專利名稱：多模式開關模式電源的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及多模式開關模式電源，用于當提供的輸出功率低于預定值時運行在第一控制模式，以及當提供的輸出功率高于預定值時運行在第二控制模式。
NL-9201428揭示了雙模式電源，包括帶有初級繞組和次級繞組的變壓器。初級繞組與開關的串聯(lián)裝置接收主電壓?？刂泼}沖控制開關來穩(wěn)定由次級繞組提供給負載的輸出電壓。在第一控制模式時，當檢測到提供的功率低于預定值時，控制脈沖具有第一固定的重復頻率。在第二控制模式時，當檢測到提供的功率高于預定值時，控制脈沖具有高于第一固定重復頻率的第二固定重復頻率。已知的雙模式開關模式電源的缺點在于，模式過渡導致輸出電壓的不想要的起伏。
本發(fā)明的目的，尤其是，改進由模式過渡造成的輸出電壓的穩(wěn)定性，而同時保持在低的輸出功率時的高效率。
為此，本發(fā)明的第一方面提供如權利要求1要求的、多模式開關模式電源。本發(fā)明的第二方面提供如權利要求5要求的、在多模式開關模式電源中使用的控制電路。在附屬權利要求中規(guī)定了有利的實施例。
按照本發(fā)明的多模式開關模式電源，當由多模式開關模式電源提供的輸出功率(給一個負載或多個負載)低于預定值時運行在第一控制模式，以及當提供的輸出功率高于這個預定值時運行在第二控制模式。在第一控制模式下，控制電路可以控制多模式開關模式電源的頻率，得出與提供的輸出功率無關的、電感電流的幾乎恒定的峰值。第一控制模式下的電感電流的幾乎恒定的峰值，基本上等于電感電流在第二控制模式改變到第一控制模式的時刻的峰值。第二控制模式改變到第一控制模式的時刻是通過輸出功率降低到低于預定值而確定的。由于電感電流的峰值在控制模式之間過渡期間基本上是恒定的，開關模式電源的控制特性沒有被打擾，以及輸出電壓將被很好地穩(wěn)定，即使在這些過渡期間。在現(xiàn)有技術中，在初級繞組中電流的峰值在控制脈沖的重復頻率在模式過渡期間改變時有很大的跳躍(因為，在模式過渡期間，提供的輸出功率接近為恒定的)。這個峰值電流跳躍，就輸出電壓的穩(wěn)定性和對輸出電壓的瞬態(tài)影響而論，在開關模式電源的控制環(huán)路中造成困難?？刂骗h(huán)路想要一些時間來調整到新的峰值電流值，因此，輸出電壓的穩(wěn)定性將不是最佳的。
本發(fā)明的這些和其它方面從后面描述的實施例將是很明顯的，以及將參照這些實施例來闡述。
在附圖中

圖1顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的基本電路圖，圖1顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的基本電路圖，圖2顯示在按照本發(fā)明的多模式開關模式電源中使用的控制電路的實施例的方框圖，圖3顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的實施例的更詳細的電路圖，圖4A到4L顯示闡述圖3所示的多模式開關模式電源的實施例的運行的波形，圖5顯示在圖3所示的多模式開關模式電源的實施例中使用的反饋電路的另一個實施例，以及圖6顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的另一個實施例。
圖1顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的基本電路圖。多模式開關模式電源包括開關S1和電感L的串聯(lián)裝置。串聯(lián)裝置被耦合來接收直流(DC)輸入電壓Vin。整流器D被耦合到電感L，把輸出電壓V0提供給負載Z0。控制電路CC接收輸出電壓V0，把控制信號Cs提供到開關S1的控制電極，用于控制開關S1的接通和或關斷時間，以便穩(wěn)定輸出電壓V0。電流測量電路CM測量流過電感的L的電感電流Ip的數(shù)值Mv。
開關模式電源在提供給負載Z0的輸出功率低于預定值時運行在第一控制模式，以及在提供的輸出功率高于這個預定值時運行在第二控制模式。
在第二控制模式下，開關模式電源可以運行在自振蕩模式(還被稱為SOPS模式)。電感電流Ip在開關S1被閉合的時刻開始流過電感L。當電感電流Ip達到參考值時，開關S1被打開，在電感L與開關S1的連接點N1處的電壓上升，整流器D開始導通，以及功率被提供到負載Z0。當檢測到電感被去磁化(電感L中的電流幾乎是零)時，開關S1再次被閉合。參考值取決于被提供到負載Z的輸出功率，以使得在高的輸出功率時，電感電流Ip的峰值大于在低的輸出功率時的峰值。這個SOPS模式將參照圖4A到4F詳細地被闡述?？刂齐娐稢C可被配置來得出不同于SOPS模式的第二控制模式。例如，可以實施固定的頻率模式。
在第一控制模式下，控制電路SS控制電感電流Ip的峰值，以使得它基本上是常數(shù)，與輸出功率無關。在第一控制模式期間電感電流Ip的幾乎恒定的峰值基本上等于電感電流Ip在第二控制模式改變到第一控制模式的時刻的峰值。這樣，在兩個控制模式之間的過渡非常平滑，因為電感電流Ip剛好在過渡之前和剛好在過渡之后基本上是相等的。控制電路在第一控制模式下的運行將參照圖4G到4L被闡述。第二控制模式改變到第一控制模式的時刻由輸出功率降低到低于預定值而被確定。在一個實施例中，這個時刻由電感電流Ip的峰值降低到低于某個值而被確定。
圖2顯示在按照本發(fā)明的多模式開關模式電源中使用的控制電路的實施例的方框圖。用與圖1所使用的相同的參考數(shù)字表示的功能塊和信號具有與參照圖1闡述的相同的意義。控制電路CC包括比較器CP，反饋電路MC，和驅動電路DC。比較器CP把流過電感L的電感電流Ip的測量值Mv與參考值Vref進行比較。反饋電路MC接收輸出電壓V0，用來在第二控制模式期間根據輸出電壓V0改變參考值Vref，以及用來在第一控制模式期間產生基本上固定的參考值Vref。固定的參考值Vref基本上等于在第二控制模式改變到第一控制模式時的時刻的參考電平值Vref。驅動電路DC把控制信號Cs提供到開關S1的控制端，用來在測量值Mv穿過參考值Vref時關斷開關S1。
圖3顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的實施例的更詳細的電路圖。用與圖1或2中所使用的相同的參考數(shù)字表示的功能塊和信號具有與分別參照圖1或2闡述的相同的意義。
電感L現(xiàn)在是具有初級繞組LP，次級繞組LS，和輔助繞組LA的變壓器TR。初級繞組LP被安排成與開關S1和電阻RF串聯(lián)。串聯(lián)裝置接收DC輸入電壓Vin。開關S1被顯示為FET，雖然可以使用任何適當?shù)目煽仉娮娱_關。電阻RF形成電流測量電路CM。開關S1與電阻RF的連接點用N4表示，以及載有測量值Mv。
整流二極管D1被連接到次級繞組LS，用來提供輸出電壓V0。電容C平滑輸出電壓V0。
輔助繞組LA提供一個電壓V1，用來檢測變壓器TR是否被去磁化。
初級繞組LP，次級繞組LS，和輔助繞組LA的極性用相應的點表示。二極管D1的極性被放置成得出正的輸出電壓V0。應當指出，初級繞組LP，次級繞組LS，輔助繞組LA，和二極管的變壓器TR。初級繞組LP的極性可被選擇為不同的。
反饋電路MC包括運算放大器(也被稱為opamp)OA1，比較器CP1，和開關SW2。運算放大器OA1具有一個倒相輸入端，它通過被連接到在節(jié)點N5處的輸出電壓的分壓器R1，R2接收反饋電壓Vfb，一個非倒相輸入端，接收參考電壓Vref1，以及一個輸出端，被連接到節(jié)點N2，提供電壓Vop。電壓Vop隨由電源提供的輸出功率而變化(在文獻上，運算放大器OA1常常被稱為誤差放大器)。開關S2具有被連接到節(jié)點N2的第一端子Ta，接收參考電壓Vref2的第二端子Tb，以及在節(jié)點N6處提供參考電壓Vref的第三端子Tc。參考電壓Vref2是參考電壓Vref1的幾分之一，例如，Vref2＝Vref1/4。當電壓Vop高于參考電壓Vref2時，開關S2連接端子Ta和Tc，以及當電壓Vop低于參考電壓Vref2時，開關S2連接端子Tb和Tc。參考發(fā)生器RG產生參考電壓Vref1和Vref2。
驅動電路DC包括設置-復位觸發(fā)器(也稱為SRFF)SR，具有設置輸入端S，復位輸入端R，以及非倒相輸出端Q，通過放大器DR被連接到開關S1的控制端。邏輯與門A1具有被連接到運算放大器OA2的輸出端的第一輸入端，被連接到比較器CP2的輸出端的第二輸入端，和被連接到SRFF SR的設置輸入端S的輸出端。比較器CF2具有非倒相輸入端，被連接來通過電阻R3接收來自輔助繞組LA的電壓V1，以及倒相輸入端，接收參考電壓Vref4。參考電壓Vref4接近于零伏，以使得比較器CF2的輸出電壓Vdo是低的，只要二極管D1導通和變壓器TR提供電流到被連接到輸出電壓V0的負載Z0。變壓器TR在二極管D1停止導通的時刻被去磁化。運算放大器OA2具有被連接到節(jié)點N3的非倒相輸入端，接收電壓Vc，以及倒相輸入端，接收參考電壓Vref3，在其輸出端提供信號Vc1，表示電容C1上的鋸齒電壓穿過參考電平Vref3的時間。電容C1被連接在節(jié)點N3與地之間。電流源I1被連接到節(jié)點N3，提供電流到電容C1，電流的數(shù)值按照運算放大器OA1的輸出端處的電壓Vop而變化。開關S3與電容C1并聯(lián)連接，開關S3的控制端被連接到SRFF SR2的輸出端Q2。SRFF SR2具有被連接到比較器CP2的輸出端的設置輸入端S2，以及被連接到SRFF SR的輸出端Q的復位輸入端R2。
控制電路CC還包括比較器CP，該比較器具有接收在節(jié)點N6處可提供的參考電壓Vref的倒相輸入端，接收測量值Mv的非倒相輸入端，以及被連接到SRFF SR的復位輸入端R的輸出端。
下面將參照圖4闡述圖3所示的電路的運行。
圖4A到4L顯示闡述圖3所示的多模式開關模式電源的實施例的運行的波形。圖4A到4F顯示當開關模式電源正運行在第二控制模式(它是SOPS模式)時的波形。圖4G到4L顯示當開關模式電源正以電感電流的恒定幅度值運行在第一控制模式時的波形。
圖4A和4G顯示在初級繞組Lp上的電壓Vp。圖4B和4H顯示測量值Mv，它代表通過初級繞組Lp的電流Lp。圖4C和4I顯示在輔助繞組LA是的電壓V1。圖4D和4J顯示電壓Vdo，它表示變壓器被去磁化的時間。圖4E和4K顯示在電容C1上的電壓Vc。圖4F和4L顯示電壓Vc1，它表示電容C1上的鋸齒電壓Vc穿過參考電平Vref3的時間。
首先，開關模式電源在第二(SOPS)控制模式時的運行將參照圖4A到4F被討論。由于在第二控制模式，輸出功率大于由Vref2確定的預定的電平，比較器CP1檢測到運算放大器OA1的輸出電壓Vop高于參考值Vref2。開關S2處在使得其端子Ta和Tc被互聯(lián)的位置。
在時刻t1，代表在初級繞組Lp中的初級電流Ip的測量值達到可變參考電平Vref，以及比較器CP復位SRFF SR。開關S1打開，初級電壓Vp開始增加，以及二極管D1開始導通。在輔助繞組LA上的電壓V1成為負值，以及比較器CP2的輸出電壓Vdo成為低電平。在時刻t2，二極管停止導通，電壓V1穿過參考電平Vref4，以及電壓Vdo成為高電平，表示變壓器TR被去磁化和允許在開關S1上再次切換。而且，在時刻t2，電壓Vdo的高電平數(shù)值使得開關S3打開。在電容C1上的鋸齒電壓Vc開始上升。在時刻t3，鋸齒電壓Vc達到參考電平Vref3，以及運算放大器OA2的輸出電壓Vc1成為高電平。現(xiàn)在，電壓Vc1和Vc2都是高電平，SRFF SR被設置，以及開關S1被閉合。在時刻t1′，測量值Mv再次達到參考值Vref，以及開關S1打開，同樣的循環(huán)將進行下去，就像在時刻t1開始那樣。
輸出電壓V0被穩(wěn)定，因為參考電壓Vref隨被提供給負載Z0的輸出功率而變化。比較器CP把流過初級繞組Lp的實際電流Ip與這個變化的參考電壓Vref進行比較，當初級電流Ip穿過相應于參考電壓Vref的實際值的數(shù)值時關斷開關S1。例如，當輸出電壓Vout太高時，參考電壓Vref將降低，以及開關S1將以初級電流Ip的較低的峰值被打開。因此，初級電流Ip的峰值被控制，以使得輸出電壓V0被穩(wěn)定。
有可能調整電流I1，以使得開關S1的接通時刻發(fā)生在接近于開關S1上的電壓的最小值的時刻。
第二，開關模式電源在第一控制模式時的運行將參照圖4G到4L被討論。作為通用標記符號，在圖4G和4I中顯示的振蕩是由于初級繞組Lp的電感與FETS1的漏極-源極電容的諧振。為了簡化起見，圖4H上沒有顯示這個振蕩。振蕩的幅度將太低，而不能超過參考電平Vref。由于在第一控制模式，輸出功率低于由Vref2確定的預定的電平，比較器CP1檢測到運算放大器OA1的輸出電壓Vop低于參考值Vref2，以及開關S2互聯(lián)它的端子Tb和Tc。
在時刻t1，代表在初級繞組Lp中的初級電流Ip的測量值Mv，達到固定參考電平Vref，以及比較器CP復位SRFF SR。開關S1打開和初級電壓Vp開始增加，因此，開關S1在初級電流Ip的固定的峰值處打開。而且，二極管D1開始導通。在輔助繞組以上的電壓V1成為負值，以及比較器CP2的輸出電壓Vdo成為低電平。在時刻t2，二極管D1停止導通，電壓V1穿過參考電平Vref4，以及電壓Vdo成為高電平，表示變壓器TR被去磁化和允許在開關S1上再次切換。在時刻t2，電壓Vdo的電平值設置SRFF SR2，使得開關S3打開。在電容C1上的鋸齒電壓Vc開始上升。在時刻t3，鋸齒電壓Vc達到參考電平Vref3，以及運算放大器OA2的輸出電壓Vc1成為高電平?，F(xiàn)在，電壓Vc1和Vc2都是高電平，SRFF SR被設置，以及開關S1被閉合。SRFF SR的設置復位SRFF SR2，以及開關S3被閉合。也可能發(fā)生，電壓在電壓Vdo是低電平的時刻達到參考電平Vref3。然后，開關S1將在電壓Vdo成為高電平的時刻被切換。
輸出電壓V0被穩(wěn)定化，因為電流源I1提供電流給電容C1，它取決于作為輸出功率的測量值的電壓Vop。應當看到，電流源I1在第一控制模式供給的電流小于在第二控制模式時供給的電流(因為輸出功率是較低的)，因此，鋸齒電壓Vc上升不太快。所以，在平滑電壓達到參考電平Vref3之前化費較長的時間，因此開關S1在較長的時間間隔期間將被關斷。而且，由于在第一控制模式下參考電壓的固定電平低于在第二控制模式下參考電平的可變電平。開關將被閉合較短的時間，因此，由于這兩個效應負載Z0，被加到負載Z0的功率在第一控制模式將比在第二控制模式時更低。
有可能用被連接在節(jié)點N2和N3之間的電阻來代替控制電流源I1。例外，這樣，電容C1的充電電流取決于加到負載Z0的輸出功率，因為節(jié)點N2上的電壓隨輸出功率變化。
圖5顯示在圖3上所示的多模式開關模式電源的實施例中使用的反饋電路的另一個實施例。反饋電路MC在圖3所示的相同的節(jié)點N2，N5，和N6相接口。反饋電路MC現(xiàn)在包括運算放大器OA1′，具有倒相輸入端，通過分壓器R1，R2被連接到輸出電壓V0，非倒相輸入端，接收參考電壓Vref1，以及輸出端，被連接到如圖3所示的相同的節(jié)點N2。反饋電路還包括參考電壓發(fā)生器RG′，產生第一參考電壓Vref1′和第二參考電壓Vref2′，第二參考電壓Vref2′是第一參考電壓Vref1′的幾分之一。二極管D21的正極被連接到節(jié)點N2，其負極被連接到節(jié)點N6。電阻R4被連接在節(jié)點N6與參考電壓Vref2′之間。如圖3所示的參考電壓Vref再次被提供在節(jié)點N6。
反饋電路MC的這個實施例如下地運行。在低的輸出功率下，因此是第一控制模式，誤差放大器OA1′用使得二極管D2不導通的電平提供一個電壓在節(jié)點N2處。因此，參考值Vref具有固定的數(shù)值Vref1′，以及流過初級繞組Lp的電流Ip的峰值是恒定的。
在高的輸出功率下，因此是第二控制模式，誤差放大器OA1′在節(jié)點N2處提供一個使得二極管D2導通的電壓。因此，參考值Vref具有按照輸出功率變化的數(shù)值，以及初級繞組電流Ip的峰值將取決于提供的輸出功率。
圖6顯示按照本發(fā)明的多模式開關模式電源的另一個實施例。如圖3所示的相同的信號和功能塊具有相同的參考數(shù)字。
變壓器TR具有初級繞組LP，次級繞組LS，和輔助繞組LA。初級繞組LP與開關S1的串聯(lián)裝置被耦合到DC輸入電壓Vin。測量電路CM被安排成與開關S1的主電流路徑串聯(lián)，提供測量值Mv，代表流過初級繞組LP的電流Ip。次級繞組LS通過整流器D1提供輸出電壓V0。電容C平滑輸出電壓V0。
驅動電路DC包括去磁化檢測電路DMG，被連接到輔助繞組LA，用來接收電壓V1，以便提供關于變壓器Tr是否被去磁化的指示。去磁化檢測電路DMG可以以圖3所示的、相同的方式被配置，其中它包括電阻R3和比較器CP2。邏輯與門A1具有被連接到去磁化檢測電路DMG輸出端的第一輸入端，被連接到壓控振蕩器VCO輸出端的第二輸入端，和輸出端，被連接到SRFFSR的設置輸入端S。SRFFSR的輸出端Q提供驅動電路DR被連接到開關S1的控制電極。
反饋電路MC包括電路FBC，它接收輸出電壓V0而提供反饋電壓Vfb，這代表輸出電壓V0的數(shù)值。電路FBC可以包括一個元件，諸如光耦合器或脈沖變壓器，，以便橋路連接在電源的主端與副端之間的電壓差值。運算放大器或誤差放大器OA1接收反饋電壓Vfb和參考電壓Vref1，以便提供誤差電壓，代表由電源在其輸出端提供的輸出功率。開關S2具有被連接到運算放大器輸出端的端子Ta，接收參考電壓Vref2的端子Tb，以及被連接到比較器CP的倒相輸入端的端子Tc。開關控制電路SC接收測量值Mv，以便控制開關S2在輸出功率(從而是初級電流的峰值)高于預定值時互聯(lián)端子Ta和Tc，以及在輸出功率低于由Vref2確定的預定值時互聯(lián)端子Tb和Tc。比較器CP具有另一個輸入端，接收測量值Mv，以及一個輸出端，被連接到SRFF SR的復位輸入端。壓控振蕩器的輸出頻率由運算放大器OA1提供的誤差信號控制。參考發(fā)生器RG產生參考電壓Vref1和Vref2因此，類似于圖3所示的電路，比較器CP具有倒相輸入端，它通過開關S2，(1)在開關模式電源處在第一控制模式時被連接到固定參考電壓Vref1，以及(2)在開關模式電源處在第二控制模式時被連接到誤差放大器OA1的輸出端。
SRFF SR功能的復位，以與參照圖3所示的開關模式電源說明的相同的方式起作用。與圖3所示的電路的主要差別在于，現(xiàn)在誤差放大器OA1通過控制壓控振蕩器VCO的頻率，來控制開關S1被閉合時的SRFF SR的設置時刻。
應當指出，上述的實施例是說明而不是限制本發(fā)明，以及本領域技術人員將能夠設計許多替換例，而不背離附屬權利要求的范圍。例如，初級繞組中的電流Ip可以用變壓器測量，雖然也而有可能當開關S1在閉合時具有幾乎恒定的阻抗時測量在開關S1上的電壓，這正是開關S1是場效應晶體管時的情形。多模式開關模式電源除了提到的兩種模式以外還可以具有另外的控制模式，例如，用于極低的和極高的輸出功率。在權利要求中，被放置在括號之間的任何參考信號不應當被認為是限制權利要求。詞語“包括”及其配對，不排除除了中所列出的以外的元件和步驟的存在。本發(fā)明可以借助于包括幾種不同的元件的硬件，以及可以借助于適當?shù)目删幊痰挠嬎銠C來實施。在列舉幾個裝置的設備權利要求中，這些裝置中的幾個裝置可以用一個或同一種硬件來實施。
權利要求
1.多模式開關模式電源，用于當由所述電源提供的輸出功率低于預定值時運行在第一控制模式，以及當所述輸出功率高于所述預定值時運行在第二控制模式，所述電源包括開關(S1)和電感(L；Lp)的串聯(lián)裝置，串聯(lián)裝置被耦合來接收直流(DC)輸入電壓(Vin)，以及控制電路(CC)，用于周期地控制開關(S1)的接通和/或關斷時間，以便在電感(L；Lp)中產生電感電流(Ip)，其特征在于，控制電路(CC)還包括控制裝置(CP，MC)，用于在第一控制模式時控制所述電感電流(Ip)的峰值是基本恒定的，與提供的輸出功率無關，該幾乎恒定的峰值基本上等于在第二控制模式改變到第一控制模式時的所述電感電流(Ip)的峰值。
2. 如權利要求1中要求的多模式開關模式電源，其特征在于多模式開關模式電源還包括整流器(D；D1)，被耦合到電感(L；Lp)，用于產生DC輸出電壓(V0)，控制電路(CC)包括電流測量裝置(CM)，用于測量電感電流(Ip)的數(shù)值(Mv)，以及控制裝置(CP，MC)包括比較器(CP)，用于比較代表電感電流(Ip)的測量值(Mv)與參考值(Vref)，以及用于接收所述輸出電壓(V0)的裝置(MC)，用來在第二控制模式期間，根據輸出電壓(V0)改變參考值(Vref)，以及在第一控制模式期間產生簡化固定的參考值(Vref)，該固定的參考值(Vref)基本上等于在第二控制模式改變到第一控制模式時的時刻的參考電平值(Vref)，控制電路(CC)還包括用于提供控制信號(Cs)給開關(S1)的控制端的裝置(DC)，用來當測量值(Mv)穿過參考值(Vref)時關斷開關(S1)。
3.如權利要求2中要求的多模式開關模式電源，其特征在于，用于提供控制信號(Cs)的裝置(DC)包括設置-復位觸發(fā)器(SR)，具有被耦合到比較器(CP)的輸出端的復位輸入端(R)，以及被耦合到開關(S1)的控制端的非倒相輸出端(Q)。
4.如權利要求1中要求的多模式開關模式電源，其特征在于，所述電感(L)是變壓器(TR)，包括初級繞組(LP)和次級繞組(LS)，流過電感(L)的所述電感電流(Ip)是流過初級繞組(LP)的初級電流(Ip)。
5.在多模式開關模式電源中使用的控制電路(CC)，多模式開關模式電源當由所述電源提供的輸出功率低于預定值時運行在第一控制模式，以及當所述輸出功率高于所述預定值時運行在第二控制模式，所述電源包括開關(S1)和電感(L；Lp)的串聯(lián)裝置，串聯(lián)裝置被耦合來接收直流(DC)輸入電壓(Vin)，和被耦合到電感(L；Lp)的整流器(D；D1)，用于提供輸出電壓(V0)，控制電路(CC)，用來周期地控制開關(S1)的接通和/或關斷時間，以便在電感(L；Lp)中產生電感電流(Ip)，其特征在于，控制電路(CC)包括控制裝置(CP，MC)，用于在第一控制模式時控制所述電感電流(Ip)的峰值是基本恒定的，與提供的輸出功率無關，該幾乎恒定的峰值基本上等于在第二控制模式改變到第一控制模式時的所述電感電流(Ip)的峰值。
6.如權利要求5中要求的控制電路(CC)，其特征在于，控制裝置(CP，MC)包括比較器(CP)，用于比較所述測量值(Mv)與參考值(Vref)，以及用于接收所述輸出電壓(V0)的裝置(MC)，用來在第二控制模式期間，根據輸出電壓(V0)改變參考值(Vref)，以及在第一控制模式期間產生簡化固定的參考值(Vref)，該固定的參考值(Vref)基本上等于在第二控制模式改變到第一控制模式時的時刻的參考電平值(Vref)，控制電路(CC)還包括用于提供控制信號(Cs)給開關(S1)的控制端的裝置(DC)，用來當測量值(Mv)穿過參考值(Vref)時關斷開關(S1)。
全文摘要
多模式開關模式電源,當由所述電源提供的輸出功率低于預定值時運行在第一控制模式,以及當所述輸出功率高于所述預定值時運行在第二控制模式。開關模式電源包括開關(S1)和電感(L;Lp)的串聯(lián)裝置,串聯(lián)裝置被耦合來接收直流(DC)輸入電壓(Vin)?？刂齐娐?CC)控制開關(S1)的接通和/或關斷時間,以便在電感(L;Lp)中產生周期的電感電流(Ip)。在第一控制模式時,電感電流(Ip)的峰值是基本恒定的,與提供的輸出功率無關。該幾乎恒定的峰值基本上等于在第二控制模式改變到第一控制模式時的電感電流(Ip)的峰值。
文檔編號H02M3/28GK1337084SQ00802859
公開日2002年2月20日 申請日期2000年8月31日 優(yōu)先權日1999年9月17日
發(fā)明者P·J·M·斯米德特, T·迪爾鮑姆 申請人:皇家菲利浦電子有限公司