專利名稱：開關(guān)電源裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及開關(guān)電源裝置，例如適用于以開關(guān)元件通斷直流電源來獲得交變信號，并通過整流/平滑該交變信號來獲得任意直流電力的裝置。
背景技術(shù)：
近年，隨著耐高頻的較大電流與電壓的開關(guān)元件及器件的開發(fā)，可從商用電源較容易地變換為直流電力的開關(guān)電源裝置得到普及。


圖1表示一例相關(guān)開關(guān)電源的方框圖。
該圖中，11是可連接到商用電源的連接器，12是用以除去開關(guān)電源發(fā)生的噪聲的輸入濾波器，13是用整流二極管將交流電源整流后獲得直流電壓(Vin)的整流電路。
14是有一次線圈N1、二次線圈N2和三次線圈N3的變壓器(T1)，15是負(fù)載電路(用電設(shè)備裝置)，它由該變壓器(T1)14的二次線圈感應(yīng)的交變電力經(jīng)整流二極管D3和平滑電容C2變換成直流的輸出電壓(Vo)供電。
該負(fù)載電路15是一種電子設(shè)備(例如，數(shù)碼攝像機(jī)、視頻攝像機(jī)、小型TV等)，其中設(shè)有二次電池，負(fù)載電路在動作停止?fàn)顟B(tài)下給二次電池充電，而負(fù)載電路在工作狀態(tài)時被供給使負(fù)載電路工作的電力。
16和17是用以檢出輸出電壓(Vo)和輸出電流(Io)的運(yùn)算放大器(OP1)、(OP2)，18是由上述運(yùn)算放大器16、17的檢測信號經(jīng)由二極管D1、D2輸入的光敏二極管和光敏晶體管構(gòu)成的光耦合器(PH1)，上述運(yùn)算放大器(OP1)、(OP2)的輸出成為檢出負(fù)載電力的檢測部件的信號，由上述光耦合器(PH1)從光敏二極管傳送到光敏晶體管，再連接到控制電路19的FB端子，作為對開關(guān)元件即晶體管Q1進(jìn)行導(dǎo)通和截止控制的控制信號。
還有，開關(guān)元件Q1可由MOSFET構(gòu)成。
另外，由普通IC電路構(gòu)成的控制電路19上，經(jīng)由二極管D4和平滑電容C1構(gòu)成的整流電路供給三次線圈N3上感應(yīng)的電力。
以下，就上述開關(guān)電源的動作進(jìn)行說明。
若從上述將交流電源整流后的直流電壓(Vin)經(jīng)由起動電阻Rp向控制用IC電路有少量起動電流流入而使控制電路19的電壓(Vcc)轉(zhuǎn)移至動作區(qū)域，則根據(jù)從控制電路19輸出的驅(qū)動脈沖，例如用開關(guān)元件Q1以100kHz的振蕩頻率來通斷流入變壓器(T1)14的一次線圈N1的電流。
以下，作為回掃(fly-back)方式的電源對本電源進(jìn)行說明，例如在開關(guān)元件Q1導(dǎo)通時一次線圈N1中蓄積的電磁能在開關(guān)元件Q1截止時在變壓器(T1)14的二次側(cè)線圈(N2)和三次線圈(N3)上產(chǎn)生感應(yīng)電力。
上述開關(guān)電源的輸出電壓控制中，用二極管D3、平滑電容C2對從二次側(cè)線圈(N2)感應(yīng)的電壓進(jìn)行整流，其輸出電壓(Vo)輸入到運(yùn)算放大器(OP1)16的-端子，同時與運(yùn)算放大器16(OP1)的+端子被輸入的基準(zhǔn)電壓REF1，與上述輸出電壓(Vo)進(jìn)行比較，該輸出電壓(Vo)和基準(zhǔn)電壓REF1的誤差信號經(jīng)由二極管D1連接到光耦合器(PH1)18。
然后，上述電壓的誤差信號經(jīng)光耦合器(PH1)18從二次側(cè)傳遞到一次側(cè)，并通過在控制電路19內(nèi)部構(gòu)成的脈寬調(diào)制電路(PWMPulse width modulation)控制一次側(cè)的開關(guān)元件(Q1)的導(dǎo)通期間，進(jìn)而控制供給二次側(cè)的電力。
結(jié)果，控制成由上述二次側(cè)的基準(zhǔn)電壓即運(yùn)算放大器16的基準(zhǔn)電壓REF1設(shè)定的輸出電壓。
另一方面，流入上述負(fù)載電路15的輸出電流(Io)流過由低電阻構(gòu)成的電阻R1，流過電阻R1的電流量經(jīng)電壓變換后，經(jīng)由基準(zhǔn)電壓REF2連接到運(yùn)算放大器(OP2)17的+端子。
運(yùn)算放大器(OP2)17的-端子與連接上述基準(zhǔn)電壓REF2的電阻R1的另一端子相連，比較該基準(zhǔn)電壓REF2和流過上述電阻R1的電流量。
運(yùn)算放大器(OP2)17比較以基準(zhǔn)電壓REF2設(shè)定的電流量和流過電阻R1的電流量，該誤差信號經(jīng)由二極管D2輸入光耦合器(PH1)18。該輸出電流的誤差信號與上述電壓控制時一樣，由一次側(cè)的控制電路(IC電路)19對開關(guān)元件Q1的通斷比進(jìn)行控制，使輸出電流Io成為用基準(zhǔn)電壓REF2設(shè)定的預(yù)定電流量。
如上所述，形成了檢測部件，其中運(yùn)算放大器(OP1)16將輸出電壓Vo控制成預(yù)定電壓，運(yùn)算放大器(OP2)17將輸出電流Io控制成預(yù)定電流。
以下，就基于上述動作在輸出電流Io不流過負(fù)載電路15的無負(fù)載時的動作進(jìn)行說明。
通常，有負(fù)載電流(Io)流過時，控制電路19(PWM IC控制電路)經(jīng)控制以某一預(yù)定基本振蕩頻率例如基本頻率100kHz重復(fù)振蕩，并對應(yīng)于負(fù)載電力對開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通期間進(jìn)行PWM控制。
另一方面，無負(fù)載時，如后述那樣進(jìn)行控制，以在脈寬最小的脈沖期間將上述基本頻率轉(zhuǎn)移到低頻側(cè)而低頻振蕩。用圖2的波形表示這種定時中的開關(guān)元件Q1的基極波形和集電極波形。
有負(fù)載電流流過時，從控制電路19(PWM控制電路)輸出的開關(guān)元件Q1的基極波形例如以f1(100kHz)振蕩，但成為接近最小脈寬的無負(fù)載時振蕩頻率減小，例如以f2(20kHz)振蕩。這是由于即使在無負(fù)載時也需要運(yùn)算放大器16、17、光耦合器18等的驅(qū)動電力以及將控制電路19設(shè)成工作狀態(tài)的驅(qū)動電力，即將開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通期間保持一定而對截止期間進(jìn)行可變控制，使輸出電壓成為預(yù)定電壓，從而通過對截止(OFF)期間的可變控制而減小振蕩頻率。
特開平10-14217號公報(bào)中公開了輕負(fù)載時(檢出負(fù)載大小)進(jìn)行PFM(頻率下降)控制的內(nèi)容，但未記載該時的導(dǎo)通(ON)脈寬、交流輸入電壓等。
以下，通過圖3和圖4就這種控制中存在的問題進(jìn)行說明。
圖3中在橫軸上表示了相對于負(fù)載側(cè)二次線圈的電流變化定時的從光耦合器18輸出的負(fù)載電力的檢測信號(FB端子電壓)、開關(guān)元件Q1的集電極以及基極電壓波形的變化。
圖3中示出設(shè)備在工作狀態(tài)下從二次側(cè)流過Max負(fù)載電流(例2A)的模式變成設(shè)備待機(jī)模式的情況，負(fù)載電流較緩慢減小時，F(xiàn)B端子電壓也從高電壓值緩慢地下降，變化到Min負(fù)載工作狀態(tài)。
在該期間電源的電力變換在基本頻率(例100kHz)下進(jìn)行，成為僅縮短開關(guān)元件的導(dǎo)通時間的脈寬變換動作(PWM控制)。
接著，通過負(fù)載電流的進(jìn)一步減小，F(xiàn)B端子電壓也下降，若該FB電壓值下降到頻率可變(VCO)開始電壓(本例中設(shè)定為1V)電平以下，則成為開關(guān)元件的開關(guān)頻率向低頻下降的頻率可變動作。另外，該時刻三次線圈的直流電壓V3也開始下降。于是，本發(fā)明的實(shí)施例中在無負(fù)載時(待機(jī)時)，例如用1.5kHz的振蕩頻率來穩(wěn)定無負(fù)載時的動作。
接著，參照圖4的波形，就發(fā)生了急劇的負(fù)載變動時的情況進(jìn)行說明。
如上所述，若設(shè)備工作時的Max動作(例2A)狀態(tài)因設(shè)備的斷電等造成負(fù)載電流急劇減小而成為負(fù)載電流為零的無負(fù)載動作，則因上述Max負(fù)載電流的流過而產(chǎn)生的電壓降在負(fù)載電流為零時與輸出電壓相重疊(負(fù)載電流為零的時刻)，結(jié)果，二次側(cè)的電壓瞬間成為控制輸出電壓值(Vo)以上，暫時停止向二次側(cè)的電力變換。這時控制電力變換的信號即FB(反饋)電壓值在負(fù)載電流為零時從H電平(高電平)急劇向L電平(如圖4所示)下降，并因下降到輸出停止電壓電平以下而發(fā)生電力變換停止(開關(guān)頻率停止)。
就是說，該時刻電力變換用IC的輸出(開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通脈沖(ON pulse))因振蕩停止而成為截止?fàn)顟B(tài)。
電力變換停止使三次線圈電壓(V3)也開始逐漸下降，該電壓V3也下降到構(gòu)成控制電路19的IC動作停止電壓(例如9V)以下。
一旦成為IC動作停止電壓，即使上述FB電壓變得比輸出停止電壓值高，該控制電路用IC電路的動作也一直處于停止?fàn)顟B(tài)。
從而，控制IC成為動作停止電壓以下，被開始基于再次起動電路的起動開始的動作。
該起動過程中，經(jīng)前述圖1的電阻Rp而起動電流流入控制電路19，經(jīng)過某段時間后若控制電路19的IC電路的動作范圍(動作開始電壓)成為(如本實(shí)施例中的)16V，則輸出電壓開始上升。三次線圈的整流電壓V3例如成為V3＝16V以上(圖4所示)，開始IC動作，該時刻才開始對二次線圈、三次線圈的電力變換。
采用這種IC電路的控制電路19具有以上的動作特性，因此，在構(gòu)成控制電路19的IC電路的動作停止至開始起動的期間，控制二次側(cè)的設(shè)備(如虛線所示)并導(dǎo)通電源時，負(fù)載電流急劇增加，但由于控制電路19處于動作停止?fàn)顟B(tài)而不傳輸電力，結(jié)果，輸出電壓Vo在該導(dǎo)通電源時刻下降(如虛線所示)，起動開始后逐漸上升。因此，發(fā)生在該期間連設(shè)備的動作也不能開始的問題。
如此，在負(fù)載設(shè)備動作開始的瞬間電源的輸出電壓下降的情況，成為發(fā)生設(shè)備側(cè)的系統(tǒng)微型計(jì)算機(jī)的復(fù)位誤差或使設(shè)備不穩(wěn)定地動作的要因。
并且，近年來降低設(shè)備側(cè)耗電的研究已取得進(jìn)展，待機(jī)時負(fù)載電流也接近零的低耗電設(shè)備正逐漸商品化，待機(jī)模式因輸出電壓的下降而變成動作停止模式，這樣，保存設(shè)備工作狀態(tài)的元件會需要被復(fù)位。
例如，用攝像機(jī)等周期性錄像時，若錄像暫時結(jié)束為了省電而成為待機(jī)時的零電流模式，會發(fā)生設(shè)備動作被復(fù)位而不能繼續(xù)錄像的情況。
本發(fā)明旨在提供如上述那樣在設(shè)備側(cè)的起動或停止等負(fù)載急劇變動時穩(wěn)定供給輸出電壓的開關(guān)電源裝置。
發(fā)明的公開本發(fā)明的開關(guān)電源為解決上述問題而構(gòu)思，該開關(guān)電源裝置中設(shè)有從交流電壓變換為直流電壓的整流電路；經(jīng)由變壓器的一次線圈通斷從該整流電路獲得的直流電壓的開關(guān)元件；電力變換部件，它包括通過上述開關(guān)元件的通斷感應(yīng)產(chǎn)生與供給上述變壓器的一次線圈的電力對應(yīng)的電力的二次線圈和三次線圈，對從上述二次線圈輸出的電力進(jìn)行整流/平滑后供給二次側(cè)的負(fù)載電路；控制信號檢測部件，它用將從上述三次線圈獲得的電力整流/平滑后的直流電壓來驅(qū)動，將上述二次線圈供給上述負(fù)載電路的電力控制成為預(yù)定的電壓和電流；以及控制電路，該電路包括振蕩部和PWM調(diào)制部，該振蕩部控制上述開關(guān)元件的導(dǎo)通期間，以基于由上述檢測部件檢出的控制信號使向上述二次側(cè)供給的電力成為預(yù)定值，其特征在于上述開關(guān)電源裝置中還設(shè)有將從上述三次線圈獲得的直流電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較的比較部件和將上述檢測部件的控制信號供給上述控制電路的電路；上述三次線圈的直流電壓設(shè)定為上述控制電路的最低工作電壓值以上，同時因上述負(fù)載電路的突然斷電而成為振蕩停止?fàn)顟B(tài)并成，為上述最低工作電壓以下時，基于從上述比較部件輸出的信號解除上述控制電路的振蕩停止?fàn)顟B(tài)，進(jìn)而控制開關(guān)元件的導(dǎo)通期間。
附圖的簡單說明圖1是表示普通開關(guān)電源原理圖的方框圖。圖2表示開關(guān)元件的驅(qū)動脈沖和輸出波形圖。圖3是表示負(fù)載電路的電流變化時的控制信號FB和導(dǎo)通脈寬的關(guān)系的波形圖。圖4是負(fù)載電路突然斷電時各部分的波形圖。圖5是表示本發(fā)明的一例開關(guān)電源裝置的方框電路圖。圖6表示開關(guān)元件驅(qū)動控制電路(IC)的位置例的方框電路圖。圖7是表示圖6的各部分的動作的波形圖。圖8是表示Vcc電壓與振蕩頻率及FB端子電壓之間的關(guān)系的曲線圖。圖9是表示起動和瞬態(tài)負(fù)載變動模式中的Vcc電壓變化的曲線圖。圖10表示與瞬態(tài)負(fù)載變動時對應(yīng)的各部分的電壓和信號的波形圖。
本發(fā)明的最佳實(shí)施方式圖5的方框電路圖中示出本發(fā)明的開關(guān)電源裝置的一實(shí)施例。
圖5中與在前所示的圖1相同部分上采用同一符號，省略其詳細(xì)說明。
就是說，經(jīng)由商用交流電源的連接器11、輸入濾波器12、整流電路13變換成直流電源(Vin)，例如開關(guān)元件Q1以100kHz的振蕩頻率，控制流過變壓器(T1)14的一次線圈N1的電流，在變壓器(T1)14的二次側(cè)線圈(N2)和三次線圈(N3)上產(chǎn)生感應(yīng)電力。
由上述二次側(cè)線圈(N2)感應(yīng)產(chǎn)生的電壓通過二極管D3、電容C2的整流電路變換成直流電壓源Vo，向下一級的負(fù)載電路(電子設(shè)備裝置)15供電。
該輸出電壓(Vo)被輸入運(yùn)算放大器(OP1)16的-端子。
另一方面，運(yùn)算放大器(OP1)16的+端子上被輸入基準(zhǔn)電壓REF1，并與上述輸出電壓Vo進(jìn)行比較，與基準(zhǔn)電壓的誤差信號經(jīng)由二極管D1連接到光耦合器(PH1)18。
上述電壓誤差信號經(jīng)由光耦合器18從二次側(cè)傳遞到一次側(cè)，通過內(nèi)置脈寬調(diào)制電路(PWMPulse width modulation)的控制電路19控制一次側(cè)的開關(guān)元件(Q1)的導(dǎo)通期間，進(jìn)而控制供給二次側(cè)的電力。
另一方面，電阻R1檢出流過負(fù)載電路15的輸出電流Io的電流量。流過電阻R1的電流量經(jīng)電壓變換后經(jīng)由基準(zhǔn)電壓REF2輸入到運(yùn)算放大器(OP2)17的+端子。
并且，運(yùn)算放大器(OP2)17的-端子與上述電阻R1的另一端子相連，從而比較流過上述電阻R1的電流量。
運(yùn)算放大器(OP2)17對以REF2的基準(zhǔn)電壓設(shè)定的電流量和流過電阻R1的電流量進(jìn)行比較，該誤差信號經(jīng)由二極管D2輸入到光耦合器18。該輸出電流的誤差信號與上述電壓控制時一樣，由一次側(cè)的控制電路19(IC PWM控制電路)對開關(guān)元件Q1進(jìn)行控制，以使輸出電流(Io)成為基準(zhǔn)電壓REF2設(shè)定的預(yù)定電流量。
如上所述，在檢測電路的結(jié)構(gòu)中，運(yùn)算放大器(OP1)16將輸出電壓Vo控制為預(yù)定的電壓，運(yùn)算放大器(OP2)17將輸出電流Io控制為預(yù)定的電流，該檢測電路與光耦合器18一起構(gòu)成控制信號的檢測部件。
還有，由三次線圈(N3)感應(yīng)產(chǎn)生的電壓經(jīng)由二極管D4、平滑電容C1的整流電路供給，作為設(shè)于一次側(cè)的控制電路19(PWM控制IC電路)的工作電壓源，不僅可作為開關(guān)元件Q1的驅(qū)動用信號使用，而且在該控制電路19中，尤其在電源的輸出容量為較低電力時，可將開關(guān)元件Q1在于IC電路內(nèi)一體化形成。
還有，本實(shí)施例具有以下特征在控制電路19的內(nèi)部或外部(如圖所示)，設(shè)有對三次線圈的輸出電壓V3和基準(zhǔn)電壓REF3進(jìn)行比較的電壓比較器20(OP3)，用該電壓比較器20的輸出來控制晶體管Q2，同時經(jīng)由該晶體管Q2，F(xiàn)B電壓被提供給構(gòu)成控制電路19的IC電路。
以下，就輸出電流Io不流入負(fù)載電路15的無負(fù)載時的動作進(jìn)行說明。
如上所述，通常有負(fù)載電流流過時，IC化的控制電路19(PWM控制電路)提供以某預(yù)定的基本振蕩頻率(例如100kHz)振蕩的、經(jīng)PWM控制的脈沖信號，而無負(fù)載時，使脈寬保持一定使振蕩頻率降低為低頻。
如上所述，運(yùn)算放大器(OP1)16將輸出電壓Vo控制成預(yù)定的電壓，且運(yùn)算放大器(OP2)17將輸出電流Io控制成預(yù)定的電流。
另外，由上述三次線圈(N3)感應(yīng)產(chǎn)生的電壓，經(jīng)由二極管D4和電容C1的整流電路，作為一次側(cè)的PWM控制IC(控制電路19)的工作電壓源并用于驅(qū)動開關(guān)元件Q1。
本發(fā)明的實(shí)施例中，上述三次線圈電壓V3被輸入電壓比較器(OP3)20的+端子，電壓比較器(OP3)20的-端子與基準(zhǔn)電壓REF3相連，從而檢測V3電壓。
而且，三次線圈的整流電壓V3比基準(zhǔn)電壓REF3高時，電壓比較器20的輸出成為H電平狀態(tài)，并將晶體管Q2設(shè)成導(dǎo)通狀態(tài)。
晶體管Q2的集電極與控制用的IC電路19相連，晶體管Q2的發(fā)射極與光耦合器18的一次側(cè)晶體管的集電極相連。
就是說，只要三次線圈電壓值V3成為預(yù)定的基準(zhǔn)電壓值以上，電壓比較器20就使晶體管Q2導(dǎo)通，從而設(shè)成將導(dǎo)通光耦合器18的電力控制信號導(dǎo)通的狀態(tài)，而三次線圈的整流電壓V3成為基準(zhǔn)電壓值REF3以下時，使晶體管Q2從導(dǎo)通變成截止?fàn)顟B(tài)，從而控制光耦合器18的信號成為截止?fàn)顟B(tài)。
供給控制電路19的FB1信號，如后所述，在負(fù)載電流為Max負(fù)載時，F(xiàn)B端子電壓成為1V以上(本例中)的高電壓，對控制電路19驅(qū)動的開關(guān)元件Q1的輸出脈沖(Q1的基極)成為最寬，隨著該FB端子電壓的下降，設(shè)定成使上述開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通時間被控制成較短的脈寬控制動作。
還有，本例中，例如該FB端子電壓成為1V(頻率可變開始電壓)以下時，使導(dǎo)通信號脈寬成為最小脈寬例如0.5微秒的一定的導(dǎo)通脈沖將開關(guān)頻率逐漸控制成低頻，伴隨該頻率的降低，將上述最小脈寬逐漸控制成較長，最大例如為1.3微秒脈寬的信號地控制開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通期間。
如此，進(jìn)行這樣的控制根據(jù)控制電路19的FB端子電壓，在有負(fù)載時以基本振蕩頻率切換而進(jìn)行脈寬控制，而且在FB端子電壓降低而成為頻率可變開始電壓以下時開始降低頻率，通過降低該FB端子電壓值來使上述低頻振蕩頻率進(jìn)一步降低。
如上所述，本發(fā)明中的對控制用的FB端子的控制信號，由連接于負(fù)載電路的二次側(cè)的電壓、電流(光耦合器的輸出)和提供給控制電路19的三次線圈電壓V3與預(yù)定的基準(zhǔn)電壓值(REF3)比較時的晶體管Q2的控制信號形成。
圖6表示一例具有包含圖5的一次側(cè)的控制電路19的點(diǎn)劃線部分的功能的IC電路框圖。
圖7表示上述圖6中的控制用IC電路中的動作定時。
圖6的電路中如圖5所示，將交流電源整流后的直流輸入電壓Vin用恒流電路CC1例如以100μA的恒流，在開始起動時SW1導(dǎo)通的狀態(tài)下向IC電路的Vcc(端子)線供電。
該Vcc線用帶有磁滯作用的比較器COP0監(jiān)視，例如在該電壓成為16V時向電壓監(jiān)視控制電路的VCONT1輸入信號。VCONT1根據(jù)該輸出信號將振蕩電路OSC、觸發(fā)電路FF2、輸出緩沖電路BF1等的主要電路設(shè)成工作狀態(tài)。
這里，若振蕩電路OSC成為工作狀態(tài)，則開始如圖7的波形圖所示的三角波振蕩，從三角波波形上部獲得的脈沖信號作為觸發(fā)脈沖TRC輸入到觸發(fā)電路FF2。通過向觸發(fā)電路FF2輸入觸發(fā)脈沖TRC，將下一級的觸發(fā)電路FF1的置位脈沖S輸入到觸發(fā)電路FF1的S端子。
另一方面，該IC電路的FB端子(反饋)上，經(jīng)由晶體管T1連接了圖5中的光耦合器PH1(18)的輸出信號，被輸入二次側(cè)的負(fù)載電路的控制信號。
增加二次側(cè)的輸出電力時，光耦合器PH1接近截止?fàn)顟B(tài)，結(jié)果，F(xiàn)B端子的電壓上升，相反二次側(cè)的輸出電力減小，這時光耦合器PH1接近導(dǎo)通狀態(tài)而減小FB端子的電壓。該情況由圖7的FB信號表示。
該FB端子上將圖5所示的晶體管Q2作為晶體管T1連接，該晶體管T1與圖5所示的進(jìn)行Vcc的電壓檢測的電壓比較器20即運(yùn)算放大器OP3連接，對晶體管T1的Vce(導(dǎo)通電壓)進(jìn)行控制。
該運(yùn)算放大器OP3的+端子與Vcc端子，即三次線圈的整流電壓V3被輸入的端子相連，-端子上被輸入基準(zhǔn)電壓REF3(例如最低工作電壓8.5V)。結(jié)果，運(yùn)算放大器OP3的動作通過基準(zhǔn)電壓REF3和Vcc電壓的比較加以控制，即，Vcc＞REF3(8.5V)時，運(yùn)算放大器OP3的輸出成為H電平，使晶體管T1接近導(dǎo)通狀態(tài)。在該條件下連接到上述FB端子的光耦合器PH1信號有效，用來自二次側(cè)的控制信號使IC電路動作。
另一方面，若運(yùn)算放大器OP3中Vcc＜REF3(8.5V)，則運(yùn)算放大器OP3的輸出被按照上述Vcc和REF3的電壓差控制成從H電平向L電平變化。結(jié)果，晶體管T1根據(jù)上述電壓差從導(dǎo)通狀態(tài)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)變。(Vce變大)該動作產(chǎn)生的信號波形的變化定時用圖7的FB1信號表示。根據(jù)該信號，在負(fù)載狀態(tài)下將FB1、FB信號均設(shè)于H電平狀態(tài)，通過減小負(fù)載電流，降低FB端子電壓。
接著，若Vcc的電壓下降時Vcc成為REF3(8.5V)以下，則對應(yīng)于該電位差，F(xiàn)B端子一直維持L電平狀態(tài)，只有FB1端子隨著上述晶體管T1的Vce電壓的增大而電壓上升。
從而成為如同負(fù)載電流增加的工作狀態(tài)。
該FB信號和FB1信號的電壓差就是晶體管T1的集電極-發(fā)射極間電壓(Vce)，且伴隨使IC電路動作的Vcc電壓的下降Vce電壓增大，這表示將晶體管T1截止的方向。
如上動作的FB1信號輸入用以改變頻率的電路VC1，若該電壓成為預(yù)定電平以下，則其輸出被輸入到振蕩電路OSC的VOC端子，頻率開始可變。
就是說，如圖7的定時圖所示，若FB1信號電壓下降，則其電壓通過VC1電路與VCO開始電壓比較，若為該電壓以下，則延長振蕩電路OSC的上升時間，結(jié)果，控制成使頻率減小。
晶體管T1的輸出即FB1信號輸入到比較器COP1的+端子，與其-端子的基準(zhǔn)電壓REF2(例0.5V)相比較。
若FB1電壓為REF2電壓以下，則COP1輸出成為低電平，并經(jīng)由SW2使觸發(fā)電路FF1和FF2成為清零(clear)狀態(tài)，并將表示圖5的開關(guān)元件Q1的FET1控制成為截止?fàn)顟B(tài)。
圖7的FF1-S信號中虛線的脈沖信號部分是被控制成上述截止?fàn)顟B(tài)的部分。
另外，F(xiàn)B1信號由電阻Rfb1和Rfb2分壓，分壓點(diǎn)電壓信號＝FB2，經(jīng)由電阻Rs輸入到比較器COP2的-端子。該比較器COP2的+端子上被輸入用電阻Rc對流過形成開關(guān)元件的FET1的開關(guān)電流Ic進(jìn)行電流檢測，并由Vic電壓源進(jìn)行電壓移位后的信號，該開關(guān)電流Ic的信號和FB2電壓經(jīng)比較后被輸入到邏輯電路PC1。
PC1邏輯電路對上述比較器COP2的信號和來自振蕩電路OSC的信號(A點(diǎn)脈沖信號)進(jìn)行邏輯處理，結(jié)果作為如圖7所示的觸發(fā)電路FF1的R信號輸入到觸發(fā)電路FF1的R(復(fù)位)端子。
如上所述，成為開關(guān)元件的FET1的導(dǎo)通的上升沿，如圖7所示，被輸入觸發(fā)電路FF1的S信號后，觸發(fā)電路FF1的Q輸出成為L→H，從而開關(guān)FET1被控制成導(dǎo)通脈沖期間。
觸發(fā)電路FF2進(jìn)行為設(shè)定觸發(fā)電路FET1的最低導(dǎo)通時間的波形整形，在觸發(fā)電路FF1的S端子上輸入S信號。觸發(fā)電路FF1通過S信號的輸入從Q輸出端輸出H電平信號，經(jīng)由AND1邏輯電路、緩沖電路BF1，輸入到開關(guān)FET1的柵極。
結(jié)果，開關(guān)FET1導(dǎo)通并流過開關(guān)電流。一旦有開關(guān)電流流過，就由上述電阻Rc檢出開關(guān)電流，在該信號上重疊Vic電壓，并將FB2信號和IC2信號在COP2上比較。(參照圖7)
該比較器COP2的輸出信號經(jīng)由PC1邏輯電路輸入到觸發(fā)電路FF1的復(fù)位R端子，上述觸發(fā)電路FF1的Q輸出端被以R脈沖復(fù)位，輸出成為H→L。該觸發(fā)電路FF1的Q輸出端輸出L電平，從而上述開關(guān)FET1被控制成截止。
關(guān)于FB1信號，說明了通過在運(yùn)算放大器OP1中檢出Vcc電壓，并控制晶體管T1的輸出的情況，但該運(yùn)算放大器OP1的輸出不僅控制晶體管T1，還控制與反相電路IB1的輸出端子相連的開關(guān)電路SW2。
開關(guān)電路SW2在Vcc電壓成為REF3(例如8.5V)以下時將SW2電路開路使觸發(fā)電路清零，即使FB1端子電壓成為基準(zhǔn)電壓REF2電壓(0.5V)以下也停止使開關(guān)元件即FET1的輸出成為截止?fàn)顟B(tài)的功能。
另外，運(yùn)算放大器OP1的輸出經(jīng)反相電路IB1極性反轉(zhuǎn)，也與圖6所示的晶體管T2的基極端子相連，在上述Vcc電壓為基準(zhǔn)電壓REF3(8.5V)以下時晶體管T2導(dǎo)通，將比較器COP2的-端子設(shè)成L電平狀態(tài)，結(jié)果，將比較器COP2的輸出控制成H電平狀態(tài)。(參照圖7)還有，觸發(fā)電路FF1設(shè)成這樣的邏輯電路若置位信號S被輸入則在S信號的期間向Q端子輸出，即使復(fù)位信號已被輸入。
因此，通過導(dǎo)通晶體管T2，在開關(guān)元件即FET1上能夠設(shè)成觸發(fā)電路FF1的S信號期間＝最低導(dǎo)通期間的導(dǎo)通脈沖控制模式。
還有，若在這里設(shè)置上述晶體管T2的功能，(T2固定為截止?fàn)顟B(tài))則能夠進(jìn)行以基于FB2信號的導(dǎo)通期間控制上述開關(guān)FET1的導(dǎo)通期間寬度的脈寬控制。(該部分作為本發(fā)明的權(quán)利要求2)圖8匯總表示以上的本發(fā)明的實(shí)施例的動作。
該圖表示FB端子電壓的一例，橫軸為開關(guān)頻率的變化、縱軸為IC電路的工作電壓，以下，基于該圖就Vcc和FB電壓的頻率控制方法進(jìn)行說明。
箭頭A的部分表示負(fù)載電流流過的狀態(tài)，F(xiàn)B端子電壓例如成為0.8V以上，以基本頻率為本例中的100kHz的頻率將開關(guān)導(dǎo)通期間寬度根據(jù)負(fù)載的狀態(tài)進(jìn)行控制的PWM控制模式。
另外，該P(yáng)WM控制模式時的最小導(dǎo)通脈寬例如為0.5微秒。
箭頭B的區(qū)域表示負(fù)載電流減小、FB端子電壓在頻率控制電壓以下，本例中為0.8V以下時，成為最低導(dǎo)通期間的狀態(tài)下的頻率控制模式，且按照FB端子電壓的減小，頻率轉(zhuǎn)移至低頻的情況。這時，若因FB端子電壓而開始頻率下降(0.8V以下)，則隨著該電壓的下降逐漸延長上述最小導(dǎo)通脈寬0.5微秒，例如FB端子電壓在本例中0.6V的最低頻率時刻(例如，600Hz)延長至1.3微秒。
另外，以AC輸入電壓(Vin)控制并設(shè)定這時的最小導(dǎo)通脈寬。
例如對上述無負(fù)載狀態(tài)下的最小脈寬進(jìn)行以下控制在AC輸入電壓高時(AC240V)，即交流電源經(jīng)整流后的輸入直流電壓(Vin)高時，將上述最小脈寬例如設(shè)成0.3微秒；在AC輸入電壓低時(AC100V)，且輸入直流電壓也同樣低時，將上述最小脈寬例如設(shè)成1.3微秒，從而根據(jù)輸入直流電壓改變最小脈寬。
這就是能夠根據(jù)輸入電壓，通過將上述無負(fù)載時動作時的振蕩頻率最適化來最小化待機(jī)時的電力的情況。(該部分說明本發(fā)明的權(quán)利要求3)接著，箭頭C的區(qū)域表示將最低頻率在本例中設(shè)定為600Hz，然后，進(jìn)一步降低FB端子電壓，振蕩停止設(shè)定電壓成為本例中的0.4V以下而使開關(guān)元件的動作處于截止?fàn)顟B(tài)(振蕩停止區(qū)域)的情形。
另一方面，關(guān)于Vcc電壓，控制成通常運(yùn)行時使Vcc電壓的工作點(diǎn)在8.5V以上，但在上述說明中的瞬態(tài)負(fù)載變動下輸出電流瞬間變化到零電流等動作中，由于上述振蕩停止?fàn)顟B(tài)而發(fā)生Vcc電壓的降低。
該Vcc電壓降低由上述的運(yùn)算放大器OP1檢出。設(shè)定Vcc控制電壓(本例為8.5V以下)，在下降到該電壓值以下時如箭頭D的區(qū)域所示解除上述振蕩停止?fàn)顟B(tài)，以頻率控制模式使開關(guān)元件的動作開始。這時，晶體管T1的Vce因Vcc電壓的下降而上升，使振蕩頻率從最低頻率逐漸上升到基本頻率(100kHz)。
這時，將頻率控制成從最低頻率提高到基本頻率時的開關(guān)元件的導(dǎo)通脈沖，從最低頻率時的最低導(dǎo)通脈寬例如1.3微秒隨著頻率的提高而縮短，成為基本頻率例如0.5微秒。
還有，關(guān)于上述導(dǎo)通脈寬，本實(shí)施例中也可將導(dǎo)通脈沖固定為0.5微秒。
本例中，通過設(shè)置圖6的晶體管T2，在Vcc電壓回到8.0V時成為100kHz的基本頻率，并且若FB端子電壓進(jìn)一步下降，則將最低導(dǎo)通時間(本例中為0.5微秒)固定下來以基本頻率動作。
另外，提出了第二種PWM控制模式，即通過省略晶體管T2(或固定于截止?fàn)顟B(tài))，以在成為基本頻率且FB端子的電壓進(jìn)一步下降時使開關(guān)元件的導(dǎo)通寬度加寬的方式進(jìn)行控制。
還有，若Vcc電壓成為7.5V以下，則將該電壓設(shè)成IC電路的動作停止的動作停止電壓UVLO，如圖8箭頭E的區(qū)域所示。
圖9示出起動時和產(chǎn)生瞬態(tài)負(fù)載變動時的Vcc電壓變動。
圖10進(jìn)一步示出上述瞬態(tài)負(fù)載變動時的詳細(xì)動作定時。
如圖9所示，在最初起動開關(guān)電源的起動模式中，通過導(dǎo)通圖6所示的SW1來逐漸提高IC電路的Vcc電壓，例如在該電壓成為16V時控制電路19成為驅(qū)動狀態(tài)。從而開始開關(guān)動作，在三次線圈上產(chǎn)生感應(yīng)電壓，在PWM模式開始時的電壓上升后，Vcc電壓達(dá)到穩(wěn)定。
這時的基本振蕩頻率例如成為100kHz，成為根據(jù)負(fù)載狀態(tài)來PWM調(diào)制驅(qū)動脈沖的PWM控制模式。
這里若發(fā)生上述的急劇的斷電，則成為瞬態(tài)負(fù)載變動模式，Vcc電壓下降而成為振蕩停止?fàn)顟B(tài)，但如上所述頻率例如以600Hz以上繼續(xù)振蕩，以最低導(dǎo)通寬度的頻率控制使頻率轉(zhuǎn)移到高頻側(cè)。頻率的上升也使三次線圈電壓上升，結(jié)果，Vcc電壓成為8.5V以上時IC電路不停止動作(電壓未降至IC動作停止電壓)而能繼續(xù)穩(wěn)定的工作狀態(tài)。
以下，通過圖10的負(fù)載電流(Io)、三次線圈電壓V3、IC電路停止電壓電平、FB電壓、振蕩停止設(shè)定電平、開關(guān)元件的輸出波形以及二次側(cè)輸出電壓Vo的波形說明這種過程。
例如從MAX負(fù)載動作時開始發(fā)生瞬態(tài)負(fù)載變動(斷電)時，F(xiàn)B電壓從H電平急劇變化到L電平，這時FB電壓成為振蕩停止電壓電平值以下而停止振蕩。但由于這時三次線圈的整流電壓V3隨時間常數(shù)減小，Vcc控制電壓(本例中為圖8的8.5V)也逐漸減小。
然后，Vcc電壓成為上述Vcc控制電壓值(圖8的REF3以下)而進(jìn)行Vcc控制模式，將振蕩停止?fàn)顟B(tài)解除而開始動作。
如上所述，振蕩再次開始并為使Vcc電壓不成為上述Vcc控制電壓以下而加以頻率控制(VCO控制)，使開關(guān)元件導(dǎo)通。
另外，F(xiàn)B端子電壓在二次側(cè)輸出電壓穩(wěn)定化而成為無負(fù)載時控制電壓時，F(xiàn)B端子電壓從L電平向H電平上升，在成為振蕩停止電壓以上后使Vcc電壓進(jìn)一步上升。最終向待機(jī)時的工作狀態(tài)穩(wěn)定化，上述瞬態(tài)負(fù)載變動中發(fā)生的Vcc電壓下降被解除。
本發(fā)明中，如圖10的虛線的定時所示，在上述Vcc控制模式中，負(fù)載電路的設(shè)備導(dǎo)通電源后，因流入負(fù)載電流而使FB電壓也急速上升，可穩(wěn)定地從頻率控制的頻率上升狀態(tài)向PWM控制推移，轉(zhuǎn)移到與負(fù)載對應(yīng)的PWM控制工作狀態(tài)，從而能夠解除傳統(tǒng)技術(shù)中的缺陷。
如上述說明，在PWM控制方式開關(guān)電源的設(shè)備動作中，例如應(yīng)對從有負(fù)載電流流過的狀態(tài)急劇切換到設(shè)備動作停止?fàn)顟B(tài)的負(fù)載電流為零這種瞬態(tài)負(fù)載變動的情況，停止開關(guān)動作，并將該停止?fàn)顟B(tài)持續(xù)到二次側(cè)的電壓控制(FB信號)值等穩(wěn)定為止，這時一次側(cè)控制用的控制電路(IC)的電源電壓源的三次線圈電壓下降而停止控制電路的IC動作，而要開始控制電路(IC)的再起動；而本發(fā)明中，若成為該振蕩停止?fàn)顟B(tài)則檢出供給IC電路的工作電壓，使開關(guān)動作自動開始，因此，可回避因有電阻工作狀態(tài)恢復(fù)而造成時間延遲。
結(jié)果，能夠防止上述控制電路的IC動作停止和起動開始期間，成為負(fù)載的設(shè)備的動作開始時產(chǎn)生的二次側(cè)輸出電壓下降，并實(shí)現(xiàn)一次側(cè)控制電路的IC電路的電源電壓穩(wěn)定化。
這種二次側(cè)的輸出電壓下降成為在負(fù)載上連接電子設(shè)備時發(fā)生設(shè)備側(cè)的系統(tǒng)微型計(jì)算機(jī)的復(fù)位誤差或設(shè)備上發(fā)生不穩(wěn)定的動作的要因，但依據(jù)本發(fā)明這樣的設(shè)備的誤操作可以得到防止。
另外，近年在降低設(shè)備耗電方面取得了進(jìn)展，待機(jī)時負(fù)載電流也接近零的低耗電設(shè)備已商品化，待機(jī)模式隨著輸出電壓的下降而成為動作停止模式，存在為繼續(xù)設(shè)備狀態(tài)而存儲的元件也被復(fù)位的情況，例如，攝像機(jī)等周期性錄像的場合，一旦錄像結(jié)束，為降低耗電而成為待機(jī)時等的零電流模式，設(shè)備動作復(fù)位后便不能繼續(xù)錄像。但是通過安裝本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，就能有效地回避這樣的問題。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源裝置，其中設(shè)有從交流電壓變換為直流電壓的整流電路；經(jīng)由變壓器的一次線圈通斷從該整流電路獲得的直流電壓的開關(guān)元件；電力變換部件，它包括通過上述開關(guān)元件的通斷感應(yīng)產(chǎn)生與供給上述變壓器的一次線圈的電力對應(yīng)的電力的二次線圈和三次線圈，對從上述二次線圈輸出的電力進(jìn)行整流/平滑后供給二次側(cè)的負(fù)載電路；控制信號檢測部件，它用將從上述三次線圈獲得的電力整流/平滑后的直流電壓來驅(qū)動，將上述二次線圈供給上述負(fù)載電路的電力控制成為預(yù)定的電壓和電流；以及控制電路，該電路包括振蕩部和PWM調(diào)制部，該振蕩部控制上述開關(guān)元件的導(dǎo)通期間，以基于由上述檢測部件檢出的控制信號使向上述二次側(cè)供給的電力成為預(yù)定值，其特征在于上述開關(guān)電源裝置中還設(shè)有將從上述三次線圈獲得的直流電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較的比較部件和將上述檢測部件的控制信號供給上述控制電路的電路；上述三次線圈的直流電壓設(shè)定為上述控制電路的最低工作電壓值以上，同時因上述負(fù)載電路的突然斷電而成為振蕩停止?fàn)顟B(tài)并成為上述最低工作電壓以下時，基于從上述比較部件輸出的信號解除上述控制電路的振蕩停止?fàn)顟B(tài)，進(jìn)而控制開關(guān)元件的導(dǎo)通期間。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于在上述負(fù)載電路的待機(jī)狀態(tài)，開關(guān)元件的開關(guān)頻率從基本頻率降低頻率而作低頻振蕩時，若供給上述控制電路的電壓下降至最低工作電壓以下，則解除上述控制電路的動作停止?fàn)顟B(tài)，將開關(guān)頻率與從上述最低工作電壓值下降的電壓量對應(yīng)地從低頻振蕩向基本頻率升高頻率，達(dá)到基本振蕩頻率時就進(jìn)行延長開關(guān)元件的導(dǎo)通時間寬度的脈寬控制。
3.如權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于將上述負(fù)載電路待機(jī)時的開關(guān)脈沖的導(dǎo)通時間延長的脈寬控制，以輸入的直流電壓高時變窄、低時變寬的方式進(jìn)行。
全文摘要
將從插座11供給的交流電源經(jīng)由輸入濾波器12用整流電路13整流，然后供給變壓器14的一次線圈N1，同時設(shè)有通過開關(guān)元件Q1以預(yù)定定時進(jìn)行導(dǎo)通/截止控制的控制電路19。該控制電路19上經(jīng)由晶體管Q2供給表示負(fù)載電路15的電力狀態(tài)的FB信號，同時由比較器20對變壓器的三次線圈的整流電壓V3和基準(zhǔn)電壓REF3進(jìn)行比較，根據(jù)所得到的誤差信號控制晶體管Q2。因此，能夠防止在急劇的負(fù)載變動時從三次線圈供給的控制電路用電壓的下降，并使輸出電壓Vo變化不大。
文檔編號H02M3/335GK1698256SQ20048000025
公開日2005年11月16日 申請日期2004年3月3日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月28日
發(fā)明者梅津浩二 申請人:索尼株式會社