專利名稱：一種控制開關(guān)電源控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種控制開關(guān)電源控制電路，特別是一種峰值電流模式控制的直流控制開關(guān)電源控制電路。
背景技術(shù)：
直流控制開關(guān)電源控制電路主要包括脈沖寬度調(diào)制(Pulse-width Modulation，以下簡(jiǎn)稱脈寬調(diào)制或PWM)比較器、控制開關(guān)及輸出LC電路，所述PWM比較器用于比較其輸入端的輸入信號(hào)產(chǎn)生不同占空比的方波信號(hào)，這些PWM比較器產(chǎn)生的方波信號(hào)用于驅(qū)動(dòng)控制開關(guān)的閉合與關(guān)斷，因此，這些PWM方波信號(hào)也可以叫做PWM脈沖關(guān)斷時(shí)刻，所述控制開關(guān)用于在其閉合時(shí)將輸入電壓接入LC電路，在其關(guān)斷時(shí)，切斷輸入電壓與LC電路的連接并釋放LC電路的能量，所述LC電路包括與控制開關(guān)連接的電感和與所述電感串聯(lián)的電容，所述電感和電容的連接節(jié)點(diǎn)的節(jié)點(diǎn)電壓被用作輸出電壓。
所述直流控制開關(guān)電源控制電路的基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化或外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)控制開關(guān)的導(dǎo)通脈沖寬度，使得控制開關(guān)電源控制電路的輸出電壓或電流等被控制信號(hào)穩(wěn)定。由于直流控制開關(guān)電源控制電路的關(guān)鍵在于控制開關(guān)的導(dǎo)通脈沖寬度的控制，因此該控制電路也被叫做脈寬調(diào)制(PWM)控制電路。
現(xiàn)有技術(shù)中存在多種反饋控制模式來控制PWM，其中就有一種為峰值電流模式控制(Peak Current Mode Control)PWM。圖1和2分別示出了一種現(xiàn)有峰值電流模式控制脈寬調(diào)制(PWM)的控制電路。如圖1示出了其一種實(shí)施例，所述脈寬調(diào)制(PWM)控制電路包括誤差放大器(Error Amplifier)10、三角波發(fā)生器(Ramp Generator)20、PWM比較器30、邏輯驅(qū)動(dòng)單元40、控制開關(guān)50、串聯(lián)的輸出電感60和輸出電容70、反饋放大器80、分壓電路90。
所述誤差放大器(Error Amplifier)10的正向輸入端輸入一參考電壓Vref，也可以叫做基準(zhǔn)電壓，反向輸入端輸入將輸出電壓Vout分壓得到的反饋電壓VFB，所述誤差放大器10將反饋電壓VFB和基準(zhǔn)電壓Vref比較并將比較結(jié)果進(jìn)行適當(dāng)放大以輸出電壓VEA。所述三角波發(fā)生器20用于產(chǎn)生穩(wěn)定的三角波信號(hào)。所述PWM比較器的正向輸入端輸入所述三角波信號(hào)，其反向輸入端輸入所述輸出電壓VEA與反饋電流電壓VIFB合成的合成電壓V∑，所述反饋電流電壓VIFB反映輸出電感60電流峰值的變化，所述PWM比較器用于將三角波與合成電壓V∑進(jìn)行比較以輸出一定占空比的方波信號(hào)，也就是所述控制開關(guān)50的關(guān)斷時(shí)刻。所述PWM比較器的工作原理具體請(qǐng)參考圖4，當(dāng)三角波信號(hào)電位高于合成電壓V∑電位的時(shí)候輸出一個(gè)高電平信號(hào)，當(dāng)三角波信號(hào)電位低于的合成電壓V∑電位的時(shí)候輸出一個(gè)低電平信號(hào)。通過調(diào)整合成電壓V∑的電位高低就可以調(diào)整輸出方波的占空比，也就是調(diào)整了控制開關(guān)50的關(guān)斷時(shí)刻，進(jìn)而控制PWM控制電路的輸出電壓Vout。
所述控制開關(guān)50由一個(gè)PMOS管、一個(gè)NMOS管組成，所述PMOS管和NMOS管的柵極分別與邏輯驅(qū)動(dòng)單元40相連，所述PMOS管的源極與輸入電壓Vin連接，所述NMOS管的源極與地連接，所述PMOS管與NMOS管的漏極連接并作為控制開關(guān)50的輸出端與輸出電感60相連，與輸出電感60串聯(lián)的輸出電容70的另一端接地，輸出電感60與輸出電容70的連接節(jié)點(diǎn)的電壓被引作PWM控制電路的輸出電壓Vout，所述輸出電壓Vout經(jīng)過分壓電路90得到前述反饋電壓VFB。所述分壓電路90由串聯(lián)在輸出電壓Vout和地之間的第一分壓電阻和第二分壓電阻組成，所述第一分壓電阻和第二分壓電阻的中間節(jié)點(diǎn)電壓作為反饋電壓VFB。
所述邏輯驅(qū)動(dòng)單元40接收所述PWM比較器的方波信號(hào)并將其分為兩路，一路送給PMOS管的柵極作為開關(guān)信號(hào)，另一路經(jīng)過一定的延時(shí)送給NMOS管的柵極作為開關(guān)信號(hào)。前述反饋電流電壓VIFB是將輸入電壓Vin減去控制開關(guān)50和輸出電感60的中間節(jié)點(diǎn)電壓后再經(jīng)過由控制開關(guān)50的PMOS管控制的開關(guān)采集后再經(jīng)過放大器80適當(dāng)放大得到。前述反饋電流電壓VIFB的計(jì)算公式為VIFB＝α*(Vin-(Vin-i*RPMOS))＝α*i*RPMOS其中α為放大器80的放大系數(shù)，i為輸出電感60電流，RPMOS為PMOS管的等效電阻值。由公式可以看出反饋電流電壓VIFB反映了輸出電感電流峰值的變化。
當(dāng)輸入電壓Vin變化或外接負(fù)載變化的情況下，所述反饋電壓VFB可能產(chǎn)生波動(dòng)，誤差放大器10將波動(dòng)的反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓Vref比較并將比較結(jié)果進(jìn)行適當(dāng)放大以調(diào)整輸出電壓VEA，從而調(diào)整合成電壓V∑的電位高低以控制輸出方波的占空比，調(diào)整了控制開關(guān)50的關(guān)斷時(shí)刻，進(jìn)而控制PWM控制電路的輸出電壓Vout收斂于一個(gè)基準(zhǔn)值，此時(shí)反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓Vref之間的差為零，因此，這個(gè)輸出電壓Vout的基準(zhǔn)值與基準(zhǔn)電壓Vref直接相關(guān)。
在圖1所示的PWM控制電路的方波的占空比由誤差放大器10的輸出電壓VEA和反映輸出電感60電流峰值變化的反饋電流電壓VIFB的合成電壓V∑決定。因此，峰值電流模式控制PWM控制電路是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速按照逐個(gè)脈沖工作的。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控此功率輸出級(jí)電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸入電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲(chǔ)能電路。
圖2所示的峰值電流模式控制PWM控制電路的另外一個(gè)實(shí)施例，其和圖1所示PWM控制電路的不同之處在于，反映輸出電感60電流峰值變化的反饋電流電壓VIFB不是和誤差放大器10的輸出電壓VEA組成合成電壓V′∑，而是和三角波發(fā)生器20產(chǎn)生的三角波信號(hào)組成為其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號(hào)，并將合成波形信號(hào)輸入PWM比較器的正向輸入端，而誤差放大器10的輸出電壓VEA直接輸入PWM比較器的反向輸入端。圖2所示和圖1所示的PWM控制電路的工作原理相同，再此容不贅述。
峰值電流模式控制使PWM控制電路成為一個(gè)單一極點(diǎn)系統(tǒng)，還有一個(gè)好處就是方便進(jìn)行補(bǔ)償。但是直接引用電流作為反饋信號(hào)會(huì)造成以下兩個(gè)方面的影響1.在負(fù)載能力上。在連續(xù)電流模式(Continue Current Mode)下，控制開關(guān)50的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比(D＝Vout/Vin)理論上是一個(gè)恒定的值，為了獲得一個(gè)恒定的D值，誤差放大器10的輸出電壓VEA必須隨著流過輸出電感60的電流的變化而變化。而當(dāng)加載一個(gè)大的負(fù)載時(shí)，流過輸出電感60的電流會(huì)增大，而誤差放大器10的輸出電壓VEA也就需要隨之增大，然而誤差放大器10的輸出電壓VEA的取值受到輸入電壓Vin的限制必須限定在一定范圍內(nèi)，因此，當(dāng)負(fù)載大于一定范圍時(shí)，需要的誤差放大器10的輸出電壓VEA的取值就可能超出其取值范圍。這樣，峰值電流模式下的PWM控制電路的負(fù)載能力就會(huì)很有限。
2.在負(fù)載響應(yīng)速度方面。正如在1中討論的一樣，誤差放大器的輸出電壓VEA需要與流過輸出電感60的負(fù)載電流相適應(yīng)。當(dāng)負(fù)載快速變化時(shí)，也就是說在負(fù)載電流變化時(shí)，誤差放大器的輸出電壓VEA的響應(yīng)時(shí)間就會(huì)因?yàn)檩敵鲭妷篤EA取值變化幅度增大而增加，再輸出電壓VEA響應(yīng)時(shí)其會(huì)產(chǎn)生強(qiáng)烈的向上過沖和向下過沖。
因此，亟待出現(xiàn)一種負(fù)載能力強(qiáng)且響應(yīng)速度快的直流控制開關(guān)電源控制電路。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種負(fù)載能力強(qiáng)且響應(yīng)速度快的直流控制開關(guān)電源控制電路。
為了達(dá)到上述目的，根據(jù)本發(fā)明一種控制開關(guān)電源控制電路所述的，其包括輸出LC電路，其包括串聯(lián)的輸出電感和電容，輸出電容的另一端接地，所述輸出電感和電容的連接節(jié)點(diǎn)的節(jié)點(diǎn)電壓被用作輸出電壓Vout；控制開關(guān)，其具有與輸入電壓Vin連接的電源連接端、與地連接的接地連接端、與輸出電感連接的輸出端及用于控制所述控制開關(guān)開啟或關(guān)斷的控制端，所述控制開關(guān)用于在其開啟時(shí)將輸入電壓Vin輸送給輸出LC電路以給輸出LC電路充電，所述控制開關(guān)還用于在其關(guān)斷時(shí)切斷輸入電壓Vin和輸出LC電路的連接并給其放電；誤差放大器，其一輸入端輸入?yún)⒖茧妷篤ref，另一輸入端輸入將輸出電壓Vout分壓得到的反饋電壓VFB，所述誤差放大器用于將所述反饋電壓VFB和所述基準(zhǔn)電壓Vref相減并將差值放大，以輸出誤差電壓VEA；三角波發(fā)生器，用于產(chǎn)生穩(wěn)定的三角波信號(hào)；脈寬調(diào)制比較器，其一輸入端輸入所述三角波信號(hào)，其另一輸入端輸入由誤差電壓VEA與反映輸出電感電流變化的反饋電流電壓VIFB合成的合成電壓V∑，或者其一輸入端輸入所述三角波信號(hào)與反映輸出電感電流變化的反饋電流電壓VIFB的合成電壓V′∑，其另一輸入端輸入誤差電壓VEA，脈寬調(diào)制比較器用于將三角波與合成電壓V∑進(jìn)行比較或者用于將誤差電壓VEA與合成電壓V′∑進(jìn)行比較以輸出所述控制開關(guān)的開啟和關(guān)斷的開關(guān)控制信號(hào)給所述控制開關(guān)的控制端；其特點(diǎn)在于，所述控制電路還包括有高通濾波器，其用于濾除掉反饋電流電壓VIFB中反映輸出電感電流中的低頻分量部分，使反饋電流電壓VIFB僅僅反映輸出電感電流的高頻分量。
本發(fā)明一種控制開關(guān)電源控制電路所述的由于采用了高通濾波器，濾除反饋電流電壓中的高頻分量，使輸出電壓VEA的變化幅度大幅縮小，控制電路的響應(yīng)速度大幅提高。另外，在相同負(fù)載電流情況下，由于引入了高通濾波器，而使輸出電壓VEA需要的工作電壓從降低，由于誤差放大器的輸出電壓VEA的上限受到輸入電壓Vin的限制，因此，在誤差放大器的輸出電壓VEA為上限時(shí)，引入了高通濾波器的控制電路的負(fù)載要明顯大于沒有引入的情況。


圖1是現(xiàn)有技術(shù)中峰值電流模式下的直流控制開關(guān)電源控制電路的第一種實(shí)施例的結(jié)構(gòu)框圖；圖2是現(xiàn)有技術(shù)中峰值電流模式下的直流控制開關(guān)電源控制電路的第二種實(shí)施例的結(jié)構(gòu)框圖；圖3是本發(fā)明峰值電流模式下的直流控制開關(guān)電源控制電路的第一種實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)框圖；圖4是PWM比較器產(chǎn)生一定占空比方波的示意圖；圖5是現(xiàn)有直流控制開關(guān)電源控制電路的仿真波形圖；圖6是本發(fā)明直流控制開關(guān)電源控制電路的的仿真波形圖；圖7是本發(fā)明峰值電流模式下的直流控制開關(guān)電源控制電路的第二種實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)框圖；圖8是本發(fā)明中高通濾波器實(shí)現(xiàn)框圖；和圖9是本發(fā)明中高通濾波器實(shí)現(xiàn)的具體電路圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明提供了一種峰值電流模式控制的直流控制開關(guān)電源控制電路，也可以被叫做峰值電流模式控制的PWM控制電路101，圖3示出了本發(fā)明PWM控制電路101的第一實(shí)施方式。
請(qǐng)參看圖3，本發(fā)明提供的PWM控制電路101包括誤差放大器10、三角波發(fā)生器20、PWM比較器30、邏輯驅(qū)動(dòng)單元40、控制開關(guān)50、串聯(lián)的輸出電感60和輸出電容70、反饋放大器80、分壓電路90。
所述誤差放大器(Error Amplifier)10的正向輸入端輸入一參考電壓Vref，也可以叫做基準(zhǔn)電壓，反向輸入端輸入將輸出電壓Vout分壓得到的反饋電壓VFB，所述誤差放大器10用于將所述反饋電壓VFB和所述基準(zhǔn)電壓Vref比較并將比較結(jié)果進(jìn)行適當(dāng)放大用以輸出，這個(gè)輸出電壓被稱為VEA。所述三角波發(fā)生器20用于產(chǎn)生穩(wěn)定的三角波信號(hào)。
所述PWM比較器的正向輸入端輸入所述三角波信號(hào)，其反向輸入端輸入所述誤差放大器10的輸出電壓VEA與反映輸出電感60電流峰值變化的反饋電流電壓VIFB合成的合成電壓V∑，所述PWM比較器用于將三角波與合成電壓V∑進(jìn)行比較以輸出一定占空比的方波信號(hào)。所述PWM比較器的工作原理具體請(qǐng)參考圖4，當(dāng)三角波信號(hào)電位高于合成電壓V∑電位的時(shí)候輸出一個(gè)高電平信號(hào)，當(dāng)三角波信號(hào)電位低于的合成電壓V∑電位的時(shí)候輸出一個(gè)低電平信號(hào)。
所述控制開關(guān)50由一個(gè)PMOS管、一個(gè)NMOS管組成，所述PMOS管和NMOS管的柵極分別與邏輯驅(qū)動(dòng)單元40相連，所述PMOS管的源極與輸入電壓Vin連接，所述NMOS管的射極與地連接，所述PMOS管的射極與NMOS管的源極連接并作為控制開關(guān)50的輸出端與輸出電感60相連，與輸出電感60串聯(lián)的輸出電容70的另一端接地，輸出電感60與輸出電容70的連接節(jié)點(diǎn)的電壓被引作PWM控制電路的輸出電壓Vout，所述輸出電壓Vout經(jīng)過分壓電路90得到前述反饋電壓VFB。所述分壓電路90由串聯(lián)在輸出電壓Vout和地之間的第一分壓電阻和第二分壓電阻組成，所述第一分壓電阻和第二分壓電阻的中間節(jié)點(diǎn)電壓作為反饋電壓VFB。
所述邏輯驅(qū)動(dòng)單元40接收所述PWM比較器的方波信號(hào)并將其分為兩路，一路送給PMOS管的柵極作為開關(guān)信號(hào)，另一路經(jīng)過一定的延時(shí)送給NMOS管的柵極作為開關(guān)信號(hào)。當(dāng)方波信號(hào)為高電平的時(shí)候，開啟NMOS管關(guān)斷PMOS管，給輸出電感60、輸出電容70釋放能量，此時(shí)被稱為控制開關(guān)50的關(guān)斷時(shí)刻；而當(dāng)方波為低電平的時(shí)候，開啟PMOS管關(guān)斷NMOS管，輸入電壓Vin通過PMOS管給輸出電感、電容充電，此時(shí)被稱為控制開關(guān)的開啟時(shí)刻。從這個(gè)角度看，前述方波信號(hào)也可以被叫作所述控制開關(guān)50的開關(guān)時(shí)刻。所述邏輯驅(qū)動(dòng)單元40用來確保不會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)管子都開啟或都關(guān)斷的狀態(tài)產(chǎn)生。因此，通過調(diào)整合成電壓V∑的電位高低就可以調(diào)整輸出方波的占空比，也就是調(diào)整了控制開關(guān)50的關(guān)斷時(shí)刻，進(jìn)而控制PWM控制電路的輸出電壓Vout。
前述反映輸出電感60電流峰值變化的反饋電流電壓VIFB是將輸入電壓Vin減去控制開關(guān)50和輸出電感60的中間節(jié)點(diǎn)電壓后再經(jīng)過由控制開關(guān)50的PMOS管控制的開關(guān)采集后再經(jīng)過放大器80適當(dāng)放大得到。前述反饋電流電壓VIFB的計(jì)算公式為VIFB＝α*(Vin-(Vin-i*RPMOS))＝α*i*RPMOS其中α為放大器80的放大系數(shù)，i為輸出電感60電流，RPMOS為PMOS管的電阻值。由公式可以看出反饋電流電壓VIFB反映了輸出電感電流峰值的變化。
下面描述一下本發(fā)明提供的PWM控制電路100的具體控制過程。
當(dāng)輸入電壓Vin變化或外接負(fù)載變化的情況下，所述輸出電壓Vout可能就會(huì)產(chǎn)生增大或減小的波動(dòng)，以下以增大為例來介紹一下控制過程所述反饋電壓VFB增大，反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓Vref之間的差值增大，輸出電壓VEA隨之增大，合成電壓V∑的電位拉高，方波信號(hào)的高電平時(shí)刻增多，控制開關(guān)50的關(guān)斷時(shí)刻增多即充電時(shí)刻減少，輸出電壓Vout減小直到收斂于一個(gè)基準(zhǔn)值，此時(shí)，反饋電壓VFB收斂于基準(zhǔn)電壓Vref。因此，基準(zhǔn)電壓Vref用于決定輸出電壓Vout的大小。相反，輸出電壓Vout變小時(shí)，反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓Vref之間的差值減小，輸出電壓VEA隨之減小，合成電壓V∑的電位拉低，方波信號(hào)的高電平時(shí)刻減少，控制開關(guān)50的開啟時(shí)刻增多即充電時(shí)刻增加，輸出電壓Vout增大直到收斂于一個(gè)基準(zhǔn)值。也就是說，通過電壓或電流反饋來調(diào)整合成電壓V∑的電位高低，就可以調(diào)整輸出方波的占空比，也就是調(diào)整了控制開關(guān)50的開關(guān)時(shí)刻，進(jìn)而控制PWM控制電路的輸出電壓Vout。
在圖3所示的PWM控制電路的方波的占空比由誤差放大器10的輸出電壓VEA和反映輸出電感60電流峰值變化的反饋電流電壓VIFB的合成電壓V∑決定。因此，峰值電流模式控制PWM控制電路是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速按照逐個(gè)脈沖工作的。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控此功率輸出級(jí)電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸入電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲(chǔ)能電路。
對(duì)現(xiàn)有技術(shù)中的峰值電流模式控制的PWM控制電路的負(fù)載能力和負(fù)載相應(yīng)速度的分析可以發(fā)現(xiàn)，現(xiàn)有技術(shù)中的PWM控制電路的負(fù)載能力弱和負(fù)載相應(yīng)速度慢的根本原因在于誤差放大器10的輸出電壓VEA必須隨著流過輸出電感60的電流的變化而變化，并且最重要的是輸出電壓VEA必須隨著流過輸出電感60的電流中的低頻分量的變化而變化。然而，在電流反饋中真正對(duì)PWM控制電路的穩(wěn)定性帶來好處的是流過輸出電感60的電流中的高頻分量，而流過輸出電感60的電流中的低頻分量并未對(duì)PWM控制電路的穩(wěn)定性帶來什么好處?；诖朔N考慮，請(qǐng)?jiān)俅螀⒖磮D3所示，PWM控制電路101還包括位于電流反饋回路中的高通濾波器100，所述高通濾波器100用于濾除掉反饋電流電壓VIFB中反映輸出電感電流中的低頻分量的部分，使反饋電流電壓VIFB僅僅反映輸出電感60電流高頻分量變化。因此，誤差放大器10的輸出電壓VEA不含有流過輸出電感60的電流的低頻分量，從而使本發(fā)明提供的PWM控制電路101保證在和圖1所示控制電路一樣穩(wěn)定的同時(shí)，增大了負(fù)載能力并加快了響應(yīng)速度。
請(qǐng)對(duì)比參看圖5與圖6所示，圖5是現(xiàn)有直流控制開關(guān)電源控制電路的仿真波形圖，圖6是本發(fā)明直流控制開關(guān)電源控制電路的仿真波形圖，每個(gè)仿真波形圖都是由多個(gè)參數(shù)隨時(shí)間變化的波形圖。兩組圖(圖5和圖6)中第一個(gè)波形圖都是輸出電壓Vout時(shí)域波形圖；第二個(gè)波形圖是輸入電壓Vin時(shí)域波形圖；第三個(gè)波形圖是流過輸出電感的電流i的時(shí)域波形圖；第四個(gè)波形圖是流過負(fù)載的電流時(shí)域波形圖；第五個(gè)波形圖是誤差放大器10的輸出電壓VEA的時(shí)域波形圖。
請(qǐng)對(duì)照參看圖5、6的第4個(gè)圖，直流控制開關(guān)電源控制電路都是在負(fù)載電流為60mA左右跳變到300mA，然后再次從300mA左右跳變回60mA。
請(qǐng)對(duì)照參考圖5、6的第1個(gè)圖，在相同的負(fù)載變化的情況下，現(xiàn)有的控制電路和本發(fā)明的控制電路的功率輸出級(jí)的輸出電壓Vout波形在負(fù)載電流從60mA左右跳變到300mA左右的時(shí)候都產(chǎn)生了一定程度的向下過沖(B處)，在負(fù)載電流從300mA左右跳變回60mA左右的時(shí)候都產(chǎn)生了一定程度的向上過沖(A處)。在沒有引入高通濾波器的控制電路中，功率輸出級(jí)的輸出電壓Vout向上過沖峰值與向下過沖的谷值之間的差約為403mV，而引入了高通濾波器的控制電路中，功率輸出級(jí)的輸出電壓Vout向上過沖峰值與向下過沖的谷值之間的差約為105mV，過沖量大大減小了，這樣，控制電路的響應(yīng)速度也大大提高了。
同樣的，請(qǐng)對(duì)照參考圖5、6的第5個(gè)圖，在沒有引入高通濾波器的控制電路中，誤差放大器10的輸出電壓VEA波形在負(fù)載電流從60mA左右跳變到300mA左右的時(shí)候由900mV變?yōu)?.4V，變動(dòng)幅度為500mV；而引入高通濾波器的控制電路中，誤差放大器10的輸出電壓VEA波形在負(fù)載電流從60mA左右跳變到300mA左右的時(shí)候由600mV變?yōu)?00mV，變動(dòng)幅度為300mV。在相同負(fù)載電流變化下，由于引入了高通濾波器，而使輸出電壓VEA的變化幅度從500mV降為300mV，變化幅度大幅縮小，這也可以看出了，控制電路的響應(yīng)速度大幅提高。另外，在相同負(fù)載電流情況下，由于引入了高通濾波器，而使輸出電壓VEA需要的工作電壓從1.4V降為900mV，由于誤差放大器10的輸出電壓VEA的上限受到輸入電壓Vin的限制，因此，在誤差放大器10的輸出電壓VEA為上限時(shí)，引入了高通濾波器的控制電路的負(fù)載要明顯大于沒有引入的情況。
從對(duì)比中我們可以看出，本發(fā)明的支流控制開關(guān)電源控制電路由于引入了高通濾波器100，而增強(qiáng)了其負(fù)載能力的同時(shí)提高了響應(yīng)的速度。
請(qǐng)參看圖7所示，本發(fā)明第二種實(shí)施方式與第一種實(shí)施方式相比，所述經(jīng)過高通濾波器70與放大器80的流過功率輸出級(jí)的電流信號(hào)沒有作為負(fù)反饋連接到誤差放大器10的輸出端，而是作為正反饋與三角波發(fā)生器10產(chǎn)生的三角波信號(hào)連接并送到比較器30的正向輸入端。其作用同第一實(shí)施例，在此不作贅述。
請(qǐng)參看圖8所示，所述高通濾波器設(shè)計(jì)采用了圖中的設(shè)計(jì)思路。由于低通濾波器在電路上更容易實(shí)現(xiàn)，因而本發(fā)明先用一個(gè)電流鏡電路產(chǎn)生兩路與所述電流反饋信號(hào)相同的信號(hào)，用一個(gè)低通濾波器濾除掉其中一路信號(hào)的高頻分量，并用另一路信號(hào)減去這路濾除掉高頻分量的電流反饋信號(hào)，得到僅有高頻分量的電流反饋信號(hào)。由于輸入的電流反饋信號(hào)的值比較大，采用低通濾波器就要采用大電阻與大電容配合，而大的電容會(huì)占用很大的芯片面積，本發(fā)明則采用密勒電容設(shè)計(jì)，節(jié)省了很大的芯片面積。
請(qǐng)對(duì)照參看圖8、圖9所示，所述高通濾波器包括7個(gè)MOS管與一個(gè)電阻R20，7個(gè)MOS管分別為M0、M5、M6、M8、M27和M28，I_in代表輸入進(jìn)濾波器的含有高頻分量與低頻分量的電流反饋信號(hào)，I_out代表經(jīng)過高通濾波器濾波的電流信號(hào)。如圖9所示，M0與M5、M8構(gòu)成了兩個(gè)電流鏡，M27與M29構(gòu)成了一個(gè)等效電容，M6、與M27、M29聯(lián)合構(gòu)成一個(gè)密勒電容，R20與M6、M27、M29構(gòu)成了一個(gè)低通濾波器，將輸入信號(hào)I_in的高頻分量濾出后再被M5漏極的電流信號(hào)相減，最后在輸出端將得到僅保留高頻分量的電流信號(hào)。
本發(fā)明優(yōu)選的采用了M6、M27和M29構(gòu)成的密勒電容設(shè)計(jì)，這樣就可以將M27與M29構(gòu)成的等效電容放大M6的增益倍，這樣就利用兩個(gè)三極管等效出了一個(gè)較大的電容，節(jié)省了很大的芯片面積。
上述有關(guān)電流鏡與密勒電容的接法以、功能以及電學(xué)特性本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以輕松獲得相關(guān)技術(shù)，在此恕不贅述。
本發(fā)明電流峰值調(diào)制裝置的功率輸出級(jí)，可以采用buck、boost和buck-boost電路。
本發(fā)明電流峰值調(diào)制裝置還可以用在驅(qū)動(dòng)LED明暗的電路中。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種控制開關(guān)電源控制電路，其包括輸出LC電路，其包括串聯(lián)的輸出電感和電容，輸出電容的另一端接地，所述輸出電感和電容的連接節(jié)點(diǎn)的節(jié)點(diǎn)電壓被用作輸出電壓Vout；控制開關(guān)，其具有與輸入電壓Vin連接的電源連接端、與地連接的接地連接端、與輸出電感連接的輸出端及用于控制所述控制開關(guān)開啟或關(guān)斷的控制端，所述控制開關(guān)用于在其開啟時(shí)將輸入電壓Vin輸送給輸出LC電路以給輸出LC電路充電，所述控制開關(guān)還用于在其關(guān)斷時(shí)切斷輸入電壓Vin和輸出LC電路的連接并給其放電；誤差放大器，其一輸入端輸入?yún)⒖茧妷篤ref，另一輸入端輸入將輸出電壓Vout分壓得到的反饋電壓VFB，所述誤差放大器用于將所述反饋電壓VFB和所述基準(zhǔn)電壓Vref相減并將差值放大，以輸出誤差電壓VEA；三角波發(fā)生器，用于產(chǎn)生穩(wěn)定的三角波信號(hào)；脈寬調(diào)制比較器，其一輸入端輸入所述三角波信號(hào)，其另一輸入端輸入由誤差電壓VEA與反映輸出電感電流變化的反饋電流電壓VIFB合成的合成電壓V∑，或者其一輸入端輸入所述三角波信號(hào)與反映輸出電感電流變化的反饋電流電壓VIFB的合成電壓V′∑，其另一輸入端輸入誤差電壓VEA，脈寬調(diào)制比較器用于將三角波與合成電壓V∑進(jìn)行比較或者用于將誤差電壓VEA與合成電壓V′∑進(jìn)行比較以輸出所述控制開關(guān)的開啟和關(guān)斷的開關(guān)控制信號(hào)給所述控制開關(guān)的控制端；其特征在于，所述控制電路還包括有高通濾波器，其用于濾除掉反饋電流電壓VIFB中反映輸出電感電流中的低頻分量部分，使反饋電流電壓VIFB僅僅反映輸出電感電流的高頻分量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制開關(guān)電源控制電路，其特征為所述控制開關(guān)包括一個(gè)PMOS管和一個(gè)NMOS管，所述PMOS管和PMOS管的源極都連接在所述電感的一端，所述PMOS管的漏極作為電源連接端連接到所述輸入電壓Vin上，所述NMOS管的漏極作為接地連接端連接到地，所述PMOS與NMOS的柵極作為所述控制開關(guān)的控制端，其目的在于當(dāng)開關(guān)控制信號(hào)為低電平的時(shí)候PMOS開啟NMOS閉合，輸入電壓Vin為所述LC電路充電，而當(dāng)開關(guān)控制信號(hào)為高電平的時(shí)候NMOS開啟PMOS閉合，所述LC電路通過NMOS的接地端放電。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的控制開關(guān)電源控制電路，其特征為所述控制電路還包括有邏輯驅(qū)動(dòng)單元，包括一個(gè)輸入端和兩個(gè)輸出端，其輸入端輸入所述控制開關(guān)開啟和關(guān)斷的開關(guān)控制信號(hào)，其一個(gè)輸出端直接輸出所述開關(guān)控制信號(hào)給所述PMOS管的柵極，其另一個(gè)輸出端經(jīng)過一個(gè)特定的延時(shí)輸出同樣的開關(guān)控制信號(hào)給所述NMOS管的柵極，其目的在于保證PMOS管與NMOS管不能夠同時(shí)開啟或者關(guān)閉。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的控制開關(guān)電源控制電路，其特征為前述反饋電流電壓VIFB是將輸入電壓Vin減去控制開關(guān)和輸出電感的中間節(jié)點(diǎn)電壓后再經(jīng)過放大器80適當(dāng)放大得到，前述反饋電流電壓VIFB的計(jì)算公式為VIFB＝α*(Vin-(Vin-i*RPMOS))＝α*i*RPMOSα為放大器的放大系數(shù)，i為輸出電感電流，RPMOS為PMOS管的電阻值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制開關(guān)電源控制電路，其特征為所述高通濾波器由一個(gè)電流鏡電路低通濾波器電路構(gòu)成，首先所述電流鏡電路產(chǎn)生兩路與所述反饋電流電壓VIFB相同的信號(hào)，所述低通濾波器濾除掉其中一路信號(hào)的高頻分量，并用另一路信號(hào)減去這路濾除掉高頻分量的反饋電流電壓信號(hào)，得到僅有高頻分量的反饋電流電壓信號(hào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的控制開關(guān)電源控制電路，其特征為所述低通濾波器采用電容電阻濾波設(shè)計(jì)，所述電容采用密勒電容設(shè)計(jì)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制開關(guān)電源控制電路，其特征為將輸出電壓Vout分壓得到的反饋電壓VFB是經(jīng)過分壓電路得到前述反饋電壓VFB，所述分壓電路由串聯(lián)在輸出電壓Vout和地之間的第一分壓電阻和第二分壓電阻組成，所述第一分壓電阻和第二分壓電阻的中間節(jié)點(diǎn)電壓作為反饋電壓VFB。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種電流峰值調(diào)制裝置，與以往技術(shù)不同的是，該裝置在電流反饋回路中添加了一個(gè)高通濾波器用來濾除電流反饋信號(hào)中的低頻部分，從而提高電路在低電壓下的負(fù)載能力并且在高頻下縮短了負(fù)載變化的相應(yīng)時(shí)間。
文檔編號(hào)H02M7/527GK1897440SQ200610089519
公開日2007年1月17日 申請(qǐng)日期2006年6月30日 優(yōu)先權(quán)日2006年6月30日
發(fā)明者尹航 申請(qǐng)人:北京中星微電子有限公司