專利名稱：一種低成本、高效率的直流－直流變換器的制作方法
發(fā)明名稱背景介紹發(fā)明所屬領(lǐng)域本專利是屬于電功率變換領(lǐng)域里的一項發(fā)明，更具體地說是關(guān)系到功率變換電路的拓撲。這種拓撲定義了功率轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)以及當(dāng)把一個給定的直流輸入轉(zhuǎn)換為另一個不同直流電平的輸出時，功率開關(guān)器件的操作方式。
相關(guān)的領(lǐng)域描述半導(dǎo)體技術(shù)的迅速發(fā)展持續(xù)不斷地把集成電路器件的工作速度和密度推向更高的水平。而且同時地對直流電源系統(tǒng)的輸出電流容量和頻率響應(yīng)性能提出了更高的要求。另一方面，日益增加的電子產(chǎn)品高密度及小型化設(shè)計的要求又使得功率變換器可占有的空間不斷地縮小。而對上述挑戰(zhàn)以及越來越高的可靠性要求、高效率、高頻率的功率變換方式已成為能夠提供令人滿意的解決方案的關(guān)鍵技術(shù)。頻率越高，功率轉(zhuǎn)換過程中所產(chǎn)生的熱量就越小。散熱所需要的空間和相關(guān)器件的重量就越小。隨著器件溫度的降低，功率變換器的可靠性也可大大地提高。另一方面，低功耗的功率轉(zhuǎn)換也將允許使用更高的開關(guān)頻率。從而進一步提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。功率轉(zhuǎn)換器中必不可少的電磁性器件及濾波元件等的尺寸也將隨著頻率的提高而減小。產(chǎn)品的體積自然也可以做的更小。在電功率轉(zhuǎn)換過程中所產(chǎn)生的損耗主要分為兩大分類導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗主要是當(dāng)電流流過半導(dǎo)體功率器件及其他導(dǎo)電元件時所產(chǎn)生的電阻性消耗。開關(guān)損耗則主要是功率半導(dǎo)體器件在開關(guān)過程中所產(chǎn)生的損耗。目前，新一代的功率半導(dǎo)體器件，特別是金屬氧化物場效應(yīng)管(MOSFET)的導(dǎo)通電阻和導(dǎo)通電壓降已經(jīng)可以做的相當(dāng)小。從而大大地改善了器件的導(dǎo)通損耗狀況。另一方面，利用MOSFET的低導(dǎo)通電阻特性，變換器次級的大電流整流器件也可用MOSFET來替代。從而大大地降低了整流電路中功率電路的導(dǎo)通損耗。因為在這樣的整流電路中，功率MOSFET需要和初級功率開關(guān)器件進行同步的開關(guān)操作。所以稱作同步整流電路。在低電壓大電流的整流應(yīng)用中，同步整流電路所節(jié)約的導(dǎo)通損耗相當(dāng)可觀。一般來講，如果不考慮導(dǎo)體的高頻集場效應(yīng)等，整個功率變換器的導(dǎo)通損耗隨頻率變化不大。從另一方面來講，功率變換器中的開關(guān)損耗則與開關(guān)頻率幾乎成正比?？偟拈_關(guān)損耗是每一項開關(guān)操作所產(chǎn)生的損耗和每秒鐘開關(guān)操作次數(shù)的乘積。這一事實明顯地使得高頻率功率轉(zhuǎn)換和高頻率操作之間形成了矛盾。如果開關(guān)損耗不能有效地降低，提高操作頻率，這將只能是空談。對MOSFET器件而言，開關(guān)損耗一部分是由器件上的電壓和電流在開關(guān)瞬間同時不為零的交迭區(qū)域所產(chǎn)生。另一部分則是由于MOSFET體電容放電所形成。MOSFET在導(dǎo)通瞬間的放電，不僅消耗了能量，同時也會產(chǎn)生電壓、電流的尖峰。從而增加器件上所承受的電應(yīng)力。并造成電磁干擾等問題。另外，在開關(guān)操作過程中，二極管器件的反向恢復(fù)過程也會進一步增加功率轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗和電磁噪音水平。在上述這種開關(guān)損耗中，由電流、電壓非零交迭區(qū)所產(chǎn)生的損耗可用提高器件的開關(guān)速度進行改善。但是體電容放電及二極管反向恢復(fù)所產(chǎn)生的問題仍然存在。而且隨著開關(guān)速度的提高，開關(guān)操作所引起的電磁干擾噪音將更惡化。所以對于上述這些情況，最有效的解決辦法是軟開關(guān)操作。軟開關(guān)操作的主要做法是用某種特定的開關(guān)操作方式在實現(xiàn)功率轉(zhuǎn)換的同時，引導(dǎo)儲存在電感或電容中的能量的流動過程，從而使得在某一瞬間流過功率開關(guān)器件的電流或跨越功率開關(guān)器件兩端的電壓為零。并在這種電壓或電流為零的期間，完成開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換過程。這樣一來，不僅消除了電壓和電流在開關(guān)瞬間同時不為零的交迭現(xiàn)象。同時也避免了體電容放電和二極管反向恢復(fù)所產(chǎn)生的損耗和電磁噪音。零電壓或零電流的軟開關(guān)操作所用不同的方法來實現(xiàn)。諧振式功率變換器曾是比較流行的一種。在這一類變換器操作中，通常都利用電流電壓在電容和電感之間的諧振特性。在諧振的過程中，當(dāng)流過功率開關(guān)器件的電流或是功率開關(guān)器件兩端的電壓隨著諧振相過零點時進行功率開關(guān)的開關(guān)操作。從而實現(xiàn)損耗很低的開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換。諧振式變換器雖然可以非常有效地降低開關(guān)損耗。但也不可避免地具有如下的缺點1)。在諧振式過程中產(chǎn)生的電壓和電流幅值都比較高，由此會增加功率器件所承受的電應(yīng)力，并增加電路中的導(dǎo)通損耗。
2)。由于開關(guān)操作要隨著諧振過程進行。而諧振頻率是隨著不同的負載條件等變化的。所以開關(guān)操作不能在一個固定的頻率下進行。
3)。電路的工作范圍比較窄。
4)。電路的分析和控制比較復(fù)雜?；谏鲜龇N種原因，諧振式電路拓撲在實踐中并沒有被廣泛地應(yīng)用在直流功率變化器中。目前在實踐中，所采用的比較廣泛的軟開關(guān)電路主要是基于準諧振原理和直接脈寬調(diào)制(PWM)方式。其中最具代表性的電路拓撲一種是帶有輔助開關(guān)的前饋正激電路，另一種是移相式全橋電路。圖1所示一個典型的帶有輔助開關(guān)的前饋正激變換器電路。如圖所示，該電路有兩個功率電子開關(guān)。S1是主開關(guān)，S2是輔助開關(guān)。S1和S2通常都采用MOSFET。S1和功率變壓器T1初級串聯(lián)后跨接于兩個直流輸入端上。S2和電容C1所組成的串聯(lián)的電路和S1并聯(lián)。當(dāng)S1導(dǎo)通時，直流輸入通過變壓器T1的藕合作用傳輸?shù)酱渭?。在這個過程中，S2是打開的。當(dāng)S1打開時，S2立即進入閉合狀態(tài)。這時由于S2提供了一個雙向?qū)ǖ幕芈?，在S1導(dǎo)通期間所儲存T1中的電磁能量可以在由T1初級繞組C1，S2和輸入電源所組成的回路中通過諧振進行能量轉(zhuǎn)換。在這個過程中，C1首先被儲存于T1初級繞組中的電流充電。然后再通過T1初級繞組進行放電。當(dāng)C1上的電壓放電到零時，S1兩端的電壓也為零。如果在這個時刻進行開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換操作，也即打開S2，閉合S1，就實現(xiàn)了零電壓開關(guān)操作。這種電路也有其缺點和局限性1)。變壓器磁性工作于單邊磁化狀態(tài)。磁化曲線只有一半，被用于能量傳遞。所以變壓器磁性材料的利用率較低。
2)。不能保證在所有的工作條件下都能實現(xiàn)零電壓開關(guān)切換。當(dāng)電磁儲能較小時，振蕩幅值也較小。C1兩端電壓有可能不能過零。
3)。調(diào)節(jié)比較麻煩。
4)。開關(guān)頻率不能完全固定。移相式全橋電路能夠克服上述這些缺點，并達到比較理想的軟開關(guān)效果。圖2.1和圖2.2描述了一個基本的移相式全橋電路和它的主要工作波形。
如圖所示，此電路所使用的初級功率電路為一種移相式全橋電路。次級采用了全波整流電路。次級全橋電路的四個主開關(guān)分別為S11，S12，S21，S22。由S11，S12所組成的左橋臂的開關(guān)節(jié)點為N1，S21，S22所組成的右橋臂的開關(guān)節(jié)點為N2，變壓器T1的次級繞組接于N1和N2之間，變壓器的次級繞組的輸出端3、4經(jīng)D1、D2整流后的信號通過濾波電感L和濾波電容C濾除脈動交流后成為直流由輸出端Vo輸出。
從圖示的工作波形可見，VGS11、VGS12、VGS21、VGS22分別為S11、S12，S21、S22的門極控制信號波形，VN1、VN2為開關(guān)節(jié)點N1、N2相應(yīng)的電壓波形。Vp、Vs為變壓器初、次級的電壓波形。對于每一個單獨的橋臂來講，它的上、下兩個功率開關(guān)S11、S12和S21、S22分別導(dǎo)通接近50％的開關(guān)周期。這樣兩個開關(guān)之間S11、S12和S21、S22的公共開關(guān)節(jié)點N1、N2，也即這個橋臂的輸出端始終被其中一個開關(guān)拉到相應(yīng)的直流電源端。因為變壓器T1的初級繞組跨接在兩個橋臂的輸入端上。當(dāng)兩個橋臂出于相同的開關(guān)狀態(tài)時，變壓器T1初級繞組所得到的有效電壓Vp為零，只有當(dāng)兩個橋臂處于不同的開關(guān)狀態(tài)時，變壓器初級繞組才能得到相當(dāng)于輸入直流幅值的有效電壓。這樣變壓器初級繞組所得到的有效電壓脈沖寬度就可以通過改變兩個橋臂開關(guān)波形之間的相位差來控制。從每一個橋臂單獨的開關(guān)波形來看，在上、下兩個開關(guān)轉(zhuǎn)換開關(guān)狀態(tài)時插入了一個小的死區(qū)時間，也即當(dāng)原來導(dǎo)通的開關(guān)關(guān)斷后，原來關(guān)斷的開關(guān)要等下一個死區(qū)時間td的延時后才導(dǎo)通。這樣做法的一個目的是防止由開關(guān)時間誤差引起的兩個開關(guān)S11、S12、S21、S22在交替瞬間同時導(dǎo)通的現(xiàn)象。另一方面，當(dāng)原來導(dǎo)通的開關(guān)關(guān)斷之后，儲存在變壓器原邊繞組中的電感性電流仍將保持它原來的流動反向。在這種趨勢的推動下相應(yīng)橋臂的開關(guān)節(jié)點N1、N2會被這種電感性電流從被原來導(dǎo)通的開關(guān)所接通的直流電位端推向另一個(相反的)直流電位端。由于電路中寄生參數(shù)的影響，象MOSFET的體電容等。這種開關(guān)節(jié)點的電位轉(zhuǎn)換也需要一個短暫的時間來完成。死區(qū)時間的插入適得這種開關(guān)節(jié)點電位的轉(zhuǎn)換有充分的時間完成。這種開關(guān)節(jié)點電位轉(zhuǎn)換完成的時候，跨在下一個將要導(dǎo)通的開關(guān)兩端的電壓也同時變?yōu)榱?。在這個時候，使該開關(guān)導(dǎo)通，就非常成功地完成了零電壓開關(guān)操作。這種全橋移相式的軟開關(guān)電路工作性能總體上講還比較理想。但一般要求變壓器T1要有較大漏電感。否則在輕載時變壓器所儲存的電磁能量將不足以完成開關(guān)節(jié)點的電位轉(zhuǎn)換過程從而不能達到零電壓開關(guān)的效果。另外這種電路結(jié)構(gòu)的成本也比較高，特別是控制芯片，其價格通常是推挽式PWM控制芯片價格的3到5倍。有關(guān)這種電路工作原理的詳細描述可參閱發(fā)表在1988年高頻功率變換學(xué)術(shù)交流會記錄的論文“A 500KHz，250W DC-DC converter with multiple outputs controlled by phaseshifted PWM and magnetic amplifiers”.
本發(fā)明的總結(jié)本發(fā)明的目的就是要提供一種高性能、低功耗、電路簡單而且成本低廉的直流功率變換器方案。本發(fā)明采用一種對稱互補型PWM控制方案來控制全橋電路的功率轉(zhuǎn)換過程?？梢赃_到理想的零電壓軟開關(guān)效果。操作頻率固定，而且控制線路簡單，成本低。全橋兩個橋臂的控制信號可直接從一對推挽式PWM控制信號轉(zhuǎn)換而來，每個橋臂的上、下兩個功率開關(guān)處于互補開關(guān)狀態(tài)。通過這樣的控制方法和傳統(tǒng)對稱PWM控制一樣的控制效果。同時實現(xiàn)零電壓開關(guān)操作。控制芯片可采用普通的推挽式控制器。所以成本也比較低。


圖1所示為典型的帶輔助開關(guān)的前饋式功率變換器電路。
附圖中的文字注釋Vin+ ---輸入電壓正極端Vin- ---輸入電壓負極端L、C2-濾波電路Vp---變壓器初級繞組兩端的有效電壓T1---變壓器Vs---變壓器次級繞組兩端的有效電壓D---體二極管Vo---輸出電壓S1、S2、SR1、SR2---開關(guān)管GND----地圖2.1描述了經(jīng)典的移相式全橋功率變換器的電路。
圖2.2描述了經(jīng)典的移相式全橋功率變換器的主要工作波形。
附圖中的文字注釋VDC+ ---直流輸入電壓正極端VDC- ---直流輸入電壓負極端L、C——濾波電路Vp---變壓器初級繞組兩端的有效電壓T1---變壓器Vs---變壓器次級繞組兩端的有效電壓D1、D2---整流二極管Vo---輸出電壓S11、S12、S21、S22---開關(guān)管GND----地VDC---直流輸入電壓圖3所示為本發(fā)明的全橋式軟開關(guān)及同步整流功率變換電路及原理操作波形。
附圖中的文字注釋VDC+ ---直流輸入電壓正極端VDC- ---直流輸入電壓負極端L、C-濾波電路Vp---變壓器初級繞組兩端的有效電壓T1---變壓器Vs---變壓器次級繞組兩端的有效電壓D1、D2、D11、D12、D21、D22---體二極管C11、C12、C21、C22---體電容Vo---輸出電壓S11、S12、S21、S22---開關(guān)管SR1、SR2---同步整流開關(guān)GND----地VDC---直流輸入電壓td---延時時間A---A組B---B組圖4描述了用推挽式PWM信號來實現(xiàn)本發(fā)明的軟開關(guān)及同步整流操作的一種實現(xiàn)電路。
圖5為使用本發(fā)明工作原理的另一種全橋式軟開關(guān)及同步整流的電路結(jié)構(gòu)。
附圖中的文字注釋
DC+ ---直流輸入電壓正極端DC- ---直流輸入電壓負極端L1、L2、SR1、SR2---倍流整流電路C----濾波電容Vp---變壓器初級繞組兩端的有效電壓T1---變壓器Vs---變壓器次級繞組兩端的有效電壓Vo---輸出電壓正極端S11、S12、S21、S22---開關(guān)管GND----地發(fā)明的詳細描述 圖3.1所示為本發(fā)明所使用的其中原理圖。
圖3.2所示為本發(fā)明的基本電路結(jié)構(gòu)及主要操作波形圖。
如圖所示，本發(fā)明所使用的初級功率電路為全橋式變換器電路。次級采用全波同步整流。次級全橋電路的四個主開關(guān)分別為S11，S12，S21，S22。由S11，S12所組成的左橋臂的開關(guān)節(jié)點為N1，S21，S22所組成的右橋臂的開關(guān)節(jié)點為N2，變壓器T1的次級繞組接于N1和N2之間，變壓器的次級繞組的輸出端3、4經(jīng)SR1，SR2整流后的信號通過濾波電感L和濾波電容C濾除脈動交流后成為直流由輸出端Vo輸出。
在圖3的波形圖中，VGS11、VGS12、VGS21、VGS22分別為S11、S12，S21、S22的門極控制信號波形，VN1、VN2為開關(guān)節(jié)點N1、N2相應(yīng)的電壓波形。Vp、Vs為變壓器初、次級的電壓波形。VGSR1、VGSR2分別為同步整流開關(guān)SR1、SR2的門極控制信號波形。圖中列出了兩組可實用的同步整流控制波形。分別以A組和B組來表示。
從圖中的波形關(guān)系不難發(fā)現(xiàn)VGS11和VGS21和一般的推挽電路控制信號完全一樣。從每一個橋臂來看，上、下兩個則出于互補狀態(tài)。也即如果忽略開關(guān)狀態(tài)時延時td。當(dāng)上端開關(guān)S11、S12導(dǎo)通時，下端開關(guān)S12、S22是截止的。而當(dāng)S11、S21處于截止?fàn)顟B(tài)時S12、S22即進入導(dǎo)通狀態(tài)。這樣在暫不考慮VN1、VN2在開關(guān)狀態(tài)時的瞬態(tài)過程，兩個開關(guān)節(jié)點N1、N2的電位隨著它們相應(yīng)的橋臂的開關(guān)動作始終被鉗在輸入直流電源的正端或負端。而從VN1、VN2的相對關(guān)系來看，當(dāng)S11和S21導(dǎo)通時，這兩點處于相反的電位，也即當(dāng)VGS11為高電平時(S11導(dǎo)通)VN1等于VDC+，而VN2等于VDC-。因此，變壓器的初級繞組兩端就出現(xiàn)了一個上正下負的相等于輸入電壓VDC的差動電壓。相反，當(dāng)VGS21處于高電平時(S21導(dǎo)通)，變壓器初級繞組兩端有一個上負下正相當(dāng)于VDC的電壓出現(xiàn)。而當(dāng)VGS11、VGS21同時為低電平時，VN1、VN2都出于VDC-的電平。變壓器初級繞組兩端差動電壓為零。最終得到的變壓器初級繞組兩端的有效電壓波形如圖中Vp所示。由此可見，采用圖3.2中所示開關(guān)操作模式，變壓器所得到的有效電壓完全可以按照普通推挽式的脈寬調(diào)制(PWM)方法來進行控制。
不僅如此，從每一個單獨橋臂的操作情況來看，以S11、S12所組成的橋臂為例，上下兩個開關(guān)在開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換時候通過開關(guān)轉(zhuǎn)換延時時間td的調(diào)節(jié)可實現(xiàn)零電壓開關(guān)操作。例如，在t0的時刻，S11處于導(dǎo)通，S12處于截止?fàn)顟B(tài)，變壓器初級電流從VDC+經(jīng)S11、S22到VDC-進行流動。由高變低，S11開始關(guān)斷。這時，因為儲存在變壓器中的勵磁電流和漏電感電流仍將保持在t0時刻的流動反向。從而改變路經(jīng)由S22、VDC-及S12的反并聯(lián)二極管D12進行流動。在這個轉(zhuǎn)換路經(jīng)的過程中，S11、S12的體電容C11、C12在變壓器儲能電流的推動下充、放電，節(jié)點N1的電位VN1則隨著C11、C12的充、放電從VDC+逐漸向VDC-滑動。當(dāng)在t1時刻，C11充電到VDC，而C12電壓被鉗在VDC-。如果變壓器的儲能足夠大，D12將持續(xù)導(dǎo)通，以便維持如上所述的S22、VDC-、D12流動的路經(jīng)。而把S12兩端的電壓鉗在零。這時通過門極控制信號VGS12使S12導(dǎo)通。即實現(xiàn)了零電壓開關(guān)操作。從而避免了硬開關(guān)操作所引起的開關(guān)損耗及電磁噪音干擾等。
上述開關(guān)操作模式有效地實現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)PWM操作，實現(xiàn)了高效率直流功率變換的初級回路操作，其操作頻率可完全固定。為進一步提高變換器的整體效率。變換器次級采用同步整流電路。圖3.1所示為全波同步整流線路。SR1、SR2為同步整流開關(guān)。一般采用MOSFET，以利用其低導(dǎo)通電阻的特性。
同步整流電路的控制波形如圖3.2中VGSR1、VGSR2所示。圖3.2中所示有兩種操作波形。分別以A組、B組來表示。在A組波形中，VGSR1、VGSR2分別和VGS22、VGS12取同樣的波形。也即當(dāng)S21導(dǎo)通時，SR1關(guān)斷，而當(dāng)S11導(dǎo)通時，SR2關(guān)斷。在S11、S12都不導(dǎo)通的區(qū)間，變壓器次級沒有有效感應(yīng)電壓。SR1、SR2同時導(dǎo)通，流過濾波電感的電流通過SR1、SR2進行續(xù)流。這種同步整流操作模式最大限度地用MOSFET的導(dǎo)通能力，從而使得同步整流電路的導(dǎo)通損耗降低，而控制線路簡單易行。圖4所示為一實用的控制線路。圖中D1、R1、C1、D2、R2、C2、D3、R3、C3、D4、R4、C4等提供了圖3.2中所需要的導(dǎo)通延時td。而u1、u2、u3、u4則實現(xiàn)了信號整形及開關(guān)信號相位關(guān)系。這個電路直接把一對推挽式PWM控制信號PWM1、PWM2轉(zhuǎn)成了整個變換器所需要的控制信號。VGS11、VGS12、VGS21、VGS2及VGSR1、VGSR2成本低，簡單易行。
圖3.2中所示B組同步整流控制信號也可以有效的實現(xiàn)同步整流操作。所不同的地方是S11、S12都不導(dǎo)通的區(qū)間，SR1、SR2只有一個導(dǎo)通來提供濾波電感電流的續(xù)流通路。很顯然，這種方法在續(xù)流期間的導(dǎo)通阻抗比A組方式要高。但從理論上講也是一種行得通的方案。
圖5所示為另一種實現(xiàn)本發(fā)明操作方法的電路方案。該電路初級仍采用全橋結(jié)構(gòu)。次級則采用倍流式同步整流線路。如圖所示L1、L2、SR1、SR2分別作為4個橋臂接成橋式電路。電路的控制波形和圖3.2中所示波形一樣。和圖4所示電路的主要不同點是L1、L2兩個電感同時向負載提供電流。當(dāng)SR1導(dǎo)通時，不僅提供整流電流經(jīng)L1供給負載。同時也為L2提供了續(xù)流回路。當(dāng)S11、S12都不導(dǎo)通時，SR1、SR2同時導(dǎo)通，為續(xù)流回路提供低阻抗的通路。
以上段落詳細地描述了本發(fā)明所提供的高效率直流功率變換器操作及工作原理。這種方案不僅工作性能好，而且控制線路簡單，電路本低，具有非常優(yōu)良的實用價值。值得提醒的是，除了用于DC-DC率變換器以外，本發(fā)明的開關(guān)操作模式也可以用于其它開關(guān)式功率換器的應(yīng)用。同時除了在本文圖中所示的MOSFET器件，其它合適的率器件也可以作為圖示電路的開關(guān)器件來實現(xiàn)同樣的功率變換操作。
權(quán)利要求
1).一種高效率DC-DC功率變換器的操作控制方案。該方案采用圖3.2所示的操作波形，能在圖3.1及圖5所示電路中實現(xiàn)固定頻率軟開關(guān)操作，并實現(xiàn)高效率同步整流控制。
2).一種把推挽式PWM控制信號轉(zhuǎn)換成本發(fā)明所使用的開關(guān)控制信號的實用電路。其原理電路如圖4所示。
3).一種實現(xiàn)高效率同步整流的操作方案及其控制信號的產(chǎn)生。其控制波形如圖3.2中所描述，其信號實現(xiàn)電路如圖4中相應(yīng)部分所示。
4).一種在開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換中實現(xiàn)開關(guān)導(dǎo)通延時的實用電路。如圖4中相關(guān)部分所示。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)操作的高效率功率變換器操作方案。該方案基于全橋式電路結(jié)構(gòu)，從傳統(tǒng)的推挽式PWM控制波形轉(zhuǎn)換出所需要的控制波形。固定頻率操作實現(xiàn)電路簡單易行，效率高，成本低。本發(fā)明同時提供了一種高效率的同步整流控制方案。同步整流所需控制信號可直接從初級全橋開關(guān)控制信號中提取。效果好且無須附加邏輯線路。從而為高效率DC－DC功率變換器提供了一個整套的高性能、低成本設(shè)計方案。
文檔編號H02M3/28GK1812240SQ20061002398
公開日2006年8月2日 申請日期2006年2月20日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月20日
發(fā)明者范劍平 申請人:艾默龍電子科技(嘉興)有限公司