專利名稱：具有經(jīng)過電壓反饋改善功率因數(shù)的開關(guān)電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種具有功率因數(shù)改進(jìn)功能的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
圖10和11表示開關(guān)電源電路中不同功率因數(shù)改進(jìn)電路實(shí)例的電路圖。圖11僅表示功率因數(shù)改進(jìn)電路部分的電路圖。
圖10表示一種使用電容器分壓的電容耦合型的功率因數(shù)改進(jìn)電路20a。
電源電路是通過提供一自激電壓諧振型開關(guān)變換器形成的，該開關(guān)變換器具有改善功率因數(shù)的功率因數(shù)改進(jìn)電路20a。
圖中所示的電源電路設(shè)有一將工業(yè)交流電源AC進(jìn)行全波整流的橋式整流電路Di。
橋式整流電路Di整流過的輸出經(jīng)過功率因數(shù)改進(jìn)電路20a存儲在平滑電容器Ci中，因此在平滑電容器Ci的兩端就能獲得一經(jīng)過整流和平波的電壓Ei。
為了描述電壓諧振型變換器，就要參考本發(fā)明的實(shí)施例。
一并聯(lián)諧振電容器Cr與一開關(guān)裝置Q1的集電極相連接。并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和絕緣換流變壓器PIT初級繞組N1側(cè)的漏感L1形成一電壓諧振型變換器的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路．在開關(guān)裝置Q1關(guān)斷時(shí)間的過程中，諧振電容器Cr兩端的電壓由于并聯(lián)諧振電路的作用實(shí)際上形成了一正弦脈沖波形，因此就能獲得一電壓諧振型操作。
功率因數(shù)改進(jìn)電路20a具有一扼流圈Ls和一快速恢復(fù)型二極管D1，它們相互串聯(lián)，插接在橋式整流電路Di的正輸出端和平滑電容器Ci的正極端之間。一濾波電容器CN設(shè)置成與扼流圈Ls和快速恢復(fù)型二極管D1的串接電路相并聯(lián)，由此與扼流圈Ls一起形成一標(biāo)準(zhǔn)模式的低通濾波器。
一并聯(lián)諧振電容器C10與快速恢復(fù)型二極管D1相并聯(lián)。該并聯(lián)諧振電容器C10與扼流圈Ls一起形成一串聯(lián)諧振電路。由此該串聯(lián)諧振電路具有在輕載情況下能夠控制經(jīng)過整流和平波的電壓Ei上升的作用。
并聯(lián)諧振電容器Cr在扼流圈Ls，快速恢復(fù)型二極管D1的陽極和并聯(lián)諧振電容器C10相互連接的節(jié)點(diǎn)與功率因數(shù)改進(jìn)電路20a相連接，以使在初級側(cè)并聯(lián)諧振電路獲得的開關(guān)輸出能夠反饋給功率因數(shù)改進(jìn)電路20a。
因此，由于具有圖中所示功率因數(shù)改進(jìn)電路20a的結(jié)構(gòu)，在初級側(cè)并聯(lián)諧振電路中獲得的開關(guān)輸出就能夠經(jīng)過并聯(lián)諧振電容器Cr的電容耦合反饋到整流路徑中。
由于并聯(lián)諧振電容器Cr與功率因數(shù)改進(jìn)電路20a中的快速恢復(fù)型二極管D1的陽極相連接，并聯(lián)諧振電容器Cr和并聯(lián)諧振電容器C10就處于相互串聯(lián)的狀態(tài)。更具體地說，作為并聯(lián)諧振電容器Cr兩端電壓出現(xiàn)的一電壓諧振脈沖電壓通過并聯(lián)諧振電容器Cr和并聯(lián)諧振電容器C10之間的電容比進(jìn)行分壓。該電壓經(jīng)過與快速恢復(fù)型二極管D1相并聯(lián)的并聯(lián)諧振電容器C10反饋給平滑電容器Ci，因此就能形成一電壓反饋型電路系統(tǒng)。
該電路結(jié)構(gòu)將初級側(cè)電壓諧振脈沖電壓Vcp＝600V經(jīng)過初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和C10，例如按大約3∶1的比例進(jìn)行分壓，然后反饋150V的高頻正弦脈沖電壓。
在接近交流輸入電壓VAC的正極和負(fù)極峰值時(shí)，快速恢復(fù)型二極管D1就導(dǎo)通，平滑電容器Ci就用交流輸入電源AC的陡前沿脈沖充電電流進(jìn)行充電。
在除了接近交流輸入電壓VAC的正極和負(fù)極峰值時(shí)，快速恢復(fù)型二極管D1能夠容許通過反饋的脈沖電壓重復(fù)地進(jìn)行開關(guān)操作。在快速恢復(fù)型二極管D1關(guān)斷時(shí)間的過程中，由并聯(lián)諧振電容器Cr、電感Ls和電容器CN產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電流就流通了。在快速恢復(fù)型二極管D1導(dǎo)通時(shí)間的過程中，一高頻充電電流從交流輸入電源AC經(jīng)過電感Ls流向平滑電容器Ci。
這種操作增大了交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角，因此就能改善功率因數(shù)。
圖11表示使用第三繞組系統(tǒng)的二極管耦合型的功率因數(shù)改進(jìn)電路20b。
該功率因數(shù)改進(jìn)電路20b具有一扼流圈Ls和一肖特基二極管D1s，它們相互串聯(lián)，插接在橋式整流電路Di正輸出端和平滑電容器Ci正極端之間。
一濾波電容器CN與扼流圈Ls和肖特基二極管D1s的串聯(lián)連接相并聯(lián)，由此與扼流圈Ls一起形成一標(biāo)準(zhǔn)模式的低通濾波器。
絕緣換流變壓器PIT的第三繞組N3經(jīng)過串聯(lián)諧振電容器C3與將肖特基二極管D1s的陽極和扼流圈Ls相互連接的節(jié)點(diǎn)相連接，因此在并聯(lián)諧振電路初級側(cè)獲得的開關(guān)輸出電壓就能反饋給功率因數(shù)改進(jìn)電路20b。
在此情況下，接近交流輸入電壓VAC絕對值的峰值時(shí)，肖特基二極管D1s就會導(dǎo)通，一充電電流I1從交流輸入電源AC經(jīng)過扼流圈Ls和肖特基二極管D1s流向平滑電容器Ci。與此同時(shí)，第三繞組N3的電壓諧振脈沖電壓反饋給串聯(lián)諧振電容器C3和肖特基二極管D1s的串聯(lián)電路以能對肖特基二極管D1s進(jìn)行開關(guān)操作。因此，交流輸入電流IAC的流動范圍就被延伸了，從而就能改善功率因數(shù)。
交流輸入電壓VAC的絕對值降低時(shí)，肖特基二極管D1s就不能導(dǎo)通，第三繞組N3的電壓諧振脈沖電壓經(jīng)過串聯(lián)諧振電容器C3、扼流圈Ls和濾波電容器CN形成的串聯(lián)電路轉(zhuǎn)換為串聯(lián)諧振電壓。
這兩種電路的實(shí)例如上所示，圖11的電路結(jié)構(gòu)具有較高的AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC。在此情況下，AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC和功率因數(shù)PF的特性如圖12和13所示。
圖12表示負(fù)荷功率Po從40W變化為200W時(shí)的功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC的特性。圖13表示交流輸入電壓VAC從80V變化為260V時(shí)的功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC變化的特性。
從圖中可以明白，它相對較寬的負(fù)荷功率和交流輸入電壓的范圍來說能夠保持一個(gè)0.7或更高的功率因數(shù)，和實(shí)現(xiàn)90％或更高的AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC。
然而，如上所述的具有現(xiàn)有技術(shù)功率因數(shù)改進(jìn)電路20a和20b的開關(guān)電源電路存在下面的一些問題。
首先，在最大負(fù)荷功率的情況下為了將功率因數(shù)提高至0.8或更大，反饋給功率因數(shù)改進(jìn)電路20的電壓量的增加就會擴(kuò)大負(fù)荷功率區(qū)和交流輸入電壓區(qū)，這兩個(gè)區(qū)是零伏特開關(guān)操作，初級側(cè)電壓諧振變換器穩(wěn)定工作條件不能實(shí)現(xiàn)的區(qū)，因此，功率因數(shù)就不能提高至0.8或更大。
圖14A至14J表示圖11部分電路實(shí)例的工作波形圖。
在接近交流輸入電壓VAC的正極和負(fù)極峰值時(shí)，第三繞組N3和串聯(lián)諧振電容器C3的串聯(lián)諧振電流IC3就會疊加在從電感Ls和肖特基二極管D1s中流過的電流ID1上。因此，一如圖14I所示非常大的充電電流作為一電流I1流向平滑電容器Ci。
因此，為了增大電壓反饋量以提高功率因數(shù)，第三繞組N3的匝數(shù)的增多就會縮小負(fù)荷功率區(qū)和交流輸入電壓區(qū)，這兩個(gè)區(qū)是零伏特開關(guān)操作，初級側(cè)電壓諧振變換器的開關(guān)裝置Q1穩(wěn)定工作的條件能實(shí)現(xiàn)的區(qū)域。這就會使零伏特開關(guān)操作隨著負(fù)荷功率Po和交流輸入電壓VAC的變化而變得不穩(wěn)定。因此，功率因數(shù)就不能提高至0.8或更大．此外，在最大負(fù)荷功率的情況下，AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC也不能得到進(jìn)一步的提高。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的就是提供一種具有功率因數(shù)改進(jìn)功能的開關(guān)電源電路，它即使在功率因數(shù)提高的情況下也能夠?qū)崿F(xiàn)零伏特開關(guān)操作而不會縮小其范圍。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明，提供一種開關(guān)電源電路，它包括一平波裝置，具有兩個(gè)相互串聯(lián)的平滑電容器，用于平波整流電流，由此輸出一雙倍直流輸入電壓；一絕緣換流變壓器，用于將其初級側(cè)上的輸出傳輸給其次級側(cè)，該絕緣換流變壓器包括一形成的空隙以便提供一所需耦合系數(shù)的松耦合；一開關(guān)裝置，包括一開關(guān)件，用于中斷雙倍直流輸入電壓和將中斷的電壓輸出給絕緣換流變壓器的初級繞組；一初級側(cè)諧振電路，它至少由絕緣換流變壓器初級繞組的一漏感元件和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器的電容組成，用于將開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；一功率因數(shù)改進(jìn)整流器，用于整流交流電源，由此將整流過的電流提供給平波裝置，還用于根據(jù)初級側(cè)諧振電路獲得和經(jīng)過一串聯(lián)諧振電容器和一第三繞組反饋給功率因數(shù)改進(jìn)整流器的開關(guān)輸出電壓，通過中斷整流電流提高功率因數(shù)，第三繞組通過纏繞絕緣換流變壓器初級繞組的電線而形成；一次級側(cè)諧振電路，它是由絕緣換流變壓器的次級繞組的漏感元件和次級側(cè)諧振電容器的電容在次級側(cè)形成的；一直流輸出電壓發(fā)生器，用于整流在絕緣換流變壓器次級繞組獲得的交流輸入電壓，由此產(chǎn)生一次級側(cè)直流輸出電壓，該直流輸出電壓發(fā)生器包括次級側(cè)諧振電路；和一恒壓控制器，用于根據(jù)次級側(cè)直流輸出電壓的電位對次級側(cè)直流輸出電壓實(shí)現(xiàn)恒壓控制。
功率因數(shù)改進(jìn)整流器具有一由兩個(gè)相互串聯(lián)的快速恢復(fù)型二極管形成的第一整流電路和一由兩個(gè)相互串聯(lián)的慢速恢復(fù)型二極管形成的第二整流電路．第三繞組經(jīng)過串聯(lián)諧振電容器與將兩個(gè)快速恢復(fù)型二極管相互串聯(lián)的節(jié)點(diǎn)相連接，因此開關(guān)輸出電壓能夠反饋給功率因數(shù)改進(jìn)整流器。每個(gè)快速恢復(fù)型二極管根據(jù)該反饋開關(guān)輸出電壓中斷整流過的電流，從而功率因數(shù)就能被提高。
另一種情況，功率因數(shù)改進(jìn)整流器可具有一由兩個(gè)相互串聯(lián)的快速恢復(fù)型二極管形成的整流電路，第三繞組經(jīng)過串聯(lián)諧振電容器與將兩個(gè)快速恢復(fù)型二極管相互串聯(lián)的節(jié)點(diǎn)相連接，因此開關(guān)輸出電壓能夠反饋給功率因數(shù)改進(jìn)整流器。每個(gè)快速恢復(fù)型二極管根據(jù)該反饋開關(guān)輸出電壓中斷整流過的電流，從而功率因數(shù)就能被提高。
對于這種結(jié)構(gòu)，在初級側(cè)電壓諧振變換器中產(chǎn)生的電壓諧振脈沖電壓經(jīng)過第三繞組和串聯(lián)諧振電容器的磁耦合反饋給功率因數(shù)改進(jìn)整流器。因此，交流輸入電流IAC的流動范圍就被擴(kuò)大了，從而功率因數(shù)，例如，就能大約提高至0.9。
此外，通過將交流輸入經(jīng)過倍壓整流操作能夠提高AC/DC轉(zhuǎn)換效率和減少直流輸出電壓的脈動成分。而且，第一整流電路和第二整流電路分流存儲在平波裝置中的電流。因此，即使在功率因數(shù)提高時(shí)它也能夠穩(wěn)固零伏特開關(guān)操作范圍。


圖1表示根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路的電路圖；圖2表示根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的電路圖；圖3表示在根據(jù)實(shí)施例的電源電路中使用的絕緣換流變壓器的剖視圖；圖4A和4B表示互感是+M和-M時(shí)解釋工作過程的輔助圖；圖5A和5B表示根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例說明開關(guān)電源電路中功率因數(shù)和AC/DC轉(zhuǎn)換效率特性的輔助圖；圖6A和6B表示根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例說明開關(guān)電源電路中功率因數(shù)和AC/DC轉(zhuǎn)換效率特性的輔助圖；圖7A和7B表示根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路工作的波形圖；圖8A至8F表示根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路工作的波形圖；圖9表示根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路的電路圖；圖10表示現(xiàn)有技術(shù)電源電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖11表示現(xiàn)有技術(shù)功率因數(shù)改進(jìn)電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖12表示說明現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路的功率因數(shù)和AC/DC轉(zhuǎn)換效率特性的輔助圖；圖13表示說明現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路的功率因數(shù)和AC/DC轉(zhuǎn)換效率特性的輔助圖；圖14A至14J表示現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路工作的波形圖。
具體實(shí)施例方式
圖1表示根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖，圖2表示根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖中所示的電源電路在初級側(cè)設(shè)有一電壓諧振型開關(guān)變換器。該電壓諧振型變換器設(shè)有一具有功率因數(shù)改進(jìn)功能的整流電路，即功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10。
這些例子中的電路適于在交流輸入電壓VAC大約為100V和需要的負(fù)荷功率Po為200W或更大的情況下使用。
圖中所示的電源電路具有一個(gè)工業(yè)交流電源AC的線性濾波變壓器LFT。
交流輸入電流IAC經(jīng)過功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10整流，并經(jīng)過一對相互串聯(lián)的平滑電容器Ci1和Ci2平波，因此倍壓整流系統(tǒng)就能提供一個(gè)全波整流系統(tǒng)兩倍的整流和平波電壓Ei。
下面將描述電壓諧振型變換器的結(jié)構(gòu)。
本例子中的電壓諧振型變換器是自激型的，它設(shè)有一開關(guān)裝置Q1。在此情況下，一高壓雙極晶體管(雙極結(jié)型晶體管)用作開關(guān)裝置Q1，例如，它具有一大約1500V的耐壓值。
開關(guān)裝置Q1的基極經(jīng)過一基極限流電阻RB和一啟動電阻RS與平滑電容器Ci1的正極端相連接，以便在電源開始供電時(shí)基極電流從整流和平滑線路中獲得。連接在開關(guān)裝置Q1基極和初級側(cè)地之間的是自振蕩驅(qū)動的諧振電路，該電路通過驅(qū)動繞組NB、諧振電容器CB和基極限流電阻RB相互串聯(lián)而形成。
一插接在開關(guān)裝置Q1基極和平滑電容器Ci2負(fù)極之間的箝位二極管DD形成一在開關(guān)裝置Q1關(guān)斷時(shí)間的過程中流通的箝位電流的路徑。
開關(guān)裝置Q1的集電極經(jīng)過初級繞組N1和檢測繞組ND的串聯(lián)與平滑電容器Ci1的正極端相連接。開關(guān)裝置Q1的發(fā)射極與初級側(cè)的地相連接。
一并聯(lián)諧振電容器Cr與開關(guān)裝置Q1的集電極和發(fā)射極相連接。并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1側(cè)的漏感L1(將在后面作描述)形成一電壓諧振型變換器的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路。在開關(guān)裝置Q1關(guān)斷時(shí)間的過程中，諧振電容器Cr兩端的電壓由于并聯(lián)諧振電路的作用實(shí)際上形成一正弦脈沖波形，因此就能獲得一電壓諧振型操作。
圖中所示的正交型控制變壓器PRT是一種設(shè)有檢測繞組ND、驅(qū)動繞組NB和控制繞組NC的可飽和電抗器。該正交型變壓器PRT能夠驅(qū)動開關(guān)裝置Q1和實(shí)現(xiàn)恒壓控制。
正交型控制變壓器PRT的結(jié)構(gòu)是一立方體鐵心，它是通過兩個(gè)雙U型鐵心在磁芯柱的端部相互連接而形成的，每個(gè)U型鐵心具有四個(gè)磁芯柱。檢測繞組ND和驅(qū)動繞組NB以相同的纏繞方向纏繞在立方體鐵心的兩個(gè)指定的磁芯柱上，控制繞組NC以正交于檢測繞組ND和驅(qū)動繞組NB的方向纏繞。
在此情況下，正交型控制變壓器PRT的檢測繞組ND(頻率變化元件)與絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1相串聯(lián)，以便開關(guān)裝置Q1的開關(guān)輸出經(jīng)過初級繞組N1傳輸給檢測繞組ND。
由正交型控制變壓器PRT的檢測繞組ND獲得的開關(guān)輸出經(jīng)過變壓器耦合在驅(qū)動繞組NB中發(fā)生感應(yīng)，由此產(chǎn)生的交流電壓作為驅(qū)動繞組NB的驅(qū)動電壓。該驅(qū)動電壓作為驅(qū)動電流從形成自振蕩驅(qū)動電路的串聯(lián)諧振電路NB和CB經(jīng)過基極限流電阻RB輸出給開關(guān)裝置Q1的基極。因此，開關(guān)裝置Q1以串聯(lián)諧振電路NB和CB的諧振頻率確定的開關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)開關(guān)操作。
如圖3所示，絕緣換流變壓器PIT具有一E-E型鐵心，該鐵心是以鐵心CR1的磁芯柱與鐵心CR2的磁芯柱相對的方式通過結(jié)合例如由鐵氧體材料制成的E型鐵心CR1和CR2而形成的。初級繞組N1和次級繞組N2通過使用一分開式線圈架B以相互分離的狀態(tài)纏繞在E-E型鐵心的中間磁芯柱上。而且一縫隙G以如圖3所示的方式在中間磁芯柱中形成，因此，能在初級繞組N1和次級繞組N2之間提供例如一所需的耦合系數(shù)K為0.85，即松耦合，因此不易獲得一飽和狀態(tài)。
一第三繞組N3如圖1所示通過纏繞初級繞組N1的電線而形成，或如圖2所示纏繞在與初級繞組N1相同的線圈架上，以便在初級繞組N1和第三繞組N3之間獲得例如一耦合系數(shù)K為0.95，即松耦合。
縫隙G通過使每個(gè)E型鐵心CR1和CR2的中間磁芯柱短于每個(gè)E型鐵心CR1和CR2的兩個(gè)外側(cè)磁芯柱而形成。
初級繞組N1的末端與開關(guān)裝置Q1的集電極相連接，而初級繞組N1的另一端經(jīng)過檢測繞組ND與平滑電容器Ci1的正極相連接，檢測繞組ND與平滑電容器Ci1的正極相串聯(lián)。
由纏繞初級繞組N1的電線形成的第三繞組N3用作一反饋繞組，它經(jīng)過一串聯(lián)諧振電容器C3與將功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10中的快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B相互連接的節(jié)點(diǎn)相連接。
初級繞組N1感應(yīng)的交流電壓在絕緣換流變壓器PIT次級側(cè)的次級繞組N2中產(chǎn)生。在此情況下，一次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2與次級繞組N2相并聯(lián)。因此，次級繞組N2的漏感L2和次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2的電容形成一并聯(lián)諧振電路。該并聯(lián)諧振電路將次級繞組N2中感應(yīng)的交流電壓轉(zhuǎn)換為一諧振電壓。因此，能在次級側(cè)獲得電壓諧振操作。
所以，該電源電路設(shè)有并聯(lián)諧振電路以將開關(guān)操作轉(zhuǎn)換為初級側(cè)的電壓諧振型操作，而且該并聯(lián)諧振電路能夠在次級側(cè)提供電壓諧振操作。因此，該電源電路形成為本說明書中所指的復(fù)合諧振型開關(guān)變換器。
在此情況下，一整流二極管D01和一平滑電容器C01以圖中所示的方式在次級側(cè)與并聯(lián)諧振電路相連接，由此提供一半波整流電路而產(chǎn)生一直流輸出電壓E01。
該直流輸出電壓E01還從一分支點(diǎn)輸入給控制電路1。該控制電路1通過使用直流輸出電壓E01作為檢測電壓控制轉(zhuǎn)換開關(guān)裝置Q1的諧振頻率，以此實(shí)現(xiàn)恒壓控制。
更具體地說，例如該控制電路1將一其值隨次級側(cè)直流輸出電壓E01值變化的直流電流作為控制電流提供給驅(qū)動變壓器PRT的控制繞組NC，以此能夠?qū)崿F(xiàn)下面所述的恒壓控制。
絕緣換流變壓器中初級繞組N1的電感L1和次級繞組N2的電感L2之間的互感M根據(jù)初級繞組N1和次級繞組N2的繞組方向和整流二極管D01連接之間的關(guān)系為+M或-M。
例如，圖4A中的連接具有+M的互感(加極性)，而圖4B中的連接就具有-M的互感(減極性)。
這將用于圖1所示的電源電路的次級側(cè)操作。例如，在次級繞組N2獲得的交流電壓具有正極性時(shí)，使整流過的電流在整流二極管D01中流過的操作就可認(rèn)為是+M操作模式。
控制電路1根據(jù)次級側(cè)直流輸出電壓E01電位的變化通過改變流過控制繞組NC的控制電流的值可變地控制纏繞在正交型控制變壓器PRT上的驅(qū)動繞組NB的電感LB。這導(dǎo)致串聯(lián)諧振電路的諧振條件產(chǎn)生變化，該串聯(lián)諧振電路包括開關(guān)裝置Q1的自振蕩驅(qū)動電路中的驅(qū)動繞組NB的電感LB。這就表示改變開關(guān)裝置Q1開關(guān)頻率的操作，通過此操作能穩(wěn)定次級側(cè)直流輸出電壓。
改變開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率時(shí)，圖1所示的電路固定開關(guān)裝置Q1的關(guān)斷時(shí)間段，可變地控制開關(guān)裝置Q1的導(dǎo)通時(shí)間段。更具體地說，可以認(rèn)為作為恒壓控制的操作通過可變控制開關(guān)裝置的開關(guān)頻率，電源電路能控制開關(guān)輸出的諧振阻抗，同時(shí)，在開關(guān)周期內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)裝置的PWM控制。這種復(fù)合控制操作通過一單個(gè)控制電路系統(tǒng)而實(shí)現(xiàn)。
在開關(guān)頻率控制中，例如在次級側(cè)輸出電壓隨負(fù)荷下降而升高時(shí)，該電源電路就增加開關(guān)頻率，因此就能控制次級側(cè)輸出。
下面將描述圖1中功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10的結(jié)構(gòu)。
該功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10具有整流交流輸入電流IAC和提高其功率因數(shù)的作用。
交流輸入經(jīng)過一扼流圈的電感Ls提供給兩個(gè)快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B。
快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B在平滑電容器Ci1的正極端和初級側(cè)地之間相互串聯(lián)，由此用作第一倍壓整流電路。絕緣換流變壓器PIT的第三繞組經(jīng)過串聯(lián)諧振電容器C3與將快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B相互連接的節(jié)點(diǎn)相連接。
一薄膜電容器用作串聯(lián)諧振電容器C3。
此外，該交流線路設(shè)有一慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2的串聯(lián)電路，它位于平滑電容器Ci1正極端和初級側(cè)地之間，因此該串聯(lián)電路用作一第二倍壓整流電路。
更具體地說，在交流輸入電壓VAC為正極的時(shí)間過程中，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT、電感Ls、和快速恢復(fù)型二極管D1B到平滑電容器Ci1的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci1中，同時(shí)，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT和慢速恢復(fù)型二極管Di1到平滑電容器Ci1的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci1中。
在交流輸入電壓VAC為負(fù)極的時(shí)間過程中，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT、平滑電容器Ci2、初級側(cè)地、和快速恢復(fù)型二極管D1A到扼流圈的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci2中，同時(shí)，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT、平滑電容器Ci2和初級側(cè)地到慢速恢復(fù)型二極管Di2的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci2中。
因此，兩個(gè)整流電路將整流過的電流分流為兩個(gè)電流，然后將這兩個(gè)電流提供給平滑電容器Ci1或Ci2。
由于平滑電容器Ci1和Ci2是相互串聯(lián)的，經(jīng)過整流和平波的電壓Ei從平滑電容器Ci1的正極端側(cè)獲取。
功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10的功率因數(shù)改進(jìn)功能如下所述。
在初級側(cè)并聯(lián)諧振電路獲得的開關(guān)輸出經(jīng)過第三繞組N3和串聯(lián)諧振電容器C3通過磁耦合而反饋給這對快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B。
由于所反饋的開關(guān)輸出作用，具有開關(guān)周期的交流電壓就會疊加在電流整流路徑上。具有開關(guān)周期的疊加交流電壓的分量能夠使速恢復(fù)型二極管D1A或D1B中斷在開關(guān)周期中將要整流的電流。這種中斷效果也會增加視在電感Ls。
因此，即使在整流過的輸出電壓的電位低于平滑電容器Ci1和Ci2上的電壓的這段時(shí)間過程中，充電電流也會流向平滑電容器Ci1和Ci2。
因此，交流輸入電流IAC的流動范圍就被擴(kuò)展了，這樣就會導(dǎo)致功率因數(shù)的提高。
絕緣換流變壓器PIT的第三繞組N3經(jīng)過串聯(lián)諧振電容器C3與快速恢復(fù)型二極管D1A的陰極相連接，由此形成一電壓反饋電路，該電壓反饋電路用于將電壓諧振脈沖電壓、或初級側(cè)并聯(lián)諧振電路獲得的開關(guān)輸出反饋給將快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B及扼流圈Ls相互連接的節(jié)點(diǎn)。
更具體地說，第三繞組N3兩端的電壓是負(fù)脈沖電壓時(shí)，該脈沖電壓通過串聯(lián)諧振電容器C3的電容和電感Ls引起電流諧振而在扼流圈Ls中產(chǎn)生一電壓。扼流圈Ls中的電壓反饋給平滑電容器Ci1和Ci2。
在開關(guān)裝置Q1關(guān)斷時(shí)間的過程中產(chǎn)生的電壓諧振脈沖電壓在平滑電容器Ci1和Ci2側(cè)是正的，因此即使在交流輸入電壓VAC低于平滑電容器Ci1和Ci2獲得的電壓Ei時(shí)，如果將第三繞組N3的脈沖電壓加到交流輸入電壓VAC上所獲得的值大于電壓Ei，交流電源AC輸出的交流輸入電流IAC也會存儲在平滑電容器Ci1和Ci2中。
結(jié)果，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角就會增大，因此功率因數(shù)PF就會提高。
第三繞組N3釋放的激勵(lì)電能是一種平滑電容器Ci1和Ci2充電能的變化形式。該激勵(lì)電能能變?yōu)槌潆婋娏饕詫ζ交娙萜鰿i1和Ci2進(jìn)行充電，因此又能返回充電能。
兩個(gè)整流路徑能夠?qū)⒋鎯υ谄交娙萜鰿i1和Ci2中的電流進(jìn)行分流。
這樣可以避免非常大的充電電流在接近于交流輸入電壓VAC的正極和負(fù)極峰值時(shí)流過電感Ls和快速恢復(fù)型二極管D1A或D1B。因此，它能夠在接近于交流輸入電壓VAC的峰值時(shí)消除了零伏特開關(guān)操作的限定。
因此，為了反饋大量的電壓，即使第三繞組N3的匝數(shù)增加時(shí)，在整個(gè)范圍相對負(fù)荷功率Po和交流輸入電壓VAC的變化，零伏特開關(guān)操作的穩(wěn)定條件也是令人滿意的。
因此，增加電壓的反饋量，提高功率因數(shù)，例如提高至0.8或更大都是沒有問題的。
下面將描述圖2中功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10A的結(jié)構(gòu)。
具有電感Ls的扼流圈與交流線路相串聯(lián)，絕緣換流變壓器PIT的第三繞組N3的一端與電感Ls相連接。第三繞組N3的另一端與將快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B相互串聯(lián)的節(jié)點(diǎn)相連接，這兩個(gè)二極管位于平滑電容器Ci1和初級側(cè)地之間。因此，快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B可用作一第一倍壓整流電路。
此外，交流電源線路與將慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2相串聯(lián)的節(jié)點(diǎn)相連接。慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2的串聯(lián)電路位于平滑電容器Ci1和初級側(cè)地之間，因此而用作一第二倍壓整流電路。
更具體地說，在交流輸入電壓VAC為正極的時(shí)間過程中，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT、電感Ls、第三繞組N3、和快速恢復(fù)型二極管D1B到平滑電容器Ci1的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci1中，同時(shí)，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT和慢速恢復(fù)型二極管Di1到平滑電容器Ci1的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci1中。
在交流輸入電壓VAC為負(fù)極的時(shí)間過程中，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT、平滑電容器Ci2、初級側(cè)地、到快速恢復(fù)型二極管D1A的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci2中，同時(shí)，將被整流的電流流過從交流電源AC經(jīng)過線性濾波變壓器LFT、平滑電容器Ci2和初級側(cè)地到慢速恢復(fù)型二極管Di2的路徑，由此而存儲在平滑電容器Ci2中。
因此，由于在圖1的電源電路中，兩個(gè)整流電路將將被整流的電流分流給兩個(gè)系統(tǒng)，然后將電流提供給平滑電容器Ci1和Ci2。
由于平滑電容器Ci1和Ci2相互串聯(lián)的，經(jīng)過整流和平波的電壓Ei就能從平滑電容器Ci1的正極端側(cè)獲取。
功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10A以與功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10相同的方式提高功率因數(shù)。
在此情況下，諧振電容器沒有設(shè)置在功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10A中，因此開關(guān)電流I1和I2的電流值和交流輸入電壓VAC的正極性的交流輸入電流IAC就不能平衡那些交流輸入電壓VAC負(fù)極性的交流輸入電流。這是由第三繞組N3的正脈沖電壓和負(fù)脈沖電壓之間的不平衡所引起的。第三繞組N3的極性反向時(shí)，開關(guān)電流I1和I2和交流輸入電流IAC的峰值也會反向。
此外，由于在圖1所示的電源電路的功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10中，功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10A中的兩條路徑將存儲在平滑電容器Ci1和Ci2中的電流進(jìn)行分流．這樣可以避免非常大的充電電流在接近于交流輸入電壓VAC的正和負(fù)峰值時(shí)流過電感Ls和快速恢復(fù)型二極管D1A或D1B。因此，它能夠在接近于交流輸入電壓VAC的峰值時(shí)消除了零伏特開關(guān)操作的限定。
圖5A和5B及圖7A至7G分別表示圖1開關(guān)電源電路的試驗(yàn)結(jié)果和工作波形。圖6A和6B及圖8A至8F分別表示圖2開關(guān)電源電路的試驗(yàn)結(jié)果和工作波形。
圖5A表示圖1所示的電源電路的交流輸入電壓VAC是100V和其負(fù)荷功率Po從40W變化至200W時(shí)，功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC變化的特性，圖5B表示負(fù)荷功率Po是200W和其交流輸入電壓VAC從80V變化至140V時(shí)，功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC變化的特性。
圖6A表示圖2所示的電源電路的交流輸入電壓VAC是100V和其負(fù)荷功率Po從40W變化至200W時(shí)，功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC變化的特性，圖6B表示負(fù)荷功率Po是200W和其交流輸入電壓VAC從80V變化至140V時(shí)，功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC變化的特性。
從圖5A和5B，圖6A和6B可見，功率因數(shù)PF能夠提高到0.9或更高，而且AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC也能提高。
因此，在此情況下，是全波整流系統(tǒng)電壓兩倍的整流和平波過的電壓Ei可以通過倍壓整流系統(tǒng)從交流輸入電壓VAC中獲得。流過絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1的初級電流由此可降低為常用實(shí)例中的電流的二分之一。因此，圖1所示的電源電路的AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC就能夠從圖12所示的常用電路實(shí)例的91.8％提高至93.0％，圖2所示的電源電路的AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC能夠提高至93.7％。因此，圖1所示的電源電路的輸入功率能夠減小約2.8W，圖2所示的電源電路的輸入功率能夠減小約5.2W。
當(dāng)然，功率因數(shù)PF和AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC/DC在負(fù)荷功率Po和交流輸入電壓VAC較寬的變化范圍內(nèi)保持一定的值。
圖7A至7G和圖8A至8F分別表示在負(fù)荷功率Po是200W和交流輸入電壓VAC是100V，頻率是50Hz時(shí)的圖1電源電路和圖2電源電路的部分電路的工作波形圖。
圖7C和7E分別表示流過第二整流電路的電流I2和流過第一整流電路的電流I1。在接近于交流輸入電壓VAC的峰值時(shí)，例如，10Ap的電流在圖10所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路中流過。在本實(shí)施例中，該電流就可分成一作為電流I2的5Ap的低頻電流和一作為電流I1的5Ap的高頻電流。
這就意味著流過慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2的電流和流過快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B的電流將不會變得非常大。
此外，如圖7D中的電流I3所示，即使在交流輸入電壓VAC稍微小于峰值的時(shí)間過程中，在第三繞組N3產(chǎn)生的交流電壓疊加的電流I3也能夠開關(guān)快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B，因此功率因數(shù)就能提高。
圖7C和8C表示流過第二整流電路中的電流I2。
在接近于交流輸入電壓VAC的峰值時(shí)，慢速恢復(fù)型二極管Di1或Di2就會導(dǎo)通，因此電流I2就從交流輸入端流向平滑電容器Ci1或Ci2。
圖7D和8D表示通過在第三繞組N3中產(chǎn)生的交流電壓疊加在第一整流電路上電流I3。開關(guān)通過疊加的電流I3實(shí)現(xiàn)，因而交流輸入電流IAC的波形就擴(kuò)展為如圖7B和8B所示。這會導(dǎo)致功率因數(shù)的提高。
而且，在本實(shí)施例中，由于輸入電流被分為低頻電流和高頻電流，因此流過快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B的電流將不會變得非常大，零伏特開關(guān)操作在接近于交流輸入電壓VAC的峰值時(shí)不會受到限定。因此，第三繞組N3的匝數(shù)，例如，能夠從2T增加到6T以反饋較大量的電壓，從而能將功率因數(shù)提高至0.9或更高。
而且，慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2及快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B能夠減少大電流產(chǎn)生的熱量．這就不需要散熱器。而且，可以選擇具有較小電流容量的二極管。
圖9表示根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的電路圖。
與圖1的電源電路相同，圖9所示的電源電路在初級側(cè)設(shè)有一電壓諧振型變換器，在次級側(cè)設(shè)有一串聯(lián)諧振電路。
平滑電容器Ci1和Ci2相互串聯(lián)，快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B實(shí)現(xiàn)倍壓整流操作。更具體地說，電源電路中的功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10B是通過將慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2從圖1中功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10結(jié)構(gòu)中去除而形成的。
本實(shí)施例的開關(guān)電源電路在初級側(cè)設(shè)有外部激勵(lì)的電壓諧振型變換器，它用一MOS-FET作為開關(guān)裝置Q10。
該開關(guān)裝置Q10通過一振蕩電路2和一驅(qū)動電路3驅(qū)動而進(jìn)行開關(guān)操作。
在控制電路1的控制下，振蕩電路2產(chǎn)生一具有所需頻率的振蕩信號，然后將該振蕩信號輸出給驅(qū)動電路3。根據(jù)該振蕩信號，驅(qū)動電路3產(chǎn)生一驅(qū)動開關(guān)裝置Q10的驅(qū)動電壓，然后將該驅(qū)動電壓輸出給開關(guān)裝置Q10?？刂齐娐?根據(jù)次級側(cè)直流輸出電壓E01控制振蕩電路2的振蕩頻率。
因此，開關(guān)裝置Q10能夠?qū)崿F(xiàn)外部激勵(lì)的開關(guān)操作，而且穩(wěn)定直流輸出電壓。
一通過將次級側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2、整流二極管D01和D02、和一平滑電容器C01以如圖所示的方式相連接而形成的整流電路系統(tǒng)設(shè)置在絕緣換流變壓器PIT的次級側(cè)。因此，該整流電路系統(tǒng)形成了一包括次級側(cè)串聯(lián)諧振電路的倍壓半波整流電路，該串聯(lián)諧振電路包括次級側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2和次級繞組N2。
除了由慢速恢復(fù)型二極管Di1和Di2組成的第二整流電路沒有形成在功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10B中外，功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10B與圖1的功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10相同。形成第一整流電路的快速恢復(fù)型二極管D1A和D1B實(shí)現(xiàn)倍壓整流操作，它們由通過在第三繞組N3中產(chǎn)生的交流電壓疊加在第一整流電路中電流I3進(jìn)行開關(guān)。因此快速恢復(fù)型二極管D1A或D1B的導(dǎo)通范圍將被擴(kuò)大了，這樣導(dǎo)致了功率因數(shù)的提高。
由于第二整流電路沒有在功率因數(shù)改進(jìn)整流電路10B中形成，然而，存儲在平滑電容器Ci中的電流即使在接近于交流輸入電壓VAC峰值時(shí)也不會被分流。因此，穩(wěn)定零伏特開關(guān)操作就會受到部分所需交流輸入電壓范圍或負(fù)荷變化范圍的限定．因此，功率因數(shù)為0.8或更小就足夠時(shí)，該電源電路可用作一能夠進(jìn)行穩(wěn)定零伏特開關(guān)操作以提高AC/DC功率轉(zhuǎn)換效率和減小脈動電壓的實(shí)用電路。
盡管已描述了本發(fā)明的實(shí)施例，可以設(shè)想對其作其它各種修改。
例如，使用次級側(cè)串聯(lián)諧振電路設(shè)有全波整流電路、倍壓整流電路、四倍壓整流電路等的復(fù)合諧振型開關(guān)變換器可形成本實(shí)施例的變形。因此，實(shí)施例不必受到次級側(cè)的諧振電路和整流電路結(jié)構(gòu)的特別限制。
此外，盡管已描述了設(shè)有一個(gè)開關(guān)裝置的所謂的單端結(jié)構(gòu)作為初級側(cè)的電壓諧振型變換器，但本發(fā)明也可用于能夠交替地開關(guān)兩個(gè)開關(guān)裝置的所謂推挽系統(tǒng)。
使用具體的術(shù)語已描述了本發(fā)明的最佳實(shí)施例，這種描述僅僅起說明解釋的目的，應(yīng)該明白對本發(fā)明所作的各種變化和修改并沒有脫離后面權(quán)利要求的精神和限定的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，它包括一倍壓整流裝置，包括一第一對相互串聯(lián)的整流二極管；一第二對相互串聯(lián)的二極管，第二對二極管經(jīng)過一線圈與上述的相互串聯(lián)的第一對整流二極管相并聯(lián)；和一對相互串聯(lián)的平滑電容器，它們對交流輸入電壓實(shí)現(xiàn)倍壓整流操作；一開關(guān)裝置，包括一開關(guān)件，用于中斷上述倍壓整流裝置的雙倍直流電壓；一絕緣換流變壓器，包括一初級繞組，一次級繞組和一第三繞組，用于將上述初級繞組上獲得的一開關(guān)輸出通過上述開關(guān)裝置傳輸給上述次級繞組和上述第三繞組；一初級側(cè)諧振裝置，它至少由上述絕緣換流變壓器初級繞組的一漏感元件和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器的電容組成，用于將上述開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；和一反饋裝置，用于將傳輸給上述第三繞組的開關(guān)輸出電壓反饋給上述相互串聯(lián)的第二對二極管。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征在于上述傳輸給上述第三繞組的開關(guān)輸出電壓經(jīng)過一與上述第三繞組相串聯(lián)的串聯(lián)諧振電容器進(jìn)行反饋。
3.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征在于一快速恢復(fù)型二極管用作上述相互串聯(lián)的第二對二極管中的每個(gè)；上述一對快速恢復(fù)型二極管中的每個(gè)根據(jù)上述反饋裝置反饋的開關(guān)輸出電壓實(shí)現(xiàn)整流操作，以此提高功率因數(shù)。
4.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，它還包括一次級側(cè)諧振電路，它是由次級側(cè)諧振電容器的電容和上述次級繞組的漏感元件在次級側(cè)形成的，該次級繞組的漏感是通過將上述初級繞組和上述絕緣換流變壓器的上述次級繞組相互松耦合而獲得的；一直流輸出電壓發(fā)生器，用于整流在上述次級繞組獲得的交流電壓，由此產(chǎn)生一次級側(cè)直流輸出電壓，該直流輸出電壓發(fā)生器包括上述次級側(cè)諧振電路；和一恒壓控制器，用于根據(jù)上述次級側(cè)直流輸出電壓的電位對上述次級側(cè)直流輸出電壓實(shí)現(xiàn)恒壓控制。
5.如權(quán)利要求4所述的開關(guān)電源電路，其特征在于上述恒壓控制器通過根據(jù)上述次級側(cè)直流輸出電壓的電位控制上述初級側(cè)諧振裝置的諧振頻率而實(shí)現(xiàn)對上述次級側(cè)直流輸出電壓的恒壓控制。
全文摘要
一種通過向復(fù)合諧振型變換器提供一功率因數(shù)改進(jìn)電路形成的開關(guān)電源電路,它將在初級側(cè)電壓諧振變換器中產(chǎn)生的電壓諧振脈沖電壓經(jīng)過一第三繞組或該第三繞組與一串聯(lián)諧振電容器經(jīng)過磁耦合反饋給快速恢復(fù)型二極管,以此將功率因數(shù)提高至0.9,實(shí)現(xiàn)AC/DC轉(zhuǎn)換效率的提高和通過倍壓整流操作實(shí)現(xiàn)直流輸出電壓脈動分量的減少。而且,第一整流電路和第二整流電路能將存儲在平波裝置中的電流進(jìn)行分流,以便即使功率因數(shù)提高時(shí),也不會縮小零伏特開關(guān)操作的范圍。
文檔編號H02M3/24GK1333593SQ01122379
公開日2002年1月30日 申請日期2001年7月11日 優(yōu)先權(quán)日2000年7月11日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼株式會社