交流電壓來供應，其中所述中間電路的直流電勢處于+Uz和-Uz。但下面的考察也適用于負載L是供電電網(wǎng)的情況，其中能量應當從中間電路被反饋到所述供電電網(wǎng)中，例如原因在于在制動電動機時能量產(chǎn)生。通過控制這種能反饋的整流器，也可以實現(xiàn)在與變流器相連接的電動機中諧振的激勵。
每兩個開關元件T將負載L的每一相U，V，W與中間電路的+Uz或者-Uz連接。因此，在逆變器中存在六個開關元件T。通常在這里使用功率晶體管，如IGBT。
形式為三個PWM信號的開關脈沖用于控制開關元件T，所述開關脈沖作為邏輯矩形信號各控制三相中的一相。開關元件T分別直接通過其所分配的PWM信號控制，分別對應的開關元件經(jīng)由中間連接的倒相器I來控制。由兩個開關元件T組成的每個橋具有兩種可能的狀態(tài)，在所述狀態(tài)中兩個開關元件T中的一個導通，而另一個截止。從而負載的每一相U，V，W要么被置于+Uz上要么被置于-Uz上。
針對PWM信號從周期性控制電壓中的已知推導，根據(jù)圖2簡短地說明已知的方法?？疾烊齻€控制電壓Us，Vs，Ws，其頻率和幅度對應于在負載L的三相U，V，W處所期望的電壓。目標是，借助于經(jīng)脈寬調(diào)制的矩形電壓來近似控制電壓Us，Vs，Ws。實現(xiàn)這一點的可能性在于，將所述3個控制電壓Us，Vs，Ws分別與恒定頻率和恒定幅度的三角形電壓Ud相比較根據(jù)相應的控制電壓Us，Vs，Ws是高于還是低于三角形電壓Ud，將所屬的PWM信號切換到一個邏輯狀態(tài)或者另一個邏輯狀態(tài)中。三角形電壓Ud的頻率在此大大高于控制電壓Us，Vs，Ws的頻率。典型地，在供電電網(wǎng)中，負載側(cè)的頻率為50或60赫茲，在電動機情況下，負載側(cè)的頻率并且從而控制電壓的頻率取決于電動機的(電動)轉(zhuǎn)速。與此相對，三角形電壓的頻率(也被稱為PWM頻率)處于幾個千赫茲(例如5-10kHz)的范圍內(nèi)。
三角形電壓Ud的幅度限定控制電壓Us，Vs，Ws的調(diào)制界限+A，-A。高于所述調(diào)制界限的控制電壓Us，Vs，Ws不能夠通過PWM方法被轉(zhuǎn)換成負載L的相U，V，W中的相應的電壓。
另一種已知的用于產(chǎn)生PWM信號的方法例如是空間指示器調(diào)制(Raum-Zeiger-Modulation)。
圖3示出負載L的各個星形連接的相U，V，W的不同的可能開關狀態(tài)。如果考察施加在星點S處的電壓，則看出，在兩個毗鄰的開關狀態(tài)之間該電壓躍變各1/3*Uz。
根據(jù)多少個開關元件T同時切換(可能兩個、四個或六個)，星點S處的電壓可以以1/3*Uz、2/3*Uz或3/3*Uz的躍變形式變化。星點S處的電壓躍變越高，所不期望的諧振越強烈地被激勵。
現(xiàn)有技術中所應用的脈寬調(diào)制方法導致2/3*Uz或者甚至3/3*Uz的大量躍變。如果考察圖2，則看出，在兩個控制電壓Us，Vs，Ws的每個交點處必然同時切換兩個開關元件橋，并在此出現(xiàn)2/3Uz的躍變。如果應當將電壓0V施加到電動機上，則所有控制曲線彼此重疊地位于圖2的零位線上。因此所有六個開關元件以PWM頻率來回切換，其中在星點處每次都出現(xiàn)3/3*Uz的躍變，并由此出現(xiàn)非常強的諧振激勵。
現(xiàn)在應當說明第一脈寬調(diào)制方法，所述第一脈寬調(diào)制方法完全避免了2/3*Uz的躍變。該方法首先適用于能反饋的電網(wǎng)變流器，因為這里不存在剛剛所說明的額定電壓恒定為0V的情況，而是一直存在具有電網(wǎng)頻率的電網(wǎng)電壓。由此，中間電路電壓的大于1/3*Uz的躍變是不可能的。
圖4a針對具有N＝3相的系統(tǒng)示出周期P的正弦形控制電壓Us，Vs，Ws。此外還示出了N*P、亦即3*P周期性補償電壓Uy，所述補償電壓的實現(xiàn)在下文中加以說明。
對于在圖4b所示的、從正弦形控制電壓Us，Vs，Ws與補償電壓Uy的疊加中所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws ′，首先適用的是Us′＝Us+Uy；Vs′＝Vs+Uy；Ws′＝Ws+Uy。
如此選擇補償電壓Uy，使得補償電壓Uy與P周期性的控制電壓Us，Vs，Ws中的每一個疊加導致在任何時刻都恰好一個所得到的P周期性的控制電壓Us′，Vs′，Ws′處于三角形電壓Ud的調(diào)制界限上。所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws′也只在調(diào)制界限+A，-A上相交。
特別地，所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws′應當分別有360度周期P的30度的片段處于調(diào)制界限+A，-A上，而且是每次兩個30度的片段處在調(diào)制上限上，并且每次兩個30度的片段處在調(diào)制下限上。因而，針對圖4a的補償電壓Uy，得到在間隔Uy＝A-Ws(Ws′于是處于A上)在間隔[30度；60度]Uy＝A-Us(Us′于是處于A上)在間隔[60度；90度]Uy＝-A-Vs(Vs′于是處于-A上)在間隔[90度；120度]Uy＝-A-Ws(Ws′于是處于-A上)因此，針對周期P的第一個三分之一限定補償電壓Uy，曲線在第二和第三個三分之一中重復，因為補償電壓是3*P周期性的。
圖4b示出控制電壓Us′，Vs ′，Ws′，其從圖4a的控制電壓Us，Vs，Ws與剛剛推導出的補償電壓Uy的疊加得出。因為三個正弦形控制電壓Us，Vs，Ws中的每一個的補償電壓Uy都被接通，所以如果代替正弦形圖4a的控制電壓Us，Vs，Ws而使用圖4b的所得出的控制電壓Us′，Vs′，Ws′，則在對于負載L而言十分重要的、在相U，V，W之間的電壓差上沒有什么發(fā)生變化。
如此選擇補償電壓Uy，使得每個控制電壓Us′，Vs′，Ws′每周期P有四次30度、也即每1/12周期處于調(diào)制上限或調(diào)制下限+A，-A上。這樣所確定的PWM信號在這些時間內(nèi)是靜態(tài)的，也即對于分別所分配的相U，V，W不導致開關過程。四個恒定的區(qū)域每兩次位于調(diào)制上限A上，并且每兩次位于調(diào)制下限-A上。在恒定區(qū)域之間分別有這樣的區(qū)域，在所述區(qū)域中控制電壓在極限值之間伸展并且部分地甚至躍變。
現(xiàn)在，十分重要的是以下事實，即在控制電壓Us′，Vs′，Ws′之間的交點僅僅處于這樣的區(qū)域中，在所述區(qū)域中兩個相交的控制電壓Us′，Vs′，Ws′中的一個恰好仍是恒定的，并且兩個中的另一個自所述交點開始是恒定的。換句話說，在每個交點之前以及在每個交點之后存在這樣的區(qū)域，在所述區(qū)域中兩個控制電壓Us′，Vs′，Ws′中的一個是恒定的，而且這里在周期的30度的區(qū)域內(nèi)是恒定的。這導致負載L的兩個相U，V，W決不會同時被切換，并從而導致完全避免了中間電路對地的2/3*Uz躍變。由此顯著減小諧振激勵。
在諧振激勵方面，不僅僅電壓躍變的幅度起決定作用，而是如果各個躍變的間隔落于星點S的自然諧振的上升時間的范圍內(nèi)，則一系列多個在相同方向上的1/3*Uz的躍變同樣也可以產(chǎn)生非常高的激勵。有可能當在持續(xù)運行中從一個控制電壓Us′，Vs′，Ws′切換到另一控制電壓時出現(xiàn)這種相繼的躍變。因為在這種轉(zhuǎn)換開始時三角形電壓Ud與恰好不再位于調(diào)制界限上的控制電壓Us′，Vs′，Ws′的交點的PWM信號的脈寬是狹窄的，所以在變換之后可以在不存在負載L中所產(chǎn)生的電流的較大干擾的情況下通過適當?shù)碾娐芬种频谝贿B續(xù)脈沖，這導致進一步降低在負載L的星點S處的過壓。
于是優(yōu)選地緊接控制電壓Us′，Vs′，Ws ′的不具有PWM開關脈沖的恒定區(qū)域的第一PWM開關脈沖(亦即相應的開關元件橋的最初兩個轉(zhuǎn)換過程)被抑制。
如所提到的，這里所說明的第一脈寬調(diào)制方法不適合用于控制這樣的負載，在所述負載時出現(xiàn)0V的額定電壓或非常低的額定電壓，正如在靜止或非常緩慢轉(zhuǎn)動的電動機時所出現(xiàn)的那樣。因此，對于這樣的應用說明適合于這樣的目的的另一脈寬調(diào)制方法。
圖5又示出P周期性的正弦形控制電壓Us，Vs，Ws以及(針對3相的)3*P周期性的補償電壓Uy。下面說明該補償電壓Uy的導出。
從正弦形控制電壓Us，Vs，Ws與補償電壓Uy的疊加所得出的控制電壓Us′，Vs′，Ws′的條件如第一實施例中的一樣，即在任何時刻恰好一個P周期性的控制電壓Us′，Vs′，Ws′位于三角形電壓(Ud)的調(diào)制界限+A，-A上。
在該實施例中，恒定地處于調(diào)制界限+A，-A上的區(qū)域在相應120度上延伸，使得每個所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws′每周期P有一次120度位于調(diào)制界限+A、-A上。
此外，如此選擇3*P周期性的補償電壓Uy，使得所得到的控制電壓分別僅僅位于兩個調(diào)制界限之一上，在該例中位于負的調(diào)制下限-A上。
根據(jù)該邊界條件，為補償電壓Uy得到下列條件方程在間隔Uy＝-A-Vs(Vs′于是位于-A上)在間隔[90度；210度]Uy＝-A-Ws(Ws′于是位于-A上)在間隔[210度；330度]Uy＝-A-Us(Us′于是位于-A上)在間隔[330度；360度]Uy＝-A-Vs(Vs′于是位于-A上)該列表的第一間隔和最后間隔補充成120度的區(qū)域，在所述區(qū)域中Ws′恒定地位于負的調(diào)制下限-A上。于是Uy在這里也是3*P周期性的。
所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws′的該形式減少2/3*Uz躍變的數(shù)量，因為控制電壓Us′，Vs′，Ws′之間的至少一部分交點位于調(diào)制界限+A，-A上。3/3*Uz的躍變完全被避免。然而，如果靜止的或僅僅非常緩慢轉(zhuǎn)動的電動機應當作為負載L被控制，則該方法是特別有利的。在這種情況下，所有控制電壓Us′，Vs′，Ws′都處于調(diào)制下限-A上，甚至不再出現(xiàn)開關過程。
于是，第一實施例首先適用于能反饋的整流器，所述整流器在用于控制電動機的變流器中對中間電路的電網(wǎng)電壓進行整流，以及必要時能夠?qū)⒛芰繌淖兞髌鞯闹虚g電路反饋到電網(wǎng)中。圖1的負載L是電網(wǎng)。因為在這里控制電壓Us′，Vs ′，Ws′總是跟隨電網(wǎng)，所以既沒有2/3*Uz躍變也沒有3/3*Uz躍變。因為控制電壓Us′，Vs′，Ws′交替地保持調(diào)制上限和調(diào)制下限，所以開關元件平均相同強度地被加載。
與此相反，第二實施例適用于逆變器，所述逆變器在變流器中從中間電路的直流電壓中產(chǎn)生任意頻率和幅度的交流電壓用于控制電動機相U，V，W。圖1中的負載L這里是電動機。在電動機停止時，既不出現(xiàn)2/3*Uz躍變，也不出現(xiàn)3/3*Uz躍變。如果電動機轉(zhuǎn)動，則相比于現(xiàn)有技術而言，2/3*Uz躍變的數(shù)量被減少。因此，盡管不均勻地對開關元件T加載，但在該應用情況下，與根據(jù)第一實施例的方法相比更優(yōu)選根據(jù)第二實施例的方法。
在兩種實施例中，開關元件T的開關過程的數(shù)量被減少到在常規(guī)正弦形控制電壓情況時的值的大約2/3，并由此不期望的諧振的激勵也相應地被減少。但是，因為從而在相U，V，W中所產(chǎn)生的電流的波動以因子1.5增加，所以PWM頻率、亦即三角形電壓Ud的頻率同樣大約以該因子1.5被提高，以便補償該波動。
在此還要提及的是，在確定的時刻，兩個所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws′也可以位于調(diào)制界限+A，-A上，也即如果控制電壓之一恰恰仍位于調(diào)制界限上并且另外的控制電壓恰恰到達調(diào)制界限，則是這種情況。在對于生成這樣的控制電壓Us′，Vs′，Ws′完全可能的精度范圍內(nèi)，該疊加的狀態(tài)甚至可以保持一段短的時間間隔。決定性的是，該時間間隔比三角形電壓Ud的周期持續(xù)時間小，因為這種短的疊加于是在形成或?qū)С鯬WM信號時不起作用。于是在說明書和權利要求書中所使用的表達“在任何時刻恰好一個”應這樣理解，即所得到的控制電壓Us′，Vs′，Ws′的對形成PWM信號起作用的疊加從不出現(xiàn)在調(diào)制界限+A，-A上。
權利要求
1.用于在具有N相(U，V，W)的變流器中以脈寬調(diào)制的方式控制開關元件(T)的方法，其中為每一相(U，V，W)從每一個P周期性的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)中導出開關元件(T)的開關脈沖，并且其中P周期性的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)對應于周期P的相互偏移360/N度的正弦形控制電壓(Us，Vs，Ws)與適用于所有相(U，V，W)的N*P周期性的補償電壓(Uy)的疊加，其特征在于，如此選擇所述補償電壓(Uy)，使得在任何時刻恰好一個所述的用于導出開關電壓的P周期性的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)有效地處于調(diào)制界限(+A，-A)上。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在周期P期間，每個所得到的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)都至少一次在一個區(qū)域中恒定地處于調(diào)制上限或調(diào)制下限(+A，-A)上。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在360度的周期P的期間，所得到的控制電壓(Us′，Vs ′，Ws′)中的每一個都是每次兩個30度的區(qū)域恒定地處于調(diào)制上限(+A)上，并且每次兩個30度的區(qū)域恒定地處于調(diào)制下限(-A)上。
4.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在360度的周期P的期間，所得到的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)中的每一個都是每次一個120度的區(qū)域恒定地處于調(diào)制上限(A)或調(diào)制下限(-A)上。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于，所得到的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)的所有恒定的區(qū)域要么處于調(diào)制上限(A)上，要么處于調(diào)制下限(-A)上。
6.如權利要求1所述的方法，其特征在于，緊接不具有開關脈沖的恒定區(qū)域的第一開關脈沖被抑制。
全文摘要
說明一種用于在具有N相(U，V，W)的變流器中以脈寬調(diào)制的方式控制開關元件(T)的方法，其中為每一相(U，V，W)從每一個P周期性的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)中導出開關元件(T)的控制脈沖。所述P周期性的控制電壓(Us′，Vs′，Ws′)對應于周期P的相互偏移360/N度的正弦形控制電壓(Us，Vs，Ws)與適用于所有相(U，V，W)的N*P周期性的補償電壓(Uy)的疊加。在此，如此選擇補償電壓(Uy)，使得在每個時刻恰好一個所述的用于導出開關脈沖的P周期性的控制電壓(Us′，Vs′，Ws ′)有效地處于調(diào)制界限(+A，－A)上。利用該方法顯著地減小在所連接的負載(L)的星點(S)處的諧振激勵。
文檔編號H02P27/02GK1976195SQ20061016305
公開日2007年6月6日 申請日期2006年12月1日 優(yōu)先權日2005年12月2日
發(fā)明者N·胡伯爾, F·里茨, H·倫根費爾德 申請人:約翰尼斯海登海恩博士股份有限公司