專利名稱：用于無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器的可調(diào)直流電壓控制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于控制在補(bǔ)償器端子處串聯(lián)接入電力傳輸線的無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器的控制器。典型地，在這種無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器中，進(jìn)行逆變器控制，以便控制由補(bǔ)償器對(duì)傳輸線施加的線路電流和/或電壓該電壓/電流控制可以控制從傳輸線的一端到另一端的潮流，及使潮流進(jìn)入補(bǔ)償器的逆變器，以便對(duì)電容器充電，該電容器在補(bǔ)償器端子上提供補(bǔ)償器端子輸出電壓。
如以下將要更詳細(xì)說(shuō)明的，通常，使用電流反饋控制環(huán)及電壓反饋控制環(huán)，以便分別控制線路電流的無(wú)功部分及有功部分。為此，作為執(zhí)行逆變器PWM控制的基礎(chǔ)的調(diào)制信號(hào)是特定相位的正弦信號(hào)。對(duì)調(diào)制信號(hào)的幅值及相位的調(diào)節(jié)允許進(jìn)行功率控制。
使用這種控制環(huán)，補(bǔ)償器的輸出電壓可通過(guò)具有恒定DC電壓的調(diào)制指數(shù)來(lái)控制。另一方式是，輸出電壓可使用恒定調(diào)制指數(shù)通過(guò)DC電壓來(lái)控制，如A.Beer,H.Stemmler,H.Okayama，的論文“混合式無(wú)變壓器無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器”，EPE 1999，-洛桑會(huì)議(見(jiàn)該論文第8頁(yè))。但是使用恒定直流電壓時(shí)，由逆變器注入傳輸線的諧波不能減小，甚至當(dāng)基波分量小于DC電壓時(shí)也是如此。此外，使用恒定調(diào)制指數(shù)控制時(shí)，在零或在很低DC電壓區(qū)域中DC電壓的控制性能變差，因?yàn)橛泄﹄妷翰荒茏銐虻剡M(jìn)入傳輸線。因此，該方法不能用于整個(gè)區(qū)域的操作。此外，使用上述兩種不同的控制方法也難于減少與DC電壓相關(guān)的損耗例如逆變器開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)損耗及補(bǔ)償器DC電容器的漏電損耗。
本發(fā)明特別強(qiáng)調(diào)這個(gè)問(wèn)題，即怎樣來(lái)降低由包括電流及電壓控制環(huán)的控制器控制的補(bǔ)償器注入的諧波。本發(fā)明也強(qiáng)調(diào)上述的另外問(wèn)題。
以下，將首先描述無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器及控制補(bǔ)償器并包括電流及電壓控制環(huán)的控制器的一般背景。
近來(lái)，已經(jīng)研究出用于靈活的AC電力傳輸系統(tǒng)(FACTS)的電力電子設(shè)備并應(yīng)用于實(shí)際的系統(tǒng)。無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器就是這些設(shè)備中的一種，并能如上所述地有效執(zhí)行潮流控制。因?yàn)闊o(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器不包括變壓器，它的尺寸并能有利地使用。
圖1a及1b分別表示一種電力傳輸系統(tǒng)的典型結(jié)構(gòu)，它包括兩個(gè)彼此通過(guò)各具有電感LAC及電阻RAC的電力傳輸線2a,2b連接的AC系統(tǒng)1a,1b。如圖1a及1b中所示，該電力傳輸系統(tǒng)可為單相系統(tǒng)或三相系統(tǒng)。在單相系統(tǒng)中僅需要設(shè)置一個(gè)串聯(lián)補(bǔ)償器3，而在三相系統(tǒng)中需分別串聯(lián)地插入多個(gè)串聯(lián)補(bǔ)償器3，如圖1b中所示。標(biāo)號(hào)3a,3b分別表示在其中串聯(lián)地插入各自的串聯(lián)補(bǔ)償器(或補(bǔ)償器)的端子。
如圖2所示，典型的串聯(lián)補(bǔ)償器3包括一個(gè)起動(dòng)開(kāi)關(guān)4，一個(gè)濾波器12，一個(gè)逆變器7，一個(gè)DC電容器CDC，一個(gè)控制裝置C，一個(gè)鋸齒波發(fā)生器10及一個(gè)調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置11。逆變器7包括四個(gè)晶閘管5a,5b,5c,5d，它們分別由控制裝置C輸出的PWM控制信號(hào)SW5a,SW5b,SW5c,SW5d控制。
雖然“晶閘管”的詞義通常表達(dá)其關(guān)斷是不可控的，在圖2中由于對(duì)逆變器使用了PWM，因此使用了控制極可關(guān)斷型晶閘管。因?yàn)镚TO(控制極可關(guān)斷晶閘管)，GCT(控制極換流晶閘管)及IGBT(絕緣柵極雙極性晶體管)通常也可以作為圖2中的功率開(kāi)關(guān)裝置工作，因此以下將假定該“晶閘管”的表達(dá)包括所有這些功率開(kāi)關(guān)裝置。
每個(gè)晶閘管與一個(gè)二極管6a,6b,6c,6d反向并聯(lián)。濾波器12包括兩個(gè)電抗器9b,9a及一個(gè)電容器8，用于濾去由逆變器7的PWM控制產(chǎn)生的高次諧波。該濾波器的端子連接到晶閘管5a,5b及二極管6a,6b的互連點(diǎn)和晶閘管5c,5d及二極管6c,6d的互連點(diǎn)。DC電容器連接在晶閘管及二極管的另外端子上。
串聯(lián)補(bǔ)償器3的電路構(gòu)型例如被描述在同一申請(qǐng)人的歐洲專利申請(qǐng)No.98116096.3,No98106780.4及No99124851.9中。這些專利申請(qǐng)?zhí)貏e描述了串聯(lián)補(bǔ)償器的起動(dòng)及停止控制及斷開(kāi)控制。
逆變器7的PWM控制根據(jù)圖3中所示的原理圖來(lái)進(jìn)行。圖2中調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置11產(chǎn)生正弦調(diào)制信號(hào)m及鋸齒波發(fā)生器10輸出兩個(gè)鋸齒載波信號(hào)cs1,cs2。通過(guò)將調(diào)制信號(hào)m與各載波信號(hào)cs1,cs2相比較產(chǎn)生出PWM控制信號(hào)SW5a,SW5d。即當(dāng)調(diào)制信號(hào)幅值大于載波信號(hào)cs1的幅值時(shí)，PWM開(kāi)關(guān)信號(hào)SW5a為ON(通)，當(dāng)調(diào)制信號(hào)幅值小時(shí)，它為OFF(關(guān))。類似地，當(dāng)調(diào)制信號(hào)幅值大于反向載波信號(hào)cs2的幅值時(shí)，另一PWM開(kāi)關(guān)信號(hào)SW5d從ON轉(zhuǎn)換到OFF。PWM開(kāi)關(guān)信號(hào)SW5a,SW5d用于觸發(fā)晶閘管5a,5d。應(yīng)當(dāng)指出，當(dāng)然將類似的控制信號(hào)旋加給晶閘管5b,5c，但為了簡(jiǎn)明起見(jiàn)，這里不再描述。
假定DC電容器CDC被充電到uDC，連接端子3a,3d上的輸出電壓uC將具有圖3中下圖所示的波形?？梢岳斫?，通過(guò)改變調(diào)制信號(hào)和/或載波信號(hào)的相應(yīng)幅值和/或通過(guò)改變調(diào)制信號(hào)和/或載波信號(hào)的相位，可獲得輸出電壓uC(以下也稱為逆變器端子電壓或補(bǔ)償器輸出電壓)的不同波形。比較圖2及圖3可看出，輸出電壓uC基本為施加到端子3a,3b上的電壓。
雖然從圖3僅看到由于逆變器7的PWM控制使端子電壓uC改變，但由于通過(guò)線路電抗LAC的耦合作用電流及電壓相聯(lián)系，當(dāng)然線路電流I也會(huì)改變?，F(xiàn)在將說(shuō)明PWM控制對(duì)線路電壓及線路電流的同時(shí)作用。
圖4a表示用于說(shuō)明電流及電壓控制所需的圖2中基本部分的概圖。圖4b表示用于圖4a的矢量原理圖。如同圖1a中的情況，在圖4a中，補(bǔ)償器3被串聯(lián)在連接到AC電力系統(tǒng)1a,1b的電力傳輸線2a,2b之間。為了解釋電流及電壓控制相對(duì)它們的相位關(guān)系，不需要明確考慮線路阻抗RAC，雖然應(yīng)理解在圖4a中當(dāng)然也存在線路阻抗RAC。逆變器控制在圖中以框圖表示并具有標(biāo)號(hào)7。設(shè)置了調(diào)制信號(hào)m以便執(zhí)行PWM控制。uL是由于線路阻抗LAC出現(xiàn)的電壓，i是線路電流，iDC是流過(guò)DC電容器CDC的電流，uDC是DC電容器CDC上的電壓，及uC是串聯(lián)補(bǔ)償器3的輸出電壓此外，uX是架空線電壓，即AC電源之間的電壓差。為了簡(jiǎn)明起見(jiàn)，對(duì)于相位關(guān)系不一定考慮DC側(cè)的漏電導(dǎo)，它可包括開(kāi)關(guān)損耗，電容器的漏電損耗和/或DC濾波器的損耗(基本為DC電容器CDC的并聯(lián)電阻)。
圖4表示矢量原理圖及其中也表示參照?qǐng)D4a說(shuō)明的各電壓補(bǔ)償器3可使用DC電容器電壓uDC輸出具有限定幅值及任意相位的輸出電壓uC。
圖5(a),5(b)及5(c)分別表示無(wú)補(bǔ)償，控制線路電流i時(shí)的容性及感性操作的情況。這就是，當(dāng)補(bǔ)償器3將零電壓uC注入線路則感應(yīng)電壓uL與架空線電壓uX相同(圖5(a))。在此情況下，線路電流相對(duì)感應(yīng)電壓uL滯后90°地流過(guò)傳輸線。
當(dāng)補(bǔ)償器3將對(duì)線路電流i導(dǎo)前90°的容性電壓uC注入時(shí)，則感應(yīng)電壓uL增加，及由此線路電流i也增加(圖5(b))。
另一方面，當(dāng)補(bǔ)償器3將感性電壓uC注入線路時(shí)(uC與感應(yīng)電壓uL同相位)，感應(yīng)電壓uL則減小，及由此線路電流i也減小(圖5(c))。因此，補(bǔ)償器3的第一目的是，線路電流i可通過(guò)補(bǔ)償器3輸出的電壓(通過(guò)補(bǔ)償器輸出電壓uC的幅值及相位)來(lái)控制(增加及減小)。此外，當(dāng)然熟練技術(shù)人員將理解以上對(duì)于單相的描述能以相同方式用于三相系統(tǒng)。
當(dāng)然，圖5的控制僅可當(dāng)DC電容器CDC被充電到預(yù)定電壓uDC才可能進(jìn)行，因?yàn)榉駝t將無(wú)電壓可注入線路。也可不使用電池和另外的電源，可從線路將潮流供給DC電容器CDC來(lái)有利地控制補(bǔ)償器3。將參照?qǐng)D6及圖7來(lái)說(shuō)明從線路到電容器的這種充電或有功潮流。
如前所述，DC電容器CDC的充電需要從傳輸線2a,2b經(jīng)過(guò)逆變器7到DC電容器CDC的有功潮流。為了從電力系統(tǒng)1a,1b取得有功功率，補(bǔ)償器3必須將施加的AC電壓uC的有功分量供給DC電容器CDC。
在穩(wěn)態(tài)條件下，如參照?qǐng)D5(c)所解釋的及圖6(a)中所示的，補(bǔ)償器3輸出與線路電流I有90°相位差的無(wú)功電壓uC。該情況出現(xiàn)在充電控制的初始狀態(tài)及最終狀態(tài)，如圖6(a)及6(c)所示。
當(dāng)補(bǔ)償器3在短時(shí)間間隔中輸出有功分量以取得有功功率時(shí)，感應(yīng)電壓也瞬時(shí)地改變，如圖6(b)所示。瞬態(tài)的感應(yīng)電壓包括di/dt分量及ωLi分量。當(dāng)產(chǎn)生出di/dt分量時(shí)ωLi分量受到影響。然后，ωLi分量的變化影響到di/dt分量，及線路電流以圖6(b)中所示的振蕩方式波動(dòng)。因此，充電過(guò)程不僅影響電容器電壓而且影響線路電流。其理由是通過(guò)線路電感LAC的耦合作用，如考慮電流及電壓的動(dòng)態(tài)特性可以理解的。
即，電感LAC的電壓等式可寫為L(zhǎng)AC(di/dt)=uAC(1.1)式中LAC,i及uAC為線路電感，線路電流及感應(yīng)電壓如果引入其頻率在穩(wěn)態(tài)下為ω的旋轉(zhuǎn)參考系，則i=Idcos(ωt)-Iqsin(ωt) (1.2)uAC=Udcos(ωt)-Uqsin(ωt)(1.3)電壓等式(1.1)可被分解成如下的分量等式L(dId/dt)=ωLIq+Ud(1.4)L(dIq/dt)=-ωLId+Uq(1.5)現(xiàn)在可理解，如圖6(b)中所示，如果Ud(施加電壓的有功部分)改變了，則Id(電流的有功部分)也改變及Iq(電流的無(wú)功部分)也受影響。圖7表示線路電流控制對(duì)DC電壓的耦合。線路電流控制引起的補(bǔ)償器電壓無(wú)功分量的快速變化產(chǎn)生了電感電壓的di/dt分量。因此，線路電流矢量I朝首先變化的方向移動(dòng)。然后，ωLi分量及di/dt分量以相同機(jī)理但相反的耦合彼此影響。其結(jié)果是，線路電流具有波動(dòng)及與補(bǔ)償器電壓同相位分量的有功分量。該有功分量現(xiàn)在引起有功功率在瞬態(tài)中從電力傳輸線流入DC電容器CDC，如圖7(b)所示。但是，如果線路電流受到控制，DC電壓顯然也受到線路電流控制的影響。
如從上面圖4,5,6,7的描述中可理解的，用于串聯(lián)補(bǔ)償器的控制器的主要目的是執(zhí)行控制，以如圖5中所示地增加/減小線路電流，及通過(guò)使有功潮流入DC電容器CDC來(lái)對(duì)DC電容器CDC充電，如圖6,7所示。以下將說(shuō)明這種控制器。
現(xiàn)有技術(shù)的電流及電壓控制圖8及圖9表示分別用于單相及三相系統(tǒng)的控制器。這種控制器基本包括一個(gè)電流環(huán)及一個(gè)電壓環(huán)的控制器已由第8屆歐洲電力電子學(xué)及應(yīng)用會(huì)議(EPE)論文集論文“混合式無(wú)變壓器無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器”，-洛桑1999，第1-10頁(yè)所公知。以下將參照?qǐng)D8說(shuō)明單相系統(tǒng)的控制原理方案。
串聯(lián)補(bǔ)償器3具有上述參照?qǐng)D2或4所解釋的結(jié)構(gòu)。它以補(bǔ)償器端子3a,3b串聯(lián)在電力傳輸線2a,2b中。該補(bǔ)償器3被調(diào)制信號(hào)m控制。電流傳感器24檢測(cè)線路電流I及電壓傳感器26檢測(cè)DC電容器電壓uDC。
在電流及電壓之間存在以下等式表示的關(guān)系(其中也包括線路電阻RAC):LACdidt=-RACi+μx-μc----(2.1)]]>CDCduDCdt=-GDCuDC+iDC----(2.2)]]>再引入如等式(1.2)及(1.3)的穩(wěn)態(tài)情況下的參考系ω得到i=idcosωt-iqsinωt (2.3)uC=ucdcosωt-ucqsinωt (2.4)ux=uxdcosωt-uxqsinωt (2.5)當(dāng)然，本領(lǐng)域技術(shù)人員理解，這些等式與復(fù)平面內(nèi)以例如i=Re[(id+jiq)ejωt]的矢量表達(dá)相一致。將等式(2.3)-(2.5)插入等式(2.1)可獲得LACdiddt-ωLACiq]cosωt-[LACdiqdt+ωLACid]sinωt=]]>[RACid+uxd-ucd]cosωt-[RACiq+uxq-ucq]sinωt---(2.6)]]>為了獲得旋轉(zhuǎn)參考系ω中AC電流的動(dòng)態(tài)等式，將求得余弦及正弦的系數(shù)LAC=diddt=-RACid+ωLACiq+uxd-ucd---(2.7)]]>LACdiqdt=-RACiq-ωLACid+uxq-ucq---(2.8)]]>等式(2.7)及(2.8)分別描述電流動(dòng)態(tài)變化。等式(2.2)中DC電壓的動(dòng)態(tài)變化可使用AC及DC側(cè)功率平衡而涉及AC電流動(dòng)態(tài)變化。當(dāng)然，在補(bǔ)償器3的輸出端子3a,3b上的輸出電壓uC直接涉及施加給逆變器7的調(diào)制信號(hào)m。因此，原則上，補(bǔ)償器3的輸出電壓uC具有以下與調(diào)制信號(hào)m的關(guān)系uC=muDC(2.9)再引入?yún)⒖枷郸丶皩⒃搮⒌认狄彩┘咏o調(diào)制信號(hào)有m=mdcos(ωt)-mqsin(ωt)，必須存在以下的幅值關(guān)系ucd=mduDC(2.10)ucq=mquDC(2.11)將等式(2.10)及(2.11)插入等式(2.7)及(2.8)得到LACdiddt=-RACid+ωLACiq+uxd-mduDC---(2.12)]]>LACdiqdt=-RACiq-ωLACid+uxq-mquDC---(2.13)]]>因?yàn)檠a(bǔ)償器的瞬時(shí)AC有功功率PAC=uC*i及瞬時(shí)DC有功功率PDC=uDC*iDC在無(wú)逆變器損耗的情況下必須平衡，DC電流可被寫為iDC=uCiuDC=mi=12(mdid+mqiq)+Δi~DC----(2.14)]]>式中ΔiDC代表在單相中AC功率的變化引起的電流波動(dòng)。ΔIDC可由下式表示(2.15)因此通過(guò)將等式(2.14)代入等式(2.2)可獲得等式(2.16)的DC電壓動(dòng)態(tài)變化CDCduDCdt=-GDCuDC+12(mdid+mqiq)+Δi~DC----(2.16)]]>以上等式尤其是等式(2.12)及(2.13)表示AC電流(id及iq)及DC電壓(uDC)實(shí)際可通過(guò)調(diào)制信號(hào)(md及即通過(guò)調(diào)制指數(shù)md及mq來(lái)控制。并且等式(2.16)表示這是可能的。
圖8表示一個(gè)系統(tǒng)中由兩個(gè)反饋控制環(huán)組成的基本控制器，其中一個(gè)是AC電流幅值控制及另一個(gè)是基于由上述等式得到的調(diào)制指數(shù)的DC電壓控制。因?yàn)闊o(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器僅可控制穩(wěn)態(tài)時(shí)的無(wú)功功率及AC電流的q-軸分量通過(guò)鎖相環(huán)18保持零值，mq涉及感性和容性電壓，并用于控制AC線路電流幅值。DC電壓被md控制，因?yàn)樗婕坝泄β始皟H為等式(2.16)中iq=0時(shí)可得到的信號(hào)。
圖8表示該串聯(lián)補(bǔ)償器基本控制的框圖。該控制器的組成為具有幅值檢測(cè)器21的電流控制器20，具有濾波器15的DC電壓控制器16，電流相位檢測(cè)器(PLL)18，坐標(biāo)變換單元14，及用DC電壓波動(dòng)補(bǔ)償裝置13補(bǔ)償DC電壓波動(dòng)。
原理上，圖8中所示的控制器執(zhí)行由上述等式(2.12),(2.13),(2.16)所限定的控制。幅值檢測(cè)器21檢測(cè)由電流檢測(cè)器24傳感的線路電流標(biāo)號(hào)22表示一個(gè)減法器，它從幅值檢測(cè)器輸出值id中減去指令值idref。標(biāo)號(hào)20表示電流控制器，例如為PI或PID控制器，它輸出調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)部分mq。
標(biāo)號(hào)15表示一個(gè)濾波器，用于對(duì)基波頻率的二次諧波濾波。標(biāo)號(hào)19表示減法器，用于從電壓指令uDCref中減去濾波器15的輸出。標(biāo)號(hào)16表示DC電壓控制器，即PI或PID控制器，它輸出調(diào)制信號(hào)m的實(shí)數(shù)部分md。
如以上所解釋的，標(biāo)號(hào)18表示相位檢測(cè)器(例如鎖相環(huán)PLL)，它輸出鎖在由電流檢測(cè)器24檢測(cè)的線路電流I的相位上的參照信號(hào)sin(ωt),cos(ωt)。如上所述，基本上，無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器3輸出無(wú)功電壓Uc，及由此原因，該控制系統(tǒng)需要關(guān)于AC線路電流i相位的輸出。在圖8的單相系統(tǒng)中，使用從AC電流I直接測(cè)量相位。相位檢測(cè)器18包括一個(gè)鎖相環(huán)PLL，它產(chǎn)生相位的余弦及正弦函數(shù)。
標(biāo)號(hào)14表示坐標(biāo)變換裝置，它包括第一及第二乘法器14a,14b，用于使調(diào)制信號(hào)m的實(shí)數(shù)及虛數(shù)部分mq,md乘以參考信號(hào)sin(ωt),cos(ωt)。標(biāo)號(hào)14c表示減法器，它從第二乘法器14b的輸出中減去第一乘法器14a的輸出。其輸出為調(diào)制信號(hào)m，它是一個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)。
如上所述，標(biāo)號(hào)13表示一個(gè)DC電壓波動(dòng)裝置，它包括一個(gè)乘法器13a及除法器13b。乘法器13a將減法器14c的輸出信號(hào)乘以除法器13b的輸出，并輸出調(diào)制信號(hào)m。除法器13b將濾波器15的輸出除以濾波器15的輸入。濾波器15及單元13可選擇地使周，雖然它們的使用可有利地減小諧波作用。
上述單元基于傳感電流i及傳感的DC電容器電壓uDC形成用于電流及電壓兩個(gè)控制環(huán)。
電流控制環(huán)輸出q-軸調(diào)制指數(shù)mq，并使用反饋控制來(lái)控制AC電流的幅值。當(dāng)測(cè)量電流幅值id大于參考值時(shí)，電流控制器20在正向上修改mq，以移向較小的電流工作點(diǎn)。當(dāng)測(cè)量電流幅值id小于參考值時(shí)，在反方向上執(zhí)行操作。因此，在電流控制器20緊前面的減法器22對(duì)于參考信號(hào)idref具有負(fù)號(hào)。對(duì)于單相補(bǔ)償器，幅值檢測(cè)器21最好是峰值檢測(cè)器、整流器等。
另一方面，電壓控制器16輸出調(diào)制信號(hào)m的有功分量md，以控制補(bǔ)償器3的DC電壓當(dāng)DC電壓下降時(shí)，電壓控制器16將增加md，以使補(bǔ)償器3的AC電壓有功分量增加及執(zhí)行從AC系統(tǒng)向DC電容器流入功率。當(dāng)DC電壓uDC增加時(shí)，md將被DC電壓控制器16在負(fù)向上修改。在DC電壓中具有由一個(gè)周期中單相AC功率變化引起的兩倍于基頻的波動(dòng)。為了減小控制器中的波動(dòng)，最好設(shè)置檢測(cè)濾波器15，因?yàn)樵擃l率通常比電壓控制環(huán)的主頻率高很多。
相位檢測(cè)器18檢測(cè)或跟隨AC電流i的相位，以提供同相的正弦參考信號(hào)sin(ωt)及另一與AC電流正交的信號(hào)cos(ωt)。在圖8中cos(ωt)是同相的參考信號(hào)及sin(ωt)是相差90°的信號(hào)。
當(dāng)mq及md從電流及電壓控制環(huán)輸出時(shí)，組合裝置14、即坐標(biāo)變換裝置將mq及md轉(zhuǎn)換成單相AC調(diào)制信號(hào)。在此情況下，mq是超前AC電流90°的分量，由此在變換的減法中對(duì)于mqsin(ωt)具有負(fù)號(hào)。
如上所述，DC電壓波動(dòng)補(bǔ)償裝置13設(shè)在坐標(biāo)變換裝置14的下游。作為單相AC/DC變換器，DC功率的波動(dòng)具有AC功率傳輸系統(tǒng)基頻的兩倍頻率。此外，補(bǔ)償器的AC輸出電壓被標(biāo)為m*uDC。如果調(diào)制信號(hào)m是正弦的，它將由波動(dòng)引起失真。因此，最好進(jìn)行波動(dòng)的補(bǔ)償，以便保持輸出電壓與二次諧波無(wú)關(guān)。濾波器15輸出的濾波DC電壓(無(wú)波動(dòng))除以瞬時(shí)DC電壓uDC(有波動(dòng))對(duì)減法器19提供補(bǔ)償信號(hào)。坐標(biāo)變換的輸出乘以該補(bǔ)償信號(hào)。因此，輸入到減法器19的補(bǔ)償信號(hào)可被表達(dá)為uDCO/uDC，其中uDCO為電容器電壓uDC的DC分量。因此調(diào)制信號(hào)可被寫為m=uDCOmo/uDC(3.1)式中mo是變換單元13的輸出，及補(bǔ)償器的輸出電壓uC正比于mouC=uDCO*mo(3.2)雖然圖8表示用于單相系統(tǒng)的控制器的原理結(jié)構(gòu)，但圖9的三相系統(tǒng)控制器完全類似于圖8中的單相系統(tǒng)。除了圖8中的各單元外，圖9還包括三相極坐標(biāo)變換單元21及相位轉(zhuǎn)動(dòng)單元17。相位檢測(cè)器18接收來(lái)自電壓檢測(cè)器23的信號(hào)，后者以參考系ω檢測(cè)三個(gè)線路電壓的相位。基本上，三相極坐標(biāo)變換單元21輸出由電流檢測(cè)器24檢測(cè)的三相電流值的電流幅值id。類似地由圖8中相位檢測(cè)器18輸出的參考信號(hào)sinθ,cosθ在這里由電流相位檢測(cè)器17輸出。如圖8中那樣，坐標(biāo)變換裝置14接收調(diào)制指數(shù)mq,md及由三相極坐標(biāo)變換單元21輸出的檢測(cè)電流幅值。在圖9中的其它單元完全相應(yīng)于參照?qǐng)D8描述的單元，其區(qū)別在于對(duì)每相分別設(shè)置了補(bǔ)償器3,DC電壓波動(dòng)補(bǔ)償裝置13，坐標(biāo)變換裝置14,DC電壓控制器16及2f濾波器。
如上所述，該無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器3輸出無(wú)功電壓Uc及為此原因該控制系統(tǒng)在三相系統(tǒng)中也需要關(guān)于AC線路電流i的相位的輸入。在圖9的三相系統(tǒng)中，使用AC電壓間接地測(cè)量相位。相位檢測(cè)器18包括鎖相環(huán)PLL的相位檢測(cè)器18首先產(chǎn)生AC電壓的相位。但是，AC電壓的相位與AC電流的相位不同，以致需要修改。該修改是由相位差檢測(cè)單元21及相位轉(zhuǎn)動(dòng)單元17作出的。使用這些單元21,17，修改信號(hào)sinθ,cosθ與AC電流i同步。這些單元的功能如下。
單元21接收由電流傳感器24檢測(cè)的三相AC電流，及輸出它的幅值及與AC電壓相位(如由傳感AC線路電壓相位的相位檢測(cè)器18的輸出sinωt,cosωt提供的)的相位差。因此，該單元21基于幅值檢測(cè)輸出電流幅值id及通過(guò)相位差檢測(cè)輸出相位φ。
如上所述，單元18基本上響應(yīng)相位檢測(cè)。它輸出相應(yīng)相位的正弦及余弦函數(shù)。因此，正弦及余弦函數(shù)代表輸入AC電壓的單位幅值信號(hào)。例如，一個(gè)AC電壓相位與余弦函數(shù)具有相同的相位，及另外的電壓相位具有±120°相位差。在單元14中使用單位幅值A(chǔ)C信號(hào)。相位轉(zhuǎn)動(dòng)單元17接收電壓PLL單元18的余弦及正弦函數(shù)，它們各具有與AC線路電壓相同的相位。但是，坐標(biāo)變換裝置14需要AC電流相位，而不是AC電壓相位。因此，相位轉(zhuǎn)動(dòng)裝置17修改電壓PLL單元18的輸出，以使余弦及正弦函數(shù)具有與AC電流相同的相位。這基本是由矢量的轉(zhuǎn)動(dòng)變換得到的，這些矢量是笛卡兒坐標(biāo)的笛卡兒分量、即余弦及正弦表示的。
上述用于電流及電壓控制的控制系統(tǒng)被概括在圖10的框圖中。這就是，由單元24,21,18,22,20提供電流控制環(huán)及由單元26,15,19,16提供電壓控制環(huán)。組合裝置14,13可以等同，它們組合調(diào)制指數(shù)mq及md，以便最后將調(diào)制信號(hào)m輸出給補(bǔ)償器3。
恒定DC電壓及恒定調(diào)制指數(shù)控制的問(wèn)題如上參照?qǐng)D1-10所解釋的，如圖8中所示的控制器產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)m=mdcos(ωt)-mqsin(ωt)，并通過(guò)載波信號(hào)CS1,CS2使施加到補(bǔ)償器端子3a,3b的電容器電壓uDC受到控制，以便執(zhí)行基本如圖5所示的線路電流控制。如果載波信號(hào)CS具有恒定的幅值及頻率，則補(bǔ)償器端子輸出電壓(如圖11a所示)的波形為脈寬調(diào)制信號(hào)，它的波形是由調(diào)制信號(hào)幅度確定的(當(dāng)然也由頻率、這里為線路頻率確定，假定它為恒定)。因?yàn)檠a(bǔ)償器端子輸出電壓基于調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生，輸出電壓的基波分量被視為與調(diào)制信號(hào)相同，如圖11B所示。但是，補(bǔ)償器端子輸出電壓也包括諧波如圖11c所示。這些諧波是不希望有的，因?yàn)閷?shí)際由補(bǔ)償器端子供電的電壓僅包括如圖11b所示的基波分量。諧波分量的產(chǎn)生量當(dāng)然取決于特征信號(hào)幅值。例如，當(dāng)調(diào)制信號(hào)幅值增加時(shí)，最后存在一種情況，即調(diào)制信號(hào)幅值任何時(shí)候均超過(guò)其載波信號(hào)的幅值。以使得施加給端子3a,3b的電容器電壓為完全對(duì)應(yīng)基波分量波形的方波。這就是，當(dāng)調(diào)制指數(shù)等于1時(shí)，當(dāng)然基波分量的值將大于任何諧波分量。
圖12表示基波幅值及諧波的有效值(均方根值)，及可看到，諧波分量根據(jù)調(diào)制信號(hào)(基波分量)變化，即更確切地，隨調(diào)制指數(shù)變化。從圖12可看到，對(duì)于大于≈0.65的任何調(diào)制指數(shù)，諧波具有比基波分量低的值，以使得在0.65-1之間的區(qū)域中(例如圖12所示)可使用補(bǔ)償器輸出電壓的調(diào)制指數(shù)控制，即調(diào)制信號(hào)的幅值應(yīng)根據(jù)希望產(chǎn)生的輸出電壓來(lái)變化。但是，應(yīng)指出，在≤0.65的低調(diào)制指數(shù)區(qū)域(低基波分量區(qū)域)中諧波有效值大于基波分量。因此，最好選擇具有≥0.65的高調(diào)制指數(shù)的恒定調(diào)制指數(shù)控制，因?yàn)檫@樣可獲得足夠的諧波抑制。
但是，恒定調(diào)制指數(shù)控制具有另外問(wèn)題，如DC電壓的可控性能在零或很低的DC電壓區(qū)域中變壞，因?yàn)闊o(wú)功電壓不能足夠地注入線路中。因此，不能對(duì)補(bǔ)償器端子輸出電壓的所有值運(yùn)用恒定調(diào)制指數(shù)控制。尤其是，在恒定調(diào)制指數(shù)方法中，電流控制器20調(diào)節(jié)DC電壓但是，如果補(bǔ)償端子輸出電壓為零，則DC控制控制電壓也為零。在此情況下，DC電容器不再能從傳輸線吸收有功功率及DC電壓不再能被受控制。因此，DC電容器cDC必需由電池或預(yù)充電電路充電。為了避免零線路電壓uC，美國(guó)專利US5198746使用絕對(duì)值電路，它將電壓箝在預(yù)定值上，甚至當(dāng)逆變器零輸出端子電壓時(shí)也如此。因此，能保持可控制性能。
因此，在低補(bǔ)償器輸出端子電壓的情況下，對(duì)于連續(xù)工作不能使用恒定調(diào)制指數(shù)控制，即必需保證DC控制電壓的最小限值。
此外，當(dāng)運(yùn)用恒定調(diào)制指數(shù)方法時(shí)，如果在單相逆變器中DC電壓受到擾動(dòng)，當(dāng)補(bǔ)償器輸出端子低電壓時(shí)DC電容器電壓達(dá)到零。因此，輸出端子電壓的可控性能下降。這些擾動(dòng)的原因是，單相逆變器的DC電流包括由于瞬時(shí)功率變化引起的二次諧波擾動(dòng)。因此，在DC電路中缺少二次諧波濾波器的情況下，DC電壓具有相同頻率的擾動(dòng)。如果DC電壓擾動(dòng)幅值大于DC電容器電壓的平均值，DC電容器的瞬時(shí)電壓將達(dá)到零。由于使用了反并聯(lián)二極管，逆變器不能提供負(fù)的DC電壓，因此，當(dāng)擾動(dòng)引起DC電容器降低到零以下時(shí)，補(bǔ)償器端子輸出電壓不可被控制。
但是，補(bǔ)償器端子輸出電壓uC不能僅由調(diào)制指數(shù)(即調(diào)制信號(hào)幅值)控制，而也要由改變DC電容器電壓uDC而不是調(diào)制指數(shù)來(lái)控制。其理由是，補(bǔ)償器端子輸出電壓uC取決于電容器電壓uDC的幅值。因此，不僅脈寬的改變(調(diào)制指數(shù)的改變)，而且電容器DC電壓uDC的改變可導(dǎo)致不同輸出電壓uC的產(chǎn)生。因而，補(bǔ)償器端子輸出電壓uC可被電容器DC電壓和/或調(diào)制信號(hào)幅值控制。
如以上參照?qǐng)D5(a),5(b)及5(c)所說(shuō)明的，可通過(guò)補(bǔ)償器3輸出的電壓來(lái)控制線路電流i?；ǖ姆悼赏ㄟ^(guò)改變脈寬(通過(guò)改變調(diào)制信號(hào)幅值=調(diào)制指數(shù)控制)或通過(guò)改變DC電容器的實(shí)際電壓uDC(通過(guò)調(diào)節(jié)參考電壓uDCref)或通過(guò)這兩種方法的組合來(lái)改變。圖13及圖14分別表示對(duì)于恒定DC電壓方法及可調(diào)DC電壓方法的輸出電壓波形的例子。圖15表示可調(diào)DC電壓控制方法的效果。
當(dāng)補(bǔ)償器輸出端子電壓被具有高調(diào)制指數(shù)的DC電壓(見(jiàn)圖14)控制時(shí)，逆變器輸出電壓的諧波分量減小，如可從圖15看出。圖15表示具有單位調(diào)制指數(shù)的可調(diào)DC電壓的基波分量及諧波分量。因?yàn)樵摬ㄐ晤愃朴谠谡麄€(gè)區(qū)域中單位調(diào)制指數(shù)的波形，基波及諧波分量的比例對(duì)于所有調(diào)制指數(shù)均相同。因此，諧波分量總是低于基波分量，并小于恒定DC電壓控制的諧波分量(即如圖12及15中虛線所示的可變調(diào)制指數(shù)控制)。如果假定沒(méi)有來(lái)自傳輸線系統(tǒng)源1a,1b的諧波注入，線路電流的諧波完全取決于逆變器輸出電壓的諧波。如果使用了可調(diào)節(jié)DC電壓方法，諧波的值將總是低于基波分量的值，以致不會(huì)產(chǎn)生問(wèn)題。
與是使用恒定還是可調(diào)DC電壓控制方法無(wú)關(guān)，逆變器元件的電流是相同的，因?yàn)樵撾娏鲗?shí)際是流過(guò)線路的線路電流i。逆變器元件的損耗、如晶閘管及二極管的損耗固定地取決于流過(guò)的電流如果開(kāi)關(guān)頻率降低，元件損耗也降低。但是，如果開(kāi)關(guān)頻率降低，補(bǔ)償器端子輸出電壓uC的諧波將增加。因此，在由最大發(fā)生諧波設(shè)置的預(yù)定限值下開(kāi)關(guān)頻率不可降低。因而，當(dāng)逆變器低損耗工作時(shí)(降低開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到其下限)，僅可降低DC電容器電壓來(lái)進(jìn)一步降低諧波(假定恒溫的條件)。此外，降低DC電容器電壓也可減小DC電容器或補(bǔ)償器中濾波元件的漏電損耗。
暫態(tài)問(wèn)題如果在傳輸線2a,2b中的電源1a,1b具有恒定電壓幅值及相位，電流i的當(dāng)前幅值主要正比于簡(jiǎn)化傳輸線2a,2b電感上的電壓uL。如參照?qǐng)D5已解釋的，補(bǔ)償器3可通過(guò)在補(bǔ)償器端子輸出電壓上注入補(bǔ)償電壓uC來(lái)改變電壓uL。因此電流幅值的改變正比于注入電壓uC的幅值。這意味著，電流控制器的輸出應(yīng)與注入電壓uC具有線性關(guān)系。如果電流控制器的輸出正比于補(bǔ)償電壓uC，該控制器可線性地工作。例如，需要改變的電流幅值是兩倍大，電流控制器可使它的輸出mq(ccout)改變到它先前值的兩倍。這就是，電流幅值正比于(架空線電壓uX)-(注入電壓uC)。但是，如果參考電壓突然降低，在此瞬態(tài)電容器上的電壓可達(dá)到零。如上所述，必需避免零電壓，因?yàn)槟孀兤鞯拈_(kāi)關(guān)元件僅可處理正電壓。因此，在使用線路電流的可調(diào)節(jié)DC電壓控制情況下參考電壓瞬時(shí)減小時(shí)，在電容器上出現(xiàn)零電壓的附加問(wèn)題。
耦合控制的問(wèn)題如由等式(2.12),(2.13)及(2.16)已得出的，該控制器的固有問(wèn)題是-由于線路阻抗LAC引起的電流與電壓的耦合-該控制以固有的方式進(jìn)行，即電壓uDC也依賴于調(diào)制指數(shù)mq(如虛線VDEP所示)，及檢測(cè)電流id也依賴于調(diào)制指數(shù)md(如虛線CDEP所示)。這就是，由上述耦合等式(1.1)-(1.5)及(2.1)-(2.16)可清楚地看到，圖8,9的控制器執(zhí)行的電流及電壓的控制不是彼此獨(dú)立的。
圖16中的概圖表示如圖10中的虛線VDEP,CDEP所示相同的依賴性。圖17b表示圖16的傳遞函數(shù)的頻率特性及電力傳輸線的不同電流幅值。如圖17a所示，調(diào)制指數(shù)有功分量md與電流幅值id的耦合大于電流幅值的主傳遞函數(shù)。另一耦合與主傳遞函數(shù)相比在高頻區(qū)域具有大的增益。此外，主傳遞函數(shù)隨工作點(diǎn)(在此情況下為電流幅值)改變，因此，使用圖16的控制系統(tǒng)將使控制性能變差。此外，應(yīng)指出，圖10,16中的耦合控制獨(dú)立地進(jìn)行，不管是考慮單相系統(tǒng)還是三相系統(tǒng)。
圖17a表示包括耦合控制的基本控制的階躍響應(yīng)。如在圖17a中時(shí)間點(diǎn)0.1上所示，當(dāng)DC電壓以階躍函數(shù)改變時(shí)(為了確定電壓及電流之間的動(dòng)態(tài)耦合)，在AC線電流中具有大的脈動(dòng)。類似地，當(dāng)階躍函數(shù)-DC線電流ed發(fā)生類似變化時(shí)，則-在時(shí)間點(diǎn)0.5上-DC電壓也發(fā)生變化。因此，圖17a也表示在用于無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器的傳統(tǒng)控制器中電壓及電流的控制不能單獨(dú)地進(jìn)行。
如上所述，傳統(tǒng)控制器或是以可變調(diào)制指數(shù)及恒定DC電壓工作，或是以恒定調(diào)制指數(shù)及可變DC電壓工作。但是，仍具有在補(bǔ)償器端子輸出電壓中產(chǎn)生諧波的問(wèn)題。此外，具有DC電壓降到零使控制不能進(jìn)行的問(wèn)題。此外具有開(kāi)關(guān)損耗及電容器漏電損耗的問(wèn)題。還具有瞬態(tài)特性中零電壓的問(wèn)題。另外具有電壓及電流控制環(huán)相耦合的主要問(wèn)題。
本發(fā)明是為了克服上述問(wèn)題作出的。本發(fā)明的主要目的是提供一種控制器，它能降低補(bǔ)償器端子輸出電壓中的諧波產(chǎn)生并能避免零電壓。
該目的是通過(guò)一種用于控制插入在傳輸線中的無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器的控制器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，該控制器包括線路電流檢測(cè)裝置，用于檢測(cè)在電力傳輸線中流動(dòng)的線路電流DC電壓檢測(cè)裝置，用于檢測(cè)與無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器中逆變器的調(diào)制器相連接的電容器上的DC電壓；調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置，用于產(chǎn)生形式為m=mdcos(ωt)-mqsin(ωt)的逆變器調(diào)制信號(hào)，其中ω=供給補(bǔ)償器的調(diào)制器的作為調(diào)制信號(hào)的線路頻率；電流控制環(huán)，用于將線路電流控制到參考值，所述電流控制環(huán)的電流控制器輸出調(diào)制信號(hào)的調(diào)制指數(shù)mq’；及電壓控制環(huán)，用于將DC電容器的DC電壓控制到預(yù)定參考值上，所述電壓控制環(huán)的DC電壓控制器輸出所述調(diào)制信號(hào)的調(diào)制指數(shù)md’。
這就是，根據(jù)本發(fā)明的第一方面，將基于這樣的方式執(zhí)行控制，即對(duì)于高輸出電壓區(qū)域使用可調(diào)節(jié)DC電壓控制及對(duì)于低輸出電壓區(qū)域使用恒定DC電壓控制。因比，在高輸出電壓區(qū)域中諧波被減少，及在低輸出電壓區(qū)域中與恒定高DC電壓控制相比諧波仍被減少。這種控制器也避免了DC電容器上的零DC電壓及維持了最小DC電壓，用于從容性到感性方式或相反的連續(xù)工作。根據(jù)本發(fā)明的控制器還具有降低開(kāi)關(guān)損耗的優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)橹辽僭诳烧{(diào)節(jié)DC電壓控制中可選擇恒定的調(diào)制指數(shù)，以使得開(kāi)關(guān)頻率盡可能小。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，該控制器包括變化率限制器，用于限制施加給電壓控制環(huán)的預(yù)定電壓的變化率。這避免了在瞬態(tài)時(shí)電容器DC電壓速降到零。因此，該變化率限制器尤其解決了在可調(diào)節(jié)DC電壓區(qū)域中避免在瞬態(tài)時(shí)零DC電壓的問(wèn)題-特別是電流參考值突然變化時(shí)。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，尤其是對(duì)于在可調(diào)節(jié)DC電壓區(qū)域中使用變化率限制器，根據(jù)本發(fā)明的控制器還包括去耦控制裝置，它接收電流控制器的調(diào)制指數(shù)mq’及DC電壓控制器的調(diào)制指數(shù)md’，及將新的調(diào)制指數(shù)mq及md輸出給調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置，以使得線路電流獨(dú)立于DC電壓控制器的輸出md’及使得DC電容器電壓獨(dú)立于電流控制器的輸出mq’，其中AC電流幅值及DC電容器電壓可被獨(dú)立地控制。在電壓及電流控制環(huán)中設(shè)有去耦控制裝置，并用于作與電壓控制調(diào)制指數(shù)無(wú)關(guān)的電流控制及與電流調(diào)制指數(shù)無(wú)關(guān)的電壓控制。與變化率限制器相組合，這進(jìn)一步改善了當(dāng)瞬態(tài)參考電壓突然變化時(shí)的動(dòng)態(tài)性能。
本發(fā)明的其它有利實(shí)施例及改進(jìn)被列在從屬權(quán)利要求中。以下將參照其有利實(shí)施例來(lái)描述。但是，應(yīng)當(dāng)理解以下在


中的描述僅涉及本發(fā)明人目前認(rèn)為的最佳實(shí)施方式。尤其是，本發(fā)明可包括多個(gè)特征組成的實(shí)施例，這些特征在權(quán)利要求書(shū)及說(shuō)明書(shū)中是被獨(dú)立地描述的。
在所有附圖中，相同及相似的標(biāo)號(hào)表示相同及相似的部分。
圖1a表示電力傳輸系統(tǒng)中串聯(lián)補(bǔ)償器的主要結(jié)構(gòu)；圖1b表示包括用于每相的補(bǔ)償器的三相系統(tǒng)；圖2表示用在圖1a,1b中的一個(gè)典型補(bǔ)償器的詳細(xì)框圖；圖3表示圖2中所示逆變器的PWM控制；圖4(a)-(b)包括根據(jù)圖1a,1b的補(bǔ)償器的電力傳輸系統(tǒng)中電壓及電流的主要關(guān)系；圖5(a)-(c)表示用于控制線電流的矢量圖；圖6(a)-(c)表示當(dāng)DC電容器CDC充電時(shí)電壓及電流依賴性的矢量圖；圖7(a)-(c)表示當(dāng)瞬態(tài)時(shí)DC電容器的充電；圖8表示傳統(tǒng)的單相控制器；圖9表示傳統(tǒng)的三相控制器；圖10表示圖8及圖9控制器中耦合作用的概圖；圖11表示在補(bǔ)償器端子輸出電壓中的諧波分量的產(chǎn)生；圖12表示當(dāng)使用可變調(diào)制指數(shù)控制時(shí)將諧波分量有效值與基波分量有效值比較的示圖；圖13表示恒定DC電壓控制的一個(gè)例子；圖14表示可調(diào)節(jié)DC電壓控制的一個(gè)例子；圖15表示當(dāng)使用可調(diào)節(jié)DC電壓控制時(shí)將諧波分量有效值與基波分量有效值比較的示圖；圖16表示圖10中所示耦合作用的概圖圖17a表示圖8,9中所示基本控制器的階躍響應(yīng)；
圖17b表示圖8,9中所示傳統(tǒng)控制器的增益特性；圖18a,18b表示根據(jù)本發(fā)明的控制器，它尤其包括控制方法選擇裝置SS(信號(hào)分離器)；圖19表示圖18中所示控制方法選擇裝置的功能；圖20表示信號(hào)分離器的第一實(shí)施例；圖21表示信號(hào)分離器的第二實(shí)施例；圖22表示根據(jù)本發(fā)明的控制器的特性，尤其將它們與根據(jù)傳統(tǒng)技術(shù)的恒定DC電壓控制相比較；圖23表示信號(hào)分離器的第三實(shí)施例，尤其是根據(jù)本發(fā)明第二方面用于避免瞬態(tài)時(shí)零電壓的變化率限制器；圖24表示當(dāng)在恒定調(diào)制指數(shù)控制方法中使用根據(jù)本發(fā)明第二方面的變化率限制器時(shí)的靜態(tài)特性及瞬變軌跡；圖25a表示當(dāng)使用圖23中的變化率限制器時(shí)變量隨時(shí)間的變化；圖25b表示當(dāng)在信號(hào)分離器前放置變化率限制器時(shí)變量隨時(shí)間的變化；圖25c表示離散時(shí)間方式的變化率限制器的實(shí)施例；圖25d表示類似于圖24中的變化率限制器的功能；圖26表示根據(jù)表發(fā)明第二方面的信號(hào)分流器的第四實(shí)施例；圖27a表示根據(jù)本發(fā)明控制器的第三方面，尤其包括在圖16中所示耦合單元上游的去耦控制裝置；圖27b表示根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的控制器的原理框圖，它包括根據(jù)圖27a的去耦控制裝置；圖27c表示根據(jù)非線性微分的近似方程執(zhí)行的去耦；圖28表示包括根據(jù)本發(fā)明的具有電壓PLL的三相系統(tǒng)一個(gè)實(shí)施例的去耦控制的控制器框圖；圖29表示根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的去耦控制裝置的詳細(xì)框圖；圖30a表示根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的單相控制器的框圖；圖30b表示根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的分量檢測(cè)器；圖31a表示使用根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的去耦控制的階躍響應(yīng)；圖31b表示具有根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的簡(jiǎn)化去耦控制的增益特性；圖32a表示如圖14的一個(gè)三相系統(tǒng)，但是使用根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的用于線路電流相位檢測(cè)的電流PLL；圖32b表示如圖16a的一個(gè)單相系統(tǒng)，但是使用根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的用于線路電流相位檢測(cè)的電壓PLL；及圖33表示根據(jù)本發(fā)明第三方面的控制器，它與圖27-32中所示的去耦控制一起使用信號(hào)分離器；圖34表示信號(hào)分離器的第五實(shí)施例；圖35表示當(dāng)在圖33的去耦控制器中使用信號(hào)分離器時(shí)的瞬態(tài)特性。
第一方面(控制方法選擇)如上所述，根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)，在補(bǔ)償器端子3a,3b上的輸出電壓uC可用兩種不同控制方法控制。第一種控制方法是改變調(diào)制信號(hào)m的幅值的技術(shù)，它導(dǎo)致脈寬的改變及由此輸出電壓uC的改變(見(jiàn)圖13)。第二種方法是通過(guò)改變DC電容器電壓UDC改變輸出電壓的技術(shù)。兩種方法均具有其問(wèn)題，即產(chǎn)生諧波，DC電容器電壓跌到低于零值(阻礙了控制及從線路取得有功功率)及開(kāi)關(guān)損耗。以下將參照?qǐng)D18a，圖18b及圖19來(lái)描述避免這些問(wèn)題的本發(fā)明的第一方面。
圖18a表示該控制器的框圖，它包括線路電流檢測(cè)裝置24,DC電壓檢測(cè)裝置26，調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置13,14，電流控制環(huán)18,21,22,20及電壓控制環(huán)15,19,16，如已參照?qǐng)D10所描述的，這就是，調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置13,14產(chǎn)生m=mdcos(ωt)-mqsin(ωt)形式的調(diào)制信號(hào)，它用于將DC電容器CDC的DC電壓施加給補(bǔ)償器端子3a,3b。電流控制器20輸出相應(yīng)于補(bǔ)償器所需補(bǔ)償器端子輸出電壓uC的控制信號(hào)。此外，根據(jù)預(yù)定的參考電壓uDCref，電壓控制器16輸出用于所述調(diào)制信號(hào)的調(diào)制指數(shù)md。
根據(jù)本發(fā)明，這種控制器還包括一個(gè)控制方法選擇裝置SS(以下稱為“信號(hào)分離器”)，作為其輸入它接收由電流控制器20輸出的控制信號(hào)ccout，它具有輸出所述調(diào)制信號(hào)m的調(diào)制指數(shù)mq的第一輸出，及具有第二輸出，即連接到電壓控制環(huán)的減法器19及輸出預(yù)定參考電壓uDCref。如圖18a所示，由控制方法選擇裝置SS輸出的調(diào)制指數(shù)mq施加給裝置13,14等，其方式與圖10中相同。但是控制方法選擇裝置SS連接到電壓控制環(huán)允許根據(jù)電流控制器輸出信號(hào)ccout調(diào)節(jié)預(yù)定參考電壓uDCref，它指示所需的補(bǔ)償器端子輸出電壓。因此，根據(jù)電流控制器輸出信號(hào)ccout可通過(guò)調(diào)節(jié)調(diào)制指數(shù)mq(改變調(diào)制信號(hào)幅值)和/或參考電壓uDCref(調(diào)節(jié)DC電容器電壓uDC的幅值)來(lái)組合控制補(bǔ)償器端子輸出電壓uc。以下將說(shuō)明通過(guò)控制方法選擇裝置SS怎樣產(chǎn)生mq,uDCref的技術(shù)。
但首先，應(yīng)當(dāng)理解，根據(jù)本發(fā)明的電流控制裝置SS可被用于如圖8或圖9中所示的單相系統(tǒng)或三相系統(tǒng)。圖18b表示單相系統(tǒng)的實(shí)施例，其中當(dāng)然僅設(shè)置一個(gè)控制方法選擇裝置SS。在圖9的三相系統(tǒng)中使用單個(gè)電流控制器20，因此，在三相系統(tǒng)的情況下，也僅設(shè)置一個(gè)控制方法選擇裝置SS(插在電流控制器20及調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置14,13之間)。在此情況下，對(duì)于所有三相mq及DC參考電壓uDCref是相同的。換一種方式，如果各個(gè)相用如圖18b所示的單獨(dú)控制器時(shí)，當(dāng)然電流控制器及控制方法選擇裝置SS要設(shè)置三個(gè)。在圖18a中用圍繞框SS的虛線表示使用一個(gè)或三個(gè)控制方法選擇裝置SS。
圖19表示控制方法選擇裝置SS的功能。因?yàn)檩敵鲭妷嚎杀籇C電壓uDC及調(diào)制指數(shù)mq兩者控制，該選擇裝置SS提供選擇，使可調(diào)DC電壓控制用于高輸出電壓區(qū)域及使恒定DC電壓控制用于低輸出電壓區(qū)域。通過(guò)預(yù)定補(bǔ)償器端子輸出電壓閾值ucth，例如最大DC電壓的20％來(lái)分隔高電壓及低電壓區(qū)域。這就是，當(dāng)補(bǔ)償器端子輸出電壓uC大于預(yù)定補(bǔ)償器端子輸出電壓閾值ucth時(shí)，控制方法選擇裝置SS輸出恒定調(diào)制指數(shù)mq及根據(jù)由電流控制器輸出ccout所指示的補(bǔ)償器端子輸出電壓uC的增加或減小來(lái)增加或減小參考電壓uDCref。如上參照?qǐng)D15所述及由圖19中以“諧波分量”線表示的，在控制區(qū)域uC＞ucth時(shí)諧波減小，由此沒(méi)有諧波產(chǎn)生的問(wèn)題，即諧波分量的有效值總是低于基波分量的有效值。
當(dāng)補(bǔ)償器端子輸出電壓uC小于所述預(yù)定補(bǔ)償器端子輸出電壓閾值ucth、即uC＜ucth時(shí)，控制方法選擇裝置SS輸出實(shí)質(zhì)恒定的參考電壓uDCref及根據(jù)由所述電流控制器輸出ccout所指示的補(bǔ)償器端子輸出電壓uC的增加或減小來(lái)增加或減小調(diào)制指數(shù)mq。在uC≤ucth的低輸出電壓區(qū)域中，諧波電流不象圖15所示地減小，但是與圖19中虛線所示恒定高DC電壓方法相比仍有減小。因此，對(duì)于uC＞ucth，諧波線與圖15中相同。因?yàn)镈C電壓下降、例如最大下降20％，當(dāng)最大DC電壓在低區(qū)中時(shí)，諧波分量也是恒定DC電壓方法的20％。因?yàn)閷?duì)于高輸出電壓區(qū)域使用了可調(diào)節(jié)DC電壓控制(恒定調(diào)制指數(shù))及對(duì)于低輸出電壓區(qū)域使用了恒定DC電壓控制(可變調(diào)制指數(shù))并由于在閾值電壓ucth上匹配這兩種方法，可在整個(gè)輸出電壓范圍上獲得低諧波分量。
除了在整個(gè)控制范圍上保持低諧波分量外，根據(jù)本發(fā)明的控制方法還具有另外優(yōu)點(diǎn)。如上所述，在控制范圍uC＜ucth中，被設(shè)置成恒定的DC電容器電壓(圖13)。尤其是設(shè)置成，在電壓ucth=0.2*uDCmax(可調(diào)節(jié)DC電壓控制的最低值)時(shí)獲得低諧波分量。即使這時(shí)控制方法被轉(zhuǎn)換到可變調(diào)制指數(shù)控制(而保持電容器電壓UDC到0.2UDCmax的恒定電平)及當(dāng)具有零補(bǔ)償器輸出電壓uC時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生問(wèn)題。如果突然需要從零增加輸出電壓，則首先增加調(diào)制指數(shù)mq及然后增加電容器電壓因此，甚至在零電壓輸出時(shí)，也可以進(jìn)行控制。
如上所述，當(dāng)輸出電壓從100％到20％時(shí)，通過(guò)減小電壓控制環(huán)的參考電壓uDCref來(lái)降低電容器電壓uDC。在譬如20％的最大輸出電壓上獲得的DC電容器電壓這時(shí)被用作低輸出電壓區(qū)域最的恒定電容器電壓(這時(shí)改變調(diào)制指數(shù)而非電容器電壓)?？蛇@樣設(shè)計(jì)最小DC電壓，即甚至當(dāng)DC電壓中出現(xiàn)擾動(dòng)時(shí)也能使瞬時(shí)DC電容器電壓保持正值。如上所述，尤其是用于三相系統(tǒng)的無(wú)變壓器結(jié)構(gòu)在每相中具有單相逆變器，因此DC電壓可具有這種電壓擾動(dòng)。這就是，如果將在低輸出端子電壓區(qū)域中使用的恒定DC電容器電壓設(shè)置成這樣的值，即最大的擾動(dòng)也不能引起零電壓，而維持最小DC電壓，因此對(duì)整個(gè)工作區(qū)域可保證輸出端子電壓的可控制性。
此外，當(dāng)根據(jù)本發(fā)明的控制方法選擇從容性改變到感性方式或相反改變時(shí)(圖5b←→圖5c)將保持最小DC電壓控制調(diào)制指數(shù)以使電流從滯后90°自由地改變到超前90°，包括零點(diǎn)在內(nèi)。在整個(gè)區(qū)域上使用可變電容器電壓控制是不可能的，因?yàn)樵趗C=0時(shí)，電容器電壓必需為零及不可能進(jìn)行控制。因此，在現(xiàn)有技術(shù)中必須避免該控制條件。
如圖19所示，在恒定調(diào)制指數(shù)控制區(qū)域中使用恒定調(diào)制指數(shù)，它被設(shè)置為最大調(diào)制指數(shù)mqmax。如參照?qǐng)D12所解釋的，當(dāng)然該最大調(diào)制指數(shù)mqmax必需是能使諧波分量有效值降低到小于基波分量的有效值，因此，在該調(diào)制指數(shù)時(shí)，諧波分量總是小于恒定調(diào)制指數(shù)范圍中的基波頻率。該恒定調(diào)制指數(shù)由此可選擇為最大可能的調(diào)制指數(shù)mqmax=1或使諧波分量仍小于如圖12所示的基波頻率的任何值。另一方面，在低輸出電壓區(qū)域中使用的恒定DC電容器電壓最好被設(shè)置成在“角電壓”ucth處獲得的電壓在圖12的例中調(diào)制指數(shù)也可被設(shè)置成大于0.65。當(dāng)對(duì)于無(wú)DC濾波器的單相變流器施加DC電壓波動(dòng)(13)的補(bǔ)償時(shí)，應(yīng)對(duì)于DC電壓波動(dòng)考慮設(shè)置最大調(diào)制指數(shù)以阻止箝位于電壓峰值。另一方面，為了保持降低諧波的優(yōu)點(diǎn)，在圖12的例中最小DC電壓可被設(shè)置成低于0.65。此外，在沒(méi)有DC濾波器的單相變流器中最小DC電壓必需被設(shè)置為大于DC電壓波動(dòng)的幅值。
以下將參照附圖來(lái)描述根據(jù)本發(fā)明第一方面的控制方法選擇裝置SS的實(shí)施例。第一實(shí)施例如上參照?qǐng)D18a,18b所述，根據(jù)本發(fā)明線路電流控制及DC電壓控制的主控制環(huán)通過(guò)信號(hào)分離器SS相互連接，該分離器接收電流控制器的輸出ccout及輸出調(diào)制指數(shù)mq及DC參考電壓uDCref。因此，通過(guò)調(diào)節(jié)輸出電壓來(lái)控制線路電流，及電流控制器20的控制輸出信號(hào)ccout被信號(hào)分離器分離成DC參考電壓及調(diào)制指數(shù)。在此構(gòu)型中，線路電流i不僅被調(diào)制指數(shù)而且被DC電壓控制。
因此，控制方法選擇裝置(信號(hào)分離器SS)必需被某些限制裝置保證最小電容器電壓及必需調(diào)節(jié)調(diào)制指數(shù)以控制輸出電壓在最小DC電壓上。在高輸出電壓區(qū)域中，僅通過(guò)DC電壓控制電流及在低輸出電壓區(qū)域中，通過(guò)調(diào)制指數(shù)及最小恒定DC電壓控制電流這兩種控制方法是相對(duì)閾值電壓Uth自動(dòng)及連續(xù)轉(zhuǎn)換的。
圖20表示信號(hào)分離器SS1的第一實(shí)施例。如上所述，被輸入信號(hào)分離器SS1的電流控制器20的控制信號(hào)ccout是補(bǔ)償器端子輸出電壓uC的幅值，因?yàn)檠a(bǔ)償器的最大輸出電uC基本是最大DC電容器電壓，并且電流控制器20的輸出ccout具有由最大DC電容器電壓確定的最大值。
在圖20中，設(shè)有第一限制器200，用來(lái)當(dāng)控制電壓ccout超過(guò)預(yù)定電壓限值將控制uDCmin時(shí)將電壓ccout限制到電壓限值uDCmin上。類似地，如果控制電壓降到低于負(fù)電壓限值-uDCmin，控制電壓ccout將被限制到該負(fù)電壓限值-uDCmin上。此外，設(shè)有第一除法器201，用來(lái)將第一限制器200的輸出乘以最大調(diào)制指數(shù)mqmax及將結(jié)果除以第一電壓限值uDCmin。第一除法器201的輸出是調(diào)制指數(shù)mq。因此，在圖20的上信號(hào)部分200,201中，如果控制電壓ccout起過(guò)或降到低于電壓限值uDCmin,-uDCmin，則輸出恒定調(diào)制指數(shù)mq=mqmax。在控制電壓范圍[-uDCmin,uDCmin]內(nèi)，輸出隨著控制電壓ccout增加及減小而增加(例如線性)及減小的可變調(diào)制指數(shù)mq。當(dāng)然，電壓限值uDCmin相應(yīng)于以上參照?qǐng)D19解釋的閾值電壓ucth。
因此，對(duì)于起過(guò)電壓限值的正控制電壓ccout，調(diào)制指數(shù)將為+mqmax，及對(duì)于低于負(fù)電壓限值的控制電壓ccout，調(diào)制指數(shù)將為-mqmax。如果最大調(diào)制指數(shù)mqmax=1，在此情況下調(diào)制指數(shù)被限制在±1內(nèi)。+1意味著比線電流i超前90°，及-1意味著比線電流i滯后90°。因此，圖19中的控制選擇當(dāng)然被鏡象映射到負(fù)值側(cè)(以虛線軸表示相對(duì)坐標(biāo)0,0點(diǎn)對(duì)稱)。
在圖20的低信號(hào)通路202,203中，設(shè)有第一絕對(duì)值電路202，用于確定控制電壓ccout的絕對(duì)值。設(shè)有第二限制器203，用于當(dāng)絕對(duì)值電路202的輸出降到低于該電壓下限uDCmin時(shí)將參考電壓uDCref設(shè)置在最小電壓uDCmin上。最好，第二限制器203也適于將絕對(duì)值電路202的輸出限制在一個(gè)上閾值uDCmax上。因此，在低信號(hào)通路202,203中，每當(dāng)控制電壓ccout大于-uDCmin或小于uDCmin時(shí)，最小電壓uDCmin將作為參考電壓輸出到電壓控制環(huán)。
圖22將本發(fā)明的控制器特性與現(xiàn)有技術(shù)的恒定DC電壓控制作出比較。如果mqmax=1及控制電壓ccout大于最小DC電壓uDCmin，信號(hào)分離器SS1對(duì)于調(diào)制指數(shù)總是輸出1及下通路限制器203對(duì)于參考電壓uDCref輸出ccout的絕對(duì)值。DC電壓控制環(huán)將電容器的DC電壓保持為ccout及調(diào)制指數(shù)等于1，因此補(bǔ)償器輸出端子電壓的幅值uC被調(diào)節(jié)到ccout，它實(shí)際為所需的輸出端子電壓。
當(dāng)控制電壓ccout小于負(fù)的最小DC電壓-uDCmin時(shí)，信號(hào)分離器SS1輸出-1及輸出端子電壓uC被調(diào)節(jié)到所需值，另一方面，當(dāng)控制電壓ccout的絕對(duì)值小于最小電壓-uDCmin時(shí)，信號(hào)分離器SS1輸出控制電壓ccout及其增益由限制器200決定。與此同時(shí)，在下通路中的限制器輸出最小DC電壓，它由此相應(yīng)于恒定DC控制方法，即依賴于限制器200的可變調(diào)制指數(shù)被輸出，而恒定DC電壓通過(guò)恒定參考電壓uDCref來(lái)設(shè)置。另一方面，對(duì)于超過(guò)最小電壓uDCmin的控制電壓ccout，將輸出控制電壓ccout乘以第二限制器203的增益來(lái)作為參考電壓uDCref。限制器200,203增益的調(diào)節(jié)最好與電流控制環(huán)及電壓控制環(huán)(PI,PID)的控制特性適配。
在圖22中，水平軸為ccout，它是所需的輸出端子電壓。左邊的垂直軸是DC電容器電壓及輸出端子電壓，及右邊的垂直軸是調(diào)制指數(shù)。對(duì)于輸出電壓DC電容器電壓被調(diào)節(jié)到足夠值并保持大于最小值uDCmin。應(yīng)指出，輸出端子電壓正比于所需值。作為比較，在圖22b上表示了現(xiàn)有技術(shù)的具有最大DC電壓的恒定DC電壓控制。
如上所述，mqmax最好被選擇為+1。但是另外的值也是可能的。如果mqmax＜1，用于電流控制的調(diào)制指數(shù)被限制為小于1及逆變器可附加地輸出用于DC電壓控制的電壓。這就是，在如圖11所示的PWM方法中最大輸出電壓受DC電容器電壓限制及在調(diào)制指數(shù)為1時(shí)輸出電壓為最大。如果電流控制器20輸出最大調(diào)制指數(shù)及DC電容器電壓需要從傳輸線吸取功率，圖11中的正弦調(diào)制信號(hào)m將超過(guò)1及結(jié)果為輸出電壓將畸變。因此，如果調(diào)制指數(shù)mqmax最被選擇得小于1，可以具有控制DC電壓的控制余量。當(dāng)然，調(diào)制指數(shù)最大值必需選擇一個(gè)值，它得能保證諧波分量的有效值小于基波分量的有效值(見(jiàn)圖12及圖19)。
第二實(shí)施例在圖21上表示信號(hào)分離器的第二實(shí)施例SS2，它具有如圖22a所示的控制特性。該信號(hào)分離器SS2包括第三限制器211，用于當(dāng)控制電壓ccout分別超過(guò)或降到低于最大及最小調(diào)制指數(shù)時(shí)使由電流控制器輸出的控制電壓ccout限制到最大調(diào)制指數(shù)mqmax及最小調(diào)制指數(shù)mqmin上。這樣，ccout為調(diào)制指數(shù)電平。最小調(diào)制指數(shù)mqmin可以是mqmax的負(fù)值。
此外，信號(hào)分離器SS2包括第二絕對(duì)值電路213，用于確定控制電壓ccout的絕對(duì)值。第一乘法器212將該絕對(duì)值電路的輸出乘以預(yù)定常數(shù)K2。當(dāng)?shù)诙朔ㄆ?12的輸出分別超過(guò)所述上或下閾值電壓uDCmax,uDCmin時(shí)，一個(gè)第四限制器214將第二乘法器212的輸出限制在上閾值uDCmax及下閾值uDCmin上。第一乘法器212使用預(yù)定常數(shù)K2，用于將控制電壓ccout轉(zhuǎn)換到DC電壓參考值。當(dāng)然，預(yù)定常數(shù)K2也可被包括地作為第四限制器214的增益的一部分。此外，常數(shù)K2也可為絕對(duì)值電路213的一部分，后者在此情況下包括相應(yīng)于K2的增益系數(shù)。
因比，在圖21中，調(diào)制指數(shù)mq將直接為控制電壓ccout及其特性與圖22a中的相同。
如上所述，信號(hào)分離器SS1,SS2能在低電壓輸出區(qū)域中使用具有恒定DC電容器電壓及可變調(diào)制指數(shù)的控制，及在高電壓輸出區(qū)域中使用具有恒定調(diào)制指數(shù)及可變DC電容器電壓的控制，于是，避免了在端子3a,3b上輸出電壓中的諧波。至少在高電壓輸出區(qū)域中調(diào)制指數(shù)的選擇將允許降低開(kāi)關(guān)損耗。在任何情況下將避免零DC電容器電壓，因此允許從傳輸線系統(tǒng)將有功功率吸取到DC電容器中。
電流控制器的輸出ccout指定了補(bǔ)償器的所需端子電壓及DC電壓控制器將這樣保持DC電容器電壓，即在可調(diào)節(jié)DC電壓區(qū)域中使控制電壓ccout第一補(bǔ)償器端子輸出電壓uC。
本發(fā)明的第二方面(變化率限制)根據(jù)本發(fā)明的第一方面，通過(guò)如圖22a所示的靜態(tài)特性可獲得避免諧波，避免零電壓及改善開(kāi)關(guān)損耗。換言之，在可調(diào)節(jié)DC電壓控制區(qū)域中DC參考電壓可從最小值變化到最大值，及在恒定DC電壓區(qū)域中參考電壓被設(shè)置在最小值上。最小值可這樣設(shè)計(jì)，即由于在瞬態(tài)時(shí)的急降引起的DC電壓波動(dòng)-尤其對(duì)于無(wú)DC濾波器的單相變流器-被受限制，不會(huì)引起零電壓。
但是，尤其在使用恒定調(diào)制指數(shù)的區(qū)域參考電壓uDCref的急速變化會(huì)引起DC電容器電壓的速降及作為該速降的結(jié)果將引起零DC電容器電壓。這種情況表示在圖24a上。控制電壓ccout的改變(水平軸)及由此參考電壓uDCref從A→B的變化可引起速降(取決于電壓控制環(huán)的動(dòng)態(tài)特性)，以使得DC電容器電壓uDC可變?yōu)榱?。該速降是控制器電壓ccout急劇及快速下降的結(jié)果。這主更是控制區(qū)域的問(wèn)題，其中因?yàn)樵诘洼敵鲭妷簠^(qū)域中總要使用恒定及最小DC電容器電壓，參考電壓及由此電容器電壓的改變使得由擾動(dòng)(或由于控制電壓ccout的突然降低引起的調(diào)制指數(shù)的突然下降)產(chǎn)生的DC電壓波動(dòng)不再能產(chǎn)生零電壓。
此外，在從可調(diào)節(jié)到恒定DC(恒定調(diào)制指數(shù))控制及相反的瞬態(tài)時(shí)具有一個(gè)灰色區(qū)。在該灰色區(qū)中，DC電壓及調(diào)制指數(shù)改變，因?yàn)槿缭趫D20,21中調(diào)制指數(shù)m在其變化率率上不受限制。為了在甚至瞬態(tài)時(shí)能保持如圖22(a)中的特性，在信號(hào)分離器SS的前面應(yīng)設(shè)置一個(gè)變化率限制器，即變化率限制器能限制電流控制器輸出信號(hào)ccout的變化率。圖25a(b)表示該限制器的時(shí)間響應(yīng)。在圖25a(b)中選擇恒定mq控制直到t1’為止及該控制方法瞬時(shí)地轉(zhuǎn)換到恒定uDC控制。如果為了安全工作限制uDC電壓的變化率及這兩種控制方法僅在彼此間轉(zhuǎn)換，則如圖25(a)(b)所示所產(chǎn)生的端子電壓不正比于所需信號(hào)ccout，因?yàn)殡妷簎DC不跟隨所需信號(hào)及調(diào)制指數(shù)在t0至t1’之間仍保持恒定。實(shí)際上，調(diào)制指數(shù)mq應(yīng)較早地開(kāi)始變化，以使得所產(chǎn)生的端子電壓正比于所需信號(hào)ccout。
例如，如果傳輸線中的兩個(gè)電源均具有恒定電壓及相位，則在簡(jiǎn)化傳輸線的電感上電流幅值主要正比于電壓u1。補(bǔ)償器可通過(guò)注入補(bǔ)償器電壓來(lái)改變電壓u1。因此電流幅值ccout的變化正比于注入電壓的幅值。這意味著，電流控制器輸出電壓ccout需要具有與注入電壓uC的線性關(guān)系。如果電流控制器的輸出正比于補(bǔ)償電壓，控制器可線性地工作。如果電流幅值所需的改變是好幾倍高，電流控制器將使其輸出簡(jiǎn)單地改變到前值的兩倍，因?yàn)殡娏鞣嫡扔?(架空線電壓uX)-(注入電壓uC))。
在恒定DC電壓控制區(qū)域(uC≥ucth)，q軸調(diào)制指數(shù)mq正比于注入電壓uC。因此，如果使用控制器輸出ccout作為調(diào)制指數(shù)，電流控制器可用理想方式工作。因此在可調(diào)節(jié)DC電壓時(shí)，如果使用電流控制器輸出ccout作為DC參考電壓，輸出正比于注入電壓。
但是，如上所述及圖25a(b)所示，如果在信號(hào)分離器前面設(shè)置變化率限制器，調(diào)制指數(shù)mq仍保持恒定及uDC電壓不跟隨所需輸出信號(hào)ccout。因此，如果q軸調(diào)制指數(shù)mq提前開(kāi)始改變及在t0至t1’之間不保持恒定，則是所希望的。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，使用變化率限制器來(lái)使參考電壓uDCref中的變化率限制在預(yù)定變化率上。在圖20,21的下通路中uDCref輸出的前面設(shè)置變化率限制器僅限制參考信號(hào)uDCref的變化率。該變化率限制器的工作表示在圖25a(a)中。這就是，如果變化率限制器設(shè)置來(lái)限制uDC參考電壓的變化率，則調(diào)制指數(shù)早于t1開(kāi)始下降。雖然參考電壓uDCref不直接跟隨所需電壓ccout，由于調(diào)制指數(shù)mq預(yù)先開(kāi)始變化輸出端子電壓被控制成比圖25a(b)中的結(jié)果更接近所需信號(hào)，因此，在圖25a(a)中的灰色區(qū)域具有更好的恢復(fù)瞬態(tài)性能的能力，及調(diào)制指數(shù)mq的提前改變補(bǔ)償了uDC電壓的較慢變化。因此，變化率限制器對(duì)于恒定mq工作的安全操作是有利的，但是使瞬態(tài)性能變差。然而，僅在電壓參考值uDCref上設(shè)置變化率限制器，即在瞬態(tài)時(shí)中斷了圖22(a)的特性，有助于瞬態(tài)性能的恢復(fù)。
圖25c表示一個(gè)實(shí)際使用的離散時(shí)間變化率限制器，其中Ts是采樣周期及Z-1是單位采樣延時(shí)。圖25c中的變化率限制器包括第一加法器266，它具有第一輸入端，用于接收輸入信號(hào)，即ccout或圖20,21中所示的單元234,264的輸出；第二輸入端及一個(gè)輸出端，用于從第一輸入中減去施加在第二輸入端上的信號(hào)。第一除法器251將第一加法器266的輸出除以預(yù)定采樣周期Ts。當(dāng)?shù)谝怀ㄆ鞯妮敵龇謩e超過(guò)一個(gè)上限或下限時(shí)，第三限制器255將第一除法器255的輸出限制在該上限或下限上。因此，第三限制器實(shí)際是一個(gè)限制輸入信號(hào)變化率的電路。第三乘法器252將第三限制器255的輸出乘以預(yù)定采樣時(shí)間Ts。第二加法器253具有一個(gè)接收第三乘法器252輸出的輸入端，第二輸入端及一個(gè)構(gòu)成該變化率限制器輸出的輸出端。單元254是一個(gè)(離散采樣時(shí)間的)單位采樣延時(shí)單元，用于使變化率限制器輸出延時(shí)一個(gè)采樣時(shí)間。Z-1電路254的輸出被提供給第一加法器266的第二輸入端及第二加法器253的第二輸入端。如果輸入是如圖25b所示的時(shí)間離散信號(hào)，則輸出也是如圖25b所示的時(shí)間離散信號(hào)。
第三實(shí)施例圖23中表示包括這樣一個(gè)變化率限制器的信號(hào)分離器的第三實(shí)施例SS3。變化率限制器235設(shè)在下通路中(負(fù)責(zé)DC電容器電壓可調(diào)節(jié)區(qū)域)。它也可設(shè)置在限制器234的前面或限制器234的后面。在圖23中單元231,232,233及234相應(yīng)于圖20的第一實(shí)施例中的單元200,201,202,203。變化率限制器235設(shè)在限制器234后面是可取的，因?yàn)樗苊鈴暮愣―C單元到可調(diào)節(jié)DC電壓轉(zhuǎn)換時(shí)的時(shí)延上升。
第四實(shí)施例圖26表示根據(jù)包括變化率限制器265的另一實(shí)施例的信號(hào)分離器SS4。在圖26中單元261,262,263及264相應(yīng)于圖21中的單元211,213,212,214，因此，將省略進(jìn)一步的解釋。如從圖26可看到的，該變化率限制器設(shè)置在限制器264的后面，以避免從恒定DC電壓到可變DC電壓控制的延時(shí)上升。但是，變化率限制器265也可設(shè)置在限制器264的前面。
乘法常數(shù)K2是由下閾值電壓uDCmin除以在上信號(hào)通路的限制器261中所使用的最大調(diào)制指數(shù)mqmax來(lái)確定的。
在圖23,26中設(shè)置的限制器允許獲得在圖25a(b)中瞬態(tài)時(shí)所需的操作。
本發(fā)明的第三方面(去耦控制)如上所述，變化率限制器的使用避免了信號(hào)分離器中瞬態(tài)時(shí)參考值的速降。該變化率限制器設(shè)置在DC參考電壓的路徑中，用以獲得如圖25a(b)中所示瞬態(tài)的所需特性。雖然該變化率限制器設(shè)置在下信號(hào)通路中或恒定DC電壓控制通路中，但它不影響該恒定DC電壓控制。該變化率限制器用來(lái)節(jié)省瞬態(tài)時(shí)的操作。因此，如果電流控制器的輸出ccout具有階躍變化，DC參考電壓由于變化率限制器而緩慢地變化，及在此情況下q軸調(diào)制指數(shù)保持在最大值上。因此該變化率限制器限制了參考電壓的變化率，就避免了DC電壓瞬態(tài)地急劇下降到零。尤其是電流參考值的急劇改變。為此目的，對(duì)于變化率限制器的正及負(fù)變化率選擇不同的值。最好，負(fù)變化率被選擇得慢于正變化率。這就是，在絕對(duì)值上正變化率的限制值大于允許在負(fù)向上變化的變化率。
如果如在圖23,26中變化率限制器的情況，DC參考電壓在瞬態(tài)時(shí)不正比于ccout，則補(bǔ)償器輸出端子電壓也不正比于它。結(jié)果是，雖然在可變DC電壓及恒定DC電壓控制之間瞬態(tài)時(shí)的狀態(tài)得到改善，但在DC恒定電壓控制區(qū)域中的控制變差。
如圖24b及25d所示，如果控制電壓ccout具有急劇的變化，例如從圖24a中的點(diǎn)A變到點(diǎn)B，由于變化率限制作用DC電壓不能瞬時(shí)改變。因此，控制軌跡首先在水平方向從A’移動(dòng)到C，如圖24b所示。然后，控制軌跡向下移動(dòng)到穩(wěn)態(tài)點(diǎn)B’。但是，在恒定DC電壓控制區(qū)域中所需的控制軌跡是A’至B’的直接路徑。當(dāng)然，當(dāng)在沒(méi)有變化率限制器時(shí)由于慢速響應(yīng)特性使DC電壓不能跟隨其參考值的情況下，也可能發(fā)生操作脫離所需的控制軌跡。但是，設(shè)置了變化率限制器當(dāng)然增強(qiáng)了該性能。
如圖25d下圖所示，引入變化率限制器的結(jié)果是注入電壓uC不正比于控制電壓ccout，即使在僅使用可變DC電容器電壓控制的控制區(qū)域中也是如此。虛線表示理想的響應(yīng)，盡管設(shè)置了變化率限制器，它仍然正比于控制電壓ccout。
如上所述，與是否設(shè)置變化率限制器無(wú)關(guān)地，注入電壓為什么不能直接跟隨當(dāng)前控制電壓ccout的原因是由于電流及電壓控制環(huán)相耦合，如圖16所示。因此以下將參照?qǐng)D27-32解釋電壓及電流控制環(huán)如何能被去耦。如圖33a及圖33b所示，信號(hào)分離器SS可用于與這種去耦控制裝置25相連接。在此情況下，信號(hào)分離器SS可包括也可不包括變化率限制器。但是，尤其當(dāng)使用變化率限制器時(shí)，這進(jìn)一步使控制環(huán)響應(yīng)特性變差，去耦控制的使用將特別有利。
如已參照?qǐng)D10,16所解釋的，在現(xiàn)有技術(shù)中兩個(gè)主要的用于電流及電壓的控制環(huán)具有交叉耦合，因此對(duì)于精確控制需要去耦的控制。本發(fā)明根據(jù)第三方面提出這種去耦控制及其原理是基于根據(jù)非線性微分方程的直接補(bǔ)償。
在進(jìn)行如何能使耦合微分方程去耦的詳細(xì)推導(dǎo)前，將作出關(guān)于圖27(a),27(b)的一般考慮，并與圖10及圖16相比較。
圖27(b)表示根據(jù)本發(fā)明的控制器的第三方面的原理框圖。如圖27b所示，本發(fā)明的控制器包括電流檢測(cè)器24及由反饋通路21,18及包括電流控制器20的前饋通路形成的電流控制環(huán)。類似地，電壓控制環(huán)包括電壓檢測(cè)器26，反饋通路15及包括DC電壓控制器16的前饋通路。通過(guò)對(duì)參考電流值idref及參考電壓值uDCref設(shè)定所需值，則可通過(guò)調(diào)制信號(hào)調(diào)節(jié)線路電流及電壓，如以上參照?qǐng)D5,6,7所解釋的。
但是，如圖27b所示，本發(fā)明的控制器包括在電流控制器20及DC電壓控制器16下游的去耦控制裝置25。該去耦控制裝置25輸出第一調(diào)制控制信號(hào)mq，用于控制線路AC電流i，及輸出第二調(diào)制控制信號(hào)md，用于控制本補(bǔ)償器輸出電壓。
第一及第二控制信號(hào)mq,md被這樣地選擇，以使得第一控制信號(hào)mq將不影響DC控制電壓uDC，即電容器電壓uDC與電流控制器20輸出的控制信號(hào)mu無(wú)關(guān)。類似地，這樣選擇第二控制信號(hào)md，以使得它不影響線路電流，即線路電流與第二控制信號(hào)md無(wú)關(guān)。因此，雖然對(duì)補(bǔ)償器僅提供一個(gè)補(bǔ)償信號(hào)m(具有預(yù)定幅值及相位的復(fù)數(shù)信號(hào))，idref的變化將僅改變線路電流的幅值及uDCref的改變將僅改變DC電容器電壓uDC，由此僅改變補(bǔ)償器的輸出電壓uC。因比，在本發(fā)明的控制器中由于使用了去耦控制裝置25電流及電壓可單獨(dú)調(diào)節(jié)。這就是，在本發(fā)明控制器中，電流控制環(huán)與電壓控制環(huán)無(wú)關(guān)地工作。
基本上，通過(guò)比較圖16及圖27a可看到，去耦控制裝置25必需執(zhí)行某些逆向操作，以使得電流傳遞函數(shù)單元CTF、電壓傳遞函數(shù)單元VTF、電壓電流傳遞函數(shù)單元VCTF、電流電壓傳遞函數(shù)單元CVTF的耦合功能被去消。這就是，如果電流控制器及電壓控制器16作為圖10中傳統(tǒng)系統(tǒng)工作，則去耦控制裝置25將輸出某種類型的預(yù)矯正調(diào)制指數(shù)mq’,md’，當(dāng)它們通過(guò)單元CTF，VCTF,CVTF,VTF傳遞時(shí)將精確地取消這些單元的功能。尤其是，該去耦控制裝置25能解脫會(huì)引起電流控制環(huán)及電壓控制環(huán)耦合的交叉耦合單元VCTF,CVTF。
以下，將給出一個(gè)例子來(lái)說(shuō)明去耦控制裝置25如何基于近似非線性微分方程來(lái)優(yōu)選地建立的。但是，應(yīng)當(dāng)指出，基于線性化系統(tǒng)的傳遞函數(shù)也可以得到這種去耦控制裝置25?；诜蔷€性微分方程的直接補(bǔ)償具有其優(yōu)點(diǎn)，即工作點(diǎn)可被直接補(bǔ)償及這僅依賴少數(shù)的系統(tǒng)參數(shù)。它還具有這樣的優(yōu)點(diǎn)，即僅是電流及電壓需要被測(cè)量及被供給控制器。因此，非線性微分方程的方案是一個(gè)優(yōu)選的方案，它的工作范圍寬及具有大多數(shù)狀態(tài)變量可被測(cè)量的可能性。
為了求得用于去耦控制的相關(guān)微分方程必需求得AC電流的方程。這可以通過(guò)將方程(2.12)對(duì)時(shí)間求導(dǎo)來(lái)作到，這導(dǎo)致下列方程LACd2iddt2=-RACdiddt+dωdtLACiq+ωLACdiqdt+durddt-dmddtuDC-mdduDCdt]]>(4.1)使用等式(2.13)及(2.16)可得到以下用于線路電流-分成id及iq分量-的全微分方程LACd2iddt2+RACdiddt+ω2LACid=-(ωuDC+mdiq2CDC)mq-md22CDCid+(dωdtLAC-ωRAC)iq]]>-dmddtuDC+(GDCuDCCDC-Δi~DCCDC)md+ωuxq+durddt]]>(4.2)在方程(4.2)中，mq前括號(hào)中的表達(dá)式是控制AC電流id的輸入及與md或md的導(dǎo)數(shù)相乘的表達(dá)式是耦合項(xiàng)。與AC電壓分量相乘的項(xiàng)可被考慮為擾動(dòng)。比較方程(4.2)與圖11可看到，時(shí)間導(dǎo)數(shù)dmd/dt是主瞬態(tài)耦合單元VCTF，及與mq相乘的表達(dá)式中的ωuDC是改變工作點(diǎn)的影響。為了簡(jiǎn)化，可忽略DC電流波動(dòng)ΔiDC，因?yàn)橥ǔ２▌?dòng)的頻率遠(yuǎn)大于控制器的帶寬。此外，可通過(guò)反饋及前饋環(huán)來(lái)控制擾動(dòng)，及頻率變化與耦合相比可僅視為很小的影響。因此，方程(4.2)及(2.16)可如下地近似LACd2iddt2+RACdiddt+ω2LACid=-(ωuDC+mdiq2CDC)mq-md22CDCid-ωRACiq-dmddtuDC+GDCuDCCDCmd]]>(4.3)CDCduDCdt+GDCuDC=12(mdid+mqiq)----(4.4)]]>這兩個(gè)方程(4.3),(4.4)完全描述兩個(gè)控制環(huán)耦合的動(dòng)態(tài)特性。根據(jù)本發(fā)明，調(diào)制指數(shù)mq,md應(yīng)被這樣地選擇，即AC電流幅值及DC電壓可被獨(dú)立地控制。該要求可在數(shù)學(xué)上如下地表示LACd2iddt2+RACdiddt+ω2LACid=-Kqmq′-----(4.5)]]>CDCduDCdt+GDCuDC=12Kdmd′----(4.6)]]>在這兩個(gè)等式(4.5),(4.6)中，可簡(jiǎn)單地要求KD,Kq為常數(shù)，md’及mq’為電流幅值控制及DC電壓控制的新控制信號(hào)輸入(或調(diào)制指數(shù))。實(shí)際上，如果系統(tǒng)可根據(jù)等式(4.5)及(4.6)來(lái)設(shè)計(jì)，只要補(bǔ)償器在其限值內(nèi)工作將可獲得完善的去耦。比較等式(4.3)-等式(4.5)及等式(4.4)-等式(4.6),md及mq應(yīng)滿足下式Kqmq′=(ωuDC+mdiq2CDC)mq+md22CDCid+ωRACiq+dmddtuDC-GDCuDCCDCmd----(4.7)]]>Kdm’d=mdid+mqiq(4.8)可以對(duì)這些等式如下地求解作為md’,mq’函數(shù)的md及mqmd=ωRACiq2+ωuDCKdmd′+(uDCdmddt-Kqmq′)iqωiduDC+1CDC(GDCuDC-Kdmd′2)iq----(4.9)]]>mq=1CDC(GDCuDC-Kdmd′2)Kdmd′-(ωRACiq+uDCdmddt-Kqmq′)idωiduDC+1CDC(GDCuDC-Kdmd′2)iq----(4.10)]]>當(dāng)然，技術(shù)上不可能在控制器中直接地實(shí)現(xiàn)等式(4.9)，因?yàn)榫哂衜d的附加時(shí)間導(dǎo)數(shù)。雖然等式(4.9)可被考慮為md的非線性微分方程，但不可能于在線的控制器中實(shí)現(xiàn)該等式，因?yàn)閷?dǎo)數(shù)的系數(shù)是iq，它為零值左右的正值或負(fù)值。在任何情況下，等式(4.9)中md的時(shí)間導(dǎo)數(shù)可被忽略，由此調(diào)制指數(shù)md可如下地計(jì)算md=ωRACiq2+ωuDCKdmd′-iqKqmq′ωiduDC+1CDC(GDCuDC-Kdmd′2)iq----(4.11)]]>但是，通過(guò)等式(4.11)及(4.10)不能實(shí)現(xiàn)完善的去耦，因?yàn)檫@些等式仍然依賴于電路參數(shù)，如電阻、電感及電容。在等式(4.10)中，主耦合仍是md的時(shí)間導(dǎo)數(shù)。此外，通過(guò)參考系的檢測(cè)(主要是單元17使iq=0)使電流的q軸分量保持為零。md’通常很小及電阻和電感可被忽略。因此，可假定在等式(4.10)及(4.11)中RAC=0及GDC=0，這導(dǎo)致以下等式(4.12),(4.13)md=ωuDCKdmd′-iqKqmq′ωiduDC-Kdmd′2CDCiq----(4.12)]]>mq=-(Kdmd′)22CDC-(uDCdmddt-Kqmq′)idωiduDC-Kdmd′2CDCiq---(4.13)]]>現(xiàn)在，使用簡(jiǎn)化等式(4.12),(4.13)的去耦控制僅依賴于一個(gè)系統(tǒng)參數(shù)CDC，并且這可比復(fù)雜的等式更早地實(shí)現(xiàn)。在等式(4.12),(4.13)中可作出進(jìn)一步簡(jiǎn)化，即忽略md’,iq(因?yàn)閙d’很小及iq可通過(guò)參考系測(cè)量保持為零)及m’d2(因?yàn)閙d很小)，則對(duì)于去耦控制由等式(4.12),(4.13)得到下列最后方程式md=1id(Kdmd′-iqKqmq′ωuDC)----(4.14)]]>mq=Kqmq′ωuDC-1ωdmddt----(4.15)]]>因?yàn)閷?duì)參考系進(jìn)行檢測(cè)，在式(4.14)中iq=0(由于單元17)，及可假設(shè)常數(shù)及實(shí)數(shù)值kd及kq作為md’,mq’值的一部分(它們僅代表電流及電壓控制環(huán)中的另一常數(shù))。因此，對(duì)于去耦控制裝置25可使用以下最后一組去耦方程，即md=1id(Kdmd′)----(4.16)]]>mq=Kqmq′ωuDC-1ωdmddt----(4.17)]]>根據(jù)式(4.16),(4.17)選擇md及mq，可如式(4.5),(4.6)的要求獨(dú)立地進(jìn)行電流控制及電壓控制。如圖13c中所示，裝置25下游的耦合可由根據(jù)式(4.14),(4.15)的去耦來(lái)補(bǔ)償。
以下，描述如圖13中所示的去耦裝置25的一個(gè)專門的實(shí)施例，它使用已參照?qǐng)D9討論的線性化及三相系統(tǒng)。
第五實(shí)施例(具有電壓PLL的3相系統(tǒng))圖28表示根據(jù)圖9的控制器(即包括AC電壓檢測(cè)器23，電壓PLL相位檢測(cè)器18及相位轉(zhuǎn)動(dòng)裝置17)，但根據(jù)本發(fā)明的第五實(shí)施例還包括一個(gè)去耦控制裝置25。從式(4.14)至(4.17)可得知，去耦控制裝置25接收電流控制器20的輸出(調(diào)制指數(shù))mq’、DC電容器電壓uDC、電流幅值id、線路頻率ω及DC電壓控制器16的輸出md’。對(duì)于三相系統(tǒng)，去耦控制裝置25、補(bǔ)償器3、2f濾波器15及DC電壓控制器16各設(shè)有三個(gè)。圖28中的其它單元，即電流檢測(cè)器24，電流幅值及相位檢測(cè)單元21,18，電容器電壓檢測(cè)器26，平均電壓檢測(cè)器15，參考相位發(fā)生電壓17(使系統(tǒng)中iq保持為0)參考系檢測(cè)器18，坐標(biāo)變換器19,DC波動(dòng)補(bǔ)償單元13及電壓相位檢測(cè)器23對(duì)應(yīng)于圖9中已描述過(guò)的單元。
應(yīng)當(dāng)指出，無(wú)DC電壓波動(dòng)裝置13及2f濾波器情況下得到的補(bǔ)償器AC電流及輸出電壓包括某些諧波，但是，雖然沒(méi)有這些單元去耦控制是有效的。最好至某些應(yīng)用中使用這些單元以抑制諧波。例如，如果DC電容器的電容量足夠大到抑制該波動(dòng)，則就不需要附加的單元。另一方式是，如果設(shè)置了2f濾波器(例如LC濾波器)并與DC電容器并聯(lián)在補(bǔ)償器3的DC電路中，也不需要單元13，15。后一方案實(shí)際上對(duì)于無(wú)變壓器式串聯(lián)補(bǔ)償器是一個(gè)現(xiàn)實(shí)的方案。
從圖28可看出，對(duì)于去耦控制裝置25沒(méi)有輸入iq，盡管式(4.14),(4.15)(如圖13c所示)包括一個(gè)項(xiàng)iqkqmq’/ωuDC。如上所述，在本發(fā)明的控制器中電流的q軸分量iq被三相極坐標(biāo)轉(zhuǎn)換裝置21中的參考系檢測(cè)裝置保持為零。因此，對(duì)于描述圖28中的去耦裝置25的實(shí)施例將式(4.14),(4.15)改寫為式(4.16),(4.17)被證實(shí)是正確的。
式(4.16),(4.17)中的所有系數(shù)除時(shí)間導(dǎo)數(shù)外可用乘法器及除法器的硬件來(lái)實(shí)現(xiàn)。但是，時(shí)間導(dǎo)數(shù)在高頻狀態(tài)下具有很高的增益，由此式(4.17)中的dmd/dt很難用硬件如運(yùn)算放大器或微處理器實(shí)現(xiàn)。然而，如從下面圖29中的去耦控制裝置25的一個(gè)專門實(shí)施例可看到的，時(shí)間導(dǎo)數(shù)可借助于小時(shí)間常數(shù)的濾波器來(lái)處理該去耦控制裝置25的實(shí)施例被表示在圖29中。
在圖29中，在乘法器25j中輸出md’被乘以常數(shù)kd。當(dāng)然，可以理解，對(duì)式(4.16),(4.17)可重新定標(biāo)，使kd為1，以使得另一乘法器25j可以不需要，即kd為單位1。類似地，在乘法器25k中電流控制器的輸出mq’被乘以常數(shù)kq(kq也可標(biāo)稱化變?yōu)?)。乘法信號(hào)N1形成第一除法器25a的分子。檢測(cè)的DC電壓uDC在乘法器25b中乘以參考系頻率ω。乘法信號(hào)D1是用于除法器25a中除法的分母。第一除法器的DV1被供給加法器25i。線路頻率ω是第二除法器25c中除法的分母及濾波器的輸出信號(hào)N2是第二除法器25c中的分子。乘法信號(hào)DV2被供給加法器25i的反向輸入。
乘法輸出N3(=md’kd)作為分子信號(hào)被供給第三除法器。該除法器25d的分母是d軸電流分量id。第三除法器的輸出DV3被供給第二加法器25f，它以反向方式接收積分單元25h的輸出信號(hào)。第二加法器25f的輸出被供給dmd/dt反饋電路25f,25g及25h。單元25g,25h,25f對(duì)于確定式(4.7)的第二項(xiàng)是需要的。
因?yàn)殡娙萜麟妷嚎刂频闹鳝h(huán)是設(shè)計(jì)用于限制其頻率特性中的帶寬，將具有小時(shí)間常數(shù)的濾波器25f放置在主環(huán)中不會(huì)影響主環(huán)的特性。積分器25h，放大器25g及減法器25f一起作為濾波器，該濾波器的輸入是md對(duì)時(shí)間的純微分。因此，該耦合能被使用濾波器功能的純微分很好地補(bǔ)償。將被分流補(bǔ)償?shù)牧硪粋?cè)的耦合也被濾波。但是，因?yàn)閭鬏斁€的電感及電流幅值的反饋控制響應(yīng)，電流的響應(yīng)也被限制。
在主環(huán)中具有小時(shí)間常數(shù)Tf的濾波器25f,25g,25h不會(huì)影響主環(huán)的特性。積分器25h，放大器25g及減法器25f一起作為濾波器，積分器25h的輸入N2是md對(duì)時(shí)間的純微分。積分器25h的輸入形成了除法器25c的分子M2。因此，該耦合可被使用濾波功能的純微分很好地補(bǔ)償。被分流補(bǔ)償?shù)牧硪粋?cè)的耦合也被濾波，它可能會(huì)變差。但是，因?yàn)閭鬏斁€的電感及電流幅值的反饋控制響應(yīng)，電流的響應(yīng)也被限制。
圖17b表示使用圖15的去耦控制裝置25的圖14中所示的控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)頻率特性。主傳遞函數(shù)不受工作點(diǎn)的影響及耦合下降20dB。因此，可獲得電流幅值id及電容器電壓uDC的去耦控制。此外，圖15中的去耦控制結(jié)構(gòu)與系統(tǒng)參數(shù)如傳輸線2a,2b的電感LAC及DC電容器的電容器量無(wú)關(guān)。這意味著，補(bǔ)償器3的控制器僅需要局部的易于被電流檢測(cè)器及電壓檢測(cè)器測(cè)量的變量。
圖31a表示與現(xiàn)有技術(shù)的圖17a在使用去耦控制的階躍響應(yīng)上的對(duì)比。在圖17a中時(shí)刻0.1時(shí)電流幅值id由于耦合表現(xiàn)出波動(dòng)，而在圖31a中時(shí)刻0.1上當(dāng)發(fā)生電壓階躍時(shí)該電流幅值無(wú)任何變化。類似地在圖31a中當(dāng)時(shí)刻0.5上具有電流階躍時(shí)，電壓無(wú)任何變化。因此，圖31a表示，電流及電壓可在式(4.16)，(4.17)的基礎(chǔ)上被獨(dú)立控制。
第六實(shí)施例(具有電流PLL的3相系統(tǒng))圖28及圖29一起表示本發(fā)明的包括使用電壓PLL的三相系統(tǒng)及獨(dú)立和局部控制的實(shí)施例，但也可能對(duì)圖28的系統(tǒng)設(shè)置電流PLL。在此情況下控制器不需要如圖28所示的AC電壓檢測(cè)器26。因此該第六實(shí)施例的結(jié)構(gòu)類似于圖28構(gòu)成，但省略了電壓檢測(cè)器23及相位轉(zhuǎn)動(dòng)裝置17，而將電流檢測(cè)器24的輸出也連接到相位檢測(cè)器18，它現(xiàn)在作為電流PLL單元18。三相極坐標(biāo)轉(zhuǎn)換單元21與圖18中相同及相位檢測(cè)器18直接輸出sinθ及cosθ函數(shù)，如第五實(shí)施例中那樣。但是，該系統(tǒng)仍是三相系統(tǒng)。去耦控制裝置25的輸入mq’,uDC,id,ω,md’與圖28中相同，因此圖29中的框圖也可應(yīng)用于去耦控制。因此，應(yīng)理解，圖32a中的實(shí)施例-只要涉及去耦控制-可以與圖28的實(shí)施例完全相同的方式工作。
第七實(shí)施例(具有電流PLL的單相系統(tǒng))圖30a表示具有圖8基本結(jié)構(gòu)及根據(jù)本發(fā)明第七實(shí)施例具有去耦控制裝置25及分量檢測(cè)器26的單相系統(tǒng)。在該單相系統(tǒng)中，電流檢測(cè)也是單相的。因?yàn)殡娏鳈z測(cè)為單相，就不可能通過(guò)參考系檢測(cè)來(lái)提供零值的q軸電流分量iq。因此，在圖30a中實(shí)現(xiàn)了圖27c中所示的等式，即式(4.14),(4.15)。在該單相系統(tǒng)中需要單相至d-q坐標(biāo)的電流變換(見(jiàn)圖30b)，以便提供如圖30a中所示的去耦控制裝置25中的id及iq分量。
根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的去耦控制裝置25除了單元25a-25K外還包括一個(gè)附加乘法器25l及一個(gè)附加加法器25m。乘法器25l將q軸電流分量iq乘以第一除法器25a的輸出及將乘法輸出ML供給加法器25m的負(fù)輸入端。加法器25m減去iq*DV1(即從md’Kd減去iq*mq’Kq)。加法器25b的輸出形成第三除法器25d的分子信號(hào)M3。借助該結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)全部等式(4.14),(4.15)。
在具有對(duì)稱工作的的三相系統(tǒng)中瞬時(shí)電流分量易于被測(cè)量，相反地，在單相或不平衡三相系統(tǒng)中對(duì)于測(cè)量某些延時(shí)是不可避免的。有幾種方法可用于檢測(cè)這些單相電流的分量。在圖30b中表示出一個(gè)簡(jiǎn)單的例子。由電流檢測(cè)器24檢測(cè)的AC線路電流I乘以由相位檢測(cè)器18產(chǎn)生的正弦參考信號(hào)cos(ωt)及sin(ωt)。分量檢測(cè)器圈26包括第一及第二乘法器26a,26b，用于將檢測(cè)的線路電流i與信號(hào)cos(ωt)及sin(ωt)相乘以產(chǎn)生正交電流分量id,iq。由于該乘法也具有兩倍于線路頻率ω的分量，則使用濾波器26c,26d來(lái)僅使基波通過(guò)應(yīng)當(dāng)指出，參考信號(hào)cos(ωt)是與AC電流同相的信號(hào)，因此，icosωt及isinωt分別包括AC電流id及瞬態(tài)分量iq的幅值。
第八實(shí)施例(具有電壓PLL的單相系統(tǒng))應(yīng)該指出，在第七實(shí)施例中使用電流PLL用于單相系統(tǒng)中的電流相位檢測(cè)。但是，當(dāng)然也可在使用單相系統(tǒng)中使用電壓PLL，如以上對(duì)三相系統(tǒng)所解釋的。使用電壓PLL來(lái)代替電流PLL的一個(gè)單相系統(tǒng)被表示在圖32b中。
如圖32b所示，分量檢測(cè)器26輸出id及iq分量。3相極坐標(biāo)轉(zhuǎn)換單元21，相位檢測(cè)器18及相位轉(zhuǎn)動(dòng)裝置17相應(yīng)于參照?qǐng)D28已描述的那些單元。應(yīng)著重指出，具有電壓PLL型的單相系統(tǒng)的去耦控制可象圖28及圖29中的具有電壓PLL的三相系統(tǒng)情況那樣地被簡(jiǎn)化。因?yàn)槭褂昧藦碾娏飨辔坏诫妷合辔坏男Ｕ摽刂剖谷ヱ钭兊萌鐖D29那樣簡(jiǎn)單。當(dāng)然，通過(guò)對(duì)照?qǐng)D28，因?yàn)榉至繖z測(cè)器26的分量檢測(cè)在控制環(huán)中具有一個(gè)附加延時(shí)。但是，去耦控制器25與校正參考系一起操作，其中使電流的q分量變?yōu)榱恪?br> 第九實(shí)施例(附加濾波器)如在圖30a中所指出的，可使用另一濾波器27來(lái)對(duì)輸入?yún)⒖茧妷簎DCref濾波。這種濾波器27也可被使用如上述圖18-32中的第五，第六，第七及第八實(shí)施例中。
該濾波器具有降低調(diào)制指數(shù)幅值的作用及由此可用有限的輸出電壓容量獲得去耦控制。由于輸入?yún)⒖茧妷旱母哳l分量被濾波器降低，這些分量不能波傳送到去耦控制單元。其結(jié)果是，增益單元25g的輸出將被降低這意味著，如果DC電壓控制器增益低和/或輸入?yún)⒖茧妷壕徛?，可忽略去耦控制單元DV2。
第十實(shí)施例組合(三相/單相)如上所述，根據(jù)本發(fā)明第三方面的去耦控制裝置可用于兩個(gè)不同的系統(tǒng)，即單相或三相系統(tǒng)，此外，基本上可使用兩種不同的相位檢測(cè)裝置(具有電壓檢測(cè)器PLL及不具有電壓檢測(cè)器)。另外，可選擇使用濾波器。再者，在三相系統(tǒng)中，如上所述易于保持iq=0。但是由于在單相系統(tǒng)中瞬時(shí)的檢測(cè)延時(shí)故難于保持iq=0，在去耦控制裝置中使周了不同的內(nèi)部結(jié)構(gòu)(如用于單相系統(tǒng)的圖30a所示)。
在根據(jù)第五實(shí)施例的三相系統(tǒng)中，使用了電壓PLL，因?yàn)殡妷篜LL的使用是一般公知的。第六實(shí)施例不具有電壓PLL及它具有降低分量的優(yōu)點(diǎn)。此外，在單相系統(tǒng)中，第七實(shí)施例不使用電壓PLL，它簡(jiǎn)單地體現(xiàn)了本發(fā)明在單相系統(tǒng)中的應(yīng)用。但是，應(yīng)當(dāng)理解單相系統(tǒng)也可用電壓PLL及電壓檢測(cè)器工作，如根據(jù)第八實(shí)施例的圖32所示。在其它任何實(shí)施例中可使用根據(jù)第九實(shí)施例的附加濾波器。當(dāng)然這些實(shí)施例可以組合。最后，應(yīng)該指出，如上所述，2f濾波器及DC電壓波動(dòng)補(bǔ)償裝置可作為選擇的裝置。
如上所述，本發(fā)明的第三方面是基于電流及電壓環(huán)的近似非線性微分方程的去耦控制。因此，可獲得獨(dú)立的電壓及電流控制。這種去耦裝置可用在單相系統(tǒng)或三相系統(tǒng)中控制補(bǔ)償器，最好控制無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器。應(yīng)當(dāng)指出，該第三方面不被限制在控制無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器上，它同樣可用于控制實(shí)際包括變壓器的補(bǔ)償器。即使在這種裝置中也需要控制補(bǔ)償器輸出電壓及電流，而在無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器中檢測(cè)由DC電容器代表的線電壓將是有利的。因此，以上所述的所有控制也可用于具有變壓器的補(bǔ)償器。
第十一實(shí)施例(變化率限制器/去耦控制)上述本發(fā)明第三方面第六至第十實(shí)施例允許電流控制與電壓控制的去耦。這在接有變化率限制器的上述實(shí)施例中是特別有利的。
如圖33a中所示，根據(jù)本發(fā)明第一及第二方面的信號(hào)分離器SS(第一至第五實(shí)施例)可用于與去耦控制裝置相連接。這就是，電流控制器20輸出控制電壓ccout及信號(hào)分離器輸出調(diào)制指數(shù)mq’，而如上所述去耦控制裝置輸出新修改的調(diào)制指數(shù)mq及md。圖33a表示用于單相系統(tǒng)的類似框圖。
在圖33a,33b中表示使用根據(jù)圖34中第十一實(shí)施例的優(yōu)選信號(hào)分離器。它在下信號(hào)通路中包括絕對(duì)值電路341，限制器342及變化率限制器343，它們執(zhí)行與圖23中單元233,234及235相似的功能。由信號(hào)分離器SS5輸出的調(diào)制指數(shù)mq’是控制電壓ccout。在穩(wěn)態(tài)中，由于去耦控制，調(diào)制指數(shù)mq’及md’具有關(guān)系mq=mq’/uDC。因此，其靜態(tài)特性與圖22中用于恒定DC電壓控制的相同。另一方面，其動(dòng)態(tài)特性被表示在圖35a及35b中。在圖35a中控制軌跡從點(diǎn)A’通過(guò)C至點(diǎn)B’，而在圖35b中，由于去耦控制調(diào)制指數(shù)mq的控制軌跡直接從點(diǎn)A”至點(diǎn)B”。如從圖35b可見(jiàn)，這意味著，調(diào)制指數(shù)在瞬態(tài)時(shí)不是常數(shù)，由此輸出端子電壓(圖35b中最下圖)直接正比于ccout，它等于mq’。因此，通過(guò)圖34中的信號(hào)分離器與去耦控制一起可改善電流響應(yīng)。
但是，如上所述，去耦控制也可有利地用于和圖20,21中的實(shí)施例相組合，因?yàn)橛捎趥鬏斁€的固有耦合作用在電流及電壓控制環(huán)中已具耦合。
第十二實(shí)施例(可調(diào)節(jié)DC電壓/變化率限制器)以上已描述，為了有利地降低在參照?qǐng)D18-21所述的實(shí)施例中的瞬態(tài)作用，在下信號(hào)通路內(nèi)使用了變化率限制器，如圖23，圖26或圖34所示，它可與去耦控制相組合，該變化率限制器僅插在用于可調(diào)DC電壓控制的控制通路中。
可以理解，即使沒(méi)有使用本發(fā)明的第一方面的任何控制器，即在整個(gè)補(bǔ)償器端子輸出電壓范圍上使用傳統(tǒng)可調(diào)DC電壓控制方法的控制器將會(huì)從使用變化率限制器及可能時(shí)和去耦控制一起使用變化率限制器中得到好處。這就是，在圖18中輸出恒定調(diào)制指數(shù)mq并輸出可變DC參考電壓uDCref的任何控制器可僅使用圖23，圖26及圖34中的下信號(hào)通路單元，及可能時(shí)和去耦控制裝置相組合。這將允許在僅使用可調(diào)DC電壓控制方法的控制器中避免當(dāng)電流控制器輸出ccout突然大下降時(shí)引起的零電壓。
工業(yè)應(yīng)用性如上所述，本發(fā)明的第一方面涉及在補(bǔ)償器的低和高輸出電壓區(qū)域上使用兩個(gè)不同的控制方法。這可減小諧波，避免零電壓及降低開(kāi)關(guān)損耗(至少在高電壓輸出區(qū)域)。本發(fā)明的第二方面可避免當(dāng)電流控制器輸出突然改變及兩個(gè)控制區(qū)域間的瞬態(tài)時(shí)的零電壓本發(fā)明的第三方面涉及電流及電壓控制環(huán)的去耦并可與第一和/或第二方面組合使用。最后，涉及變化率限制器及去耦控制的實(shí)施例可使用在僅以恒定調(diào)制指數(shù)及可變DC電容器參考電壓uDCref工作的控制器中。
雖然以上本發(fā)明的描述是參照將電容器電壓施加到補(bǔ)償器端子輸出上用于控制無(wú)變壓器式無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器和甚至使用變壓器的補(bǔ)償器，但應(yīng)理解，本發(fā)明的原理思想也可用于需要將預(yù)定相位的電壓供給傳輸線的其它場(chǎng)合。
也應(yīng)理解，這里所述的技術(shù)僅涉及優(yōu)選的操作方式，基于這里所公開(kāi)的技術(shù)，其它的實(shí)施例也是可能的。因此，熟練的技術(shù)人員可基于上述技術(shù)作出另外的修改及變化。此外，本發(fā)明可包括基于在說(shuō)明書(shū)中單獨(dú)描述及權(quán)利要求書(shū)中要求保護(hù)的各個(gè)特征的實(shí)施例。因此，應(yīng)認(rèn)為所有這些修改及變化均落在附設(shè)權(quán)利要求書(shū)的范圍內(nèi)。
在該附設(shè)權(quán)利要求書(shū)中，標(biāo)號(hào)僅用于澄清之目的，而非限制其保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1．一種用于控制無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器(3)的控制器(圖18b,SS)，該無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器在補(bǔ)償器端子(3a,3b)處串聯(lián)接入電力傳輸線(2a,2b)，該控制器包括a)線路電流檢測(cè)裝置(24)，用于檢測(cè)流過(guò)電力傳輸線(2a,2b)中的線路電流(i)；b)DC電壓檢測(cè)裝置(26)，用于檢測(cè)與無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器(3)的逆變器(7)的調(diào)制器(10,C)相連接的電容器(CDC)的DC電壓(uDC)，所述調(diào)制器(10,C)根據(jù)調(diào)制信號(hào)通過(guò)所述逆變器(7)控制對(duì)電容器(CDC)的DC電容器電壓(uDC)的施加；c)調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置(11,13,14),用于以m=mdcos(ωt)-mqsin(ωt)的形式產(chǎn)生信號(hào)m作為所述調(diào)制信號(hào)供給調(diào)制器(10,C,7)，其中ω為線路頻率；d)電流控制環(huán)(18,21,22,20)，用于將線路電流(i)控制到參考值(idref)上，所述電流控制環(huán)的電流控制器(20)輸出相應(yīng)于補(bǔ)償器(3)的所需補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)的控制信號(hào)(ccout)；e)電壓控制環(huán)(15,19,16),用于將DC電容器(CDC)的DC電壓(uCD)控制到預(yù)定參考電壓(uDCref)上，所述電壓控制環(huán)的直流電壓控制器(16)輸出用于所述調(diào)制信號(hào)m的調(diào)制指數(shù)md；f1)控制方法選擇裝置(SS)，它作為其輸入接收由電流控制器(15,19,16)輸出的所述控制信號(hào)(ccout)，及具有第一輸出，用于輸出所述調(diào)制信號(hào)m的所述調(diào)制指數(shù)mq，和具有第二輸出，用于輸出所述電壓控制環(huán)(15,19,16)的預(yù)定參考電壓(uDCref)；f21)當(dāng)補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)大于預(yù)定補(bǔ)償器端子輸出電壓閾值(uCth)時(shí)，所述控制方法選擇裝置(SS)輸出恒定調(diào)制指數(shù)mq及根據(jù)如所述電流控制器輸出(ccout)所指示的補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)的增加及減小而增加及減小的參考電壓(uDCref)；及f22)當(dāng)補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)小于預(yù)定補(bǔ)償器端子輸出電壓閾值(uCth)時(shí)，所述控制方法選擇裝置(SS)輸出實(shí)質(zhì)恒定的參考電壓(uDCref)及根據(jù)如所述電流控制器輸出(ccout)所指示的補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)的增加及減小而增加及減小的調(diào)制指數(shù)mq。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的控制器(圖20；SS1)，其中所述控制方法選擇裝置(SS)包括第一信號(hào)分離器(SS1)，它包括第一限制器(200)用于將控制電壓限制到一個(gè)預(yù)定限值電壓(uDCmin,-uDCmin)上；第一除法器(201)，用于將第一限制器(200)的輸出乘以最大調(diào)制指數(shù)(mqmax)及將結(jié)果除以第一限值電壓(uDCmin)；第一絕對(duì)值電路(202)，用于確定控制電壓(ccout)的絕對(duì)值；及第二限制器(203)用于當(dāng)絕對(duì)值電路(202)的輸出超過(guò)及低于上及下閾值電壓時(shí)將絕對(duì)值電路(202)的輸出限制到所述上閾值電壓(uDCmax)及下電壓值(uDCmin)上。
3．根據(jù)權(quán)利要求1的控制器(圖21；SS2)，其中所述控制方法選擇裝置(SS)是第二信號(hào)分離器(SS2)，它包括第三限制器(211)用于當(dāng)控制電壓分別超過(guò)或低于最大調(diào)制指數(shù)及最小調(diào)制指數(shù)時(shí)將控制電壓限制到該最大調(diào)制指數(shù)(mqmax)及最小調(diào)制指數(shù)(mqmin)上；第二絕對(duì)值電路(213)，用于確定控制電壓的絕對(duì)值；第一乘法器(212)，用于將絕對(duì)值電路(213)的輸出乘以預(yù)定常數(shù)(K2)；及第四限制器(214)用于當(dāng)?shù)诙朔ㄆ?212)分別超過(guò)及低于所述上及下閾值電壓(uDCmax,uDCmin)時(shí)將第二乘法器(212)的輸出限制到該上閾值電壓(uDCmax)及下閾值電壓(uDCmin)上。
4．根據(jù)權(quán)利要求2的控制器(圖23,SS3)，其中所述第一信號(hào)分離器(SS1,SS3)還包括一個(gè)變化率限制器(235)，用于限制第一絕對(duì)值電路(233)輸出的變化率。
5．根據(jù)權(quán)利要求3的控制器(圖26,SS4)，其中所述第二信號(hào)分離器(SS4)還包括一個(gè)變化率限制器(264)，用于限制第二乘法器(603)輸出的變化率其中所述乘法常數(shù)(K2)是由下閾值電壓(uDCmin)除以最大調(diào)制指數(shù)(mqmax)來(lái)確定的。
6．根據(jù)權(quán)利要求5的控制器(圖25c；235,265)，其中所述變化率限制器(233,243)包括第一加法器(266)，具有用于接收輸入信號(hào)的第一輸入，第二輸入，及一個(gè)輸出、用于從第一輸入中減去加到第二輸入上的信號(hào)；第一除法器(251)，用于將第一加法器(266)的輸出除以預(yù)定時(shí)間常數(shù)(Ts)；第三限制器(255)，用于當(dāng)?shù)谝怀ㄆ?251)的輸出分別超過(guò)上限或下限時(shí)將該輸出限制在該上限或下限上第三乘法器(252)，用于將第三限制器(255)的輸出乘以預(yù)定時(shí)間常數(shù)(Ts)；第二加法器(253)，具有用于接收第三乘法器(252)輸出的第一輸入，第二輸入，及一個(gè)輸出、用于構(gòu)成變化率限制器的輸出；及一個(gè)Z-1電路(254)，用于將變化率限制器的輸出移動(dòng)一個(gè)采樣時(shí)間；其中該Z-1電路(254)的輸出被加到第一加法器(266)的第二輸入及第二加法器(253)的第二輸入上。
7．根據(jù)權(quán)利要求1的控制器(圖27-34；SS5)，還包括去耦控制裝置(25)，用于接收來(lái)自控制方法選擇裝置(SS)的調(diào)制指數(shù)(mq’)及來(lái)自DC電壓控制器(16)的調(diào)制指數(shù)(md’)，并向調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置(13,14)輸出新的調(diào)制指數(shù)mq及md，以使得線路電流(i)與DC電壓控制器(16)的輸出(md’)無(wú)關(guān)，及DC電容器電壓(uDC)與控制方法選擇裝置(SS)的輸出(mq’)無(wú)關(guān)，其中AC電流幅值(iD)及DC電容器電壓(uDC)可被獨(dú)立地控制。
8．根據(jù)權(quán)利要求7的控制器(圖34；SS5)，其中所述控制方法選擇裝置(SS)包括第三信號(hào)分離器(SS5)，它包括第三絕對(duì)值電路(341)，用于確定控制電壓(ccout)的絕值；第四限制器(342)用于當(dāng)?shù)谌^對(duì)值電路(341)的輸出分別超過(guò)及低于最大及最小閾值電壓(uDCmax,uDCmin)時(shí)將第三絕對(duì)值電路(341)的輸出限制到所述最大閾值電壓及最小閾值電壓上；及變化率限制器(343)，用于將第三限制器(342)輸出的變化率限制在預(yù)定變化率上。
9．一種用于控制無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器(3)的控制器，該無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器在補(bǔ)償器端子(3a,3b)處串聯(lián)接入電力傳輸線(2a,2b)，該控制器包括a)線路電流檢測(cè)裝置(24)，用于檢測(cè)流過(guò)電力傳輸線(2a,2b)中的線路電流(i)；b)DC電壓檢測(cè)裝置(26)，用于檢測(cè)與無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器(3)的逆變器(7)的調(diào)制器(10,C)相連接的電容器(CDC)的DC電壓(uDC)，所述調(diào)制器(10,C)根據(jù)調(diào)制信號(hào)通過(guò)所述逆變器(7)控制對(duì)電容器(CDC)的DC電容器電壓(uDC)的施加；c)調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置(11,13,14)，用于以m=mdcos(ωt)-mqsin(ωt)的形式產(chǎn)生信號(hào)m作為所述調(diào)制信號(hào)供給調(diào)制器(10,C,7)，其中ω為線路頻率；d)電流控制環(huán)(18,21,22,20)，用于將線路電流(i)控制到參考值(idref)上，所述電流控制環(huán)的電流控制器(20)輸出相應(yīng)于補(bǔ)償器(3)的所需補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)的控制信號(hào)(ccout)；e)電壓控制環(huán)(15,19,16)，用于將DC電容器(CDC)的DC電壓(uCD)控制到預(yù)定參考電壓(uDCref)上，所述電壓控制環(huán)的直流壓控制器(16)輸出用于所述調(diào)制信號(hào)m的調(diào)制指數(shù)md；f1)控制方法設(shè)置裝置(SS)，用于設(shè)置控制方法，其中補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)通過(guò)DC電容器電壓(UCD)(可調(diào)DC電壓控制)的增加(減小)來(lái)控制；f21)其中所述控制方法設(shè)置裝置(SS)用于將調(diào)制指數(shù)m設(shè)置為恒定調(diào)制指數(shù)及用于將參考電壓(uDCref)輸出給電壓控制環(huán)(15,19,16)，所述參考電壓(uDCref)根據(jù)由所述電流控制器輸出(ccout)所指示的補(bǔ)償器端子輸出電壓(uC)的增加或減小而增加及減??；及f22)其中所述控制方法選擇裝置(SS)還包括信號(hào)分離器(SS3,SS4,SS5)，后者包括變化率限制器(235,265,343)，用于將電流控制器輸出(ccout)的變化率限制在預(yù)定變化率上。
10．根據(jù)權(quán)利要求9的控制器(圖23,26,34；SS3,SS4,SS5)，其中所述控制方法設(shè)置裝置(SS)還包括絕對(duì)值電路(233,262,341)，用于確定電流控制器輸出(ccout)的絕對(duì)值；及限制器(234,264,342)用于當(dāng)絕對(duì)值電路(233,262,341)的輸出超過(guò)及低于最大及最小閾值電壓(uDCmax,uDCmin)時(shí)將絕對(duì)值電路(233)的輸出限制到所述最大閾值電壓及最小閾值電壓上。
11．根據(jù)權(quán)利要求10的控制器(圖26；SS4)，其中所述控制方法設(shè)置裝置(SS)還包括一個(gè)乘法器(263)，用于將絕對(duì)值電路(262)的輸出乘以預(yù)定常數(shù)，所述常數(shù)是最小閾值電壓(uDCmin)與最大調(diào)制指數(shù)(mqmax)之比，其中乘法器(263)的輸出供給限制器(264)。
12．根據(jù)權(quán)利要求9的控制器(圖25；235,265)，其中所述變化率限制器(235,265,343)包括第三限制器(255)，它乘以一個(gè)預(yù)定的時(shí)間常數(shù)(Ts)；第二加法器(253)，具有用于接收第三乘法器(252)輸出的第一輸入，第二輸入，及一個(gè)輸出、用于構(gòu)成變化率限制器的輸出；及一個(gè)Z-1電路(254)，用于將變化率限制器的輸出移動(dòng)一個(gè)采樣時(shí)間；其中該Z-1電路(254)的輸出被加到第一加法器(266)的第二輸入及第二加法器(253)的第二輸入上。
13．根據(jù)權(quán)利要求9的控制器，還包括去耦控制裝置(25)，用于接收來(lái)自控制方法選擇裝置(SS)的調(diào)制指數(shù)(mq’)及來(lái)自DC電壓控制器(16)的調(diào)制指數(shù)(md’)，并向調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置(13,14)輸出新的調(diào)制指數(shù)mq及md，以使得線路電流(i)與DC電壓控制器(16)的輸出(md’)無(wú)關(guān)，及DC電容器電壓(uDC)與控制方法選擇裝置(SS)的輸出(mq’)無(wú)關(guān)，其中AC電流幅值(iD)及DC電容器電壓(uDC)可被獨(dú)立地控制。
14．根據(jù)權(quán)利要求7的控制器，其中所述電流控制環(huán)包括電流減法器(22)，用于從所述參考值(idref)中減去線路電流(i)的有功電流幅值(id)及用于將結(jié)果輸出到電流控制器(20)。
15．根據(jù)權(quán)利要求14的控制器，其中所述電壓控制環(huán)包括電壓減法器(19)，用于從所述預(yù)定參考電壓(uDCref)中減去所述電容器(CDC)的電容器DC電壓(uDC)及用于將結(jié)果輸出到DC電壓控制器(16)。
16．根據(jù)權(quán)利要求15的控制器，其中所述調(diào)制信號(hào)發(fā)生裝置(13,14)包括一個(gè)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換裝置(14)，用于接收第一參考信號(hào)(sin(ωt))、第二參考信號(hào)(cos(ωt))、電流控制器(20)的輸出(mq’)及電壓控制器(16)的輸出(md’)并用于輸出調(diào)制信號(hào)(m)。
17．根據(jù)權(quán)利要求16的控制器，其中電力傳輸線(2a,2b)是一個(gè)三相系統(tǒng)，其中所述補(bǔ)償器(3)，所述DC電壓控制器(16)，所述去耦裝置(25)，所述坐標(biāo)變換裝置(14)及所述調(diào)制信號(hào)m對(duì)各相共設(shè)置三套及所述電流控制器(20)設(shè)置一套。
18．根據(jù)權(quán)利要求17的控制器，還包括-電壓檢測(cè)器(23)，用于檢測(cè)每相線路電壓；-電壓PLL檢測(cè)單元(18)，用于從電壓檢測(cè)器(23)接收線路電壓及用于輸出各與線路電壓相位及線路頻率(ω)同步的第三參考信號(hào)(sin(ωt))及第四參考信號(hào)(cos(ωt))；-相位轉(zhuǎn)動(dòng)裝置(17)，用于接收所述第三及第四參考信號(hào)及相位信號(hào)(φ)及用于產(chǎn)生第一及第二參考信號(hào)以供給所述坐標(biāo)變換裝置(14)；及-三相極坐標(biāo)變換裝置(21)，用于接收每相的線路電流(i)及用于將有功電流幅值(id)輸出給所述電流減法器(22)及所述去耦裝置(25)并將相位信號(hào)(φ)輸出給所述相位轉(zhuǎn)動(dòng)裝置(17)。
19．根據(jù)權(quán)利要求17的控制器，還包括-電流PLL檢測(cè)單元(18)，用于從線路電流檢測(cè)裝置(24)接收線路電流(i)及用于將各與線路電流(i)的相位及線路頻率(ω)同步的所述第一參考信號(hào)(sin(ωt))及第二參考信號(hào)(cos(ωt))輸出到所述去耦裝置(25)；及-分量檢測(cè)器(21)，用于接收線路電流(i)及用于將有功電流幅值(id)輸出給所述電流減法器(22)及所述去耦裝置(25)并將無(wú)功電流幅值(iq)輸出給所述去耦裝置(25)。
20．根據(jù)權(quán)利要求16的控制器，其中電力傳輸線(2a,2b)是一個(gè)單相系統(tǒng)，其中所述補(bǔ)償器(3)，所述DC電壓控制器(16)，所述去耦裝置(25)，所述坐標(biāo)變換裝置(14)及所述電流控制器(20)各設(shè)置一套。
全文摘要
一種用于控制無(wú)功串聯(lián)補(bǔ)償器的控制器,包括電流控制環(huán)及電壓控制環(huán)。一個(gè)電流控制器輸出指示所需補(bǔ)償器端子輸出電壓的控制信號(hào)。一個(gè)控制方法選擇裝置,在低輸出電壓區(qū)域中產(chǎn)生用于電壓控制環(huán)的恒定參考電壓及調(diào)制信號(hào)的可變調(diào)制指數(shù),在高輸出電壓區(qū)域中輸出恒定調(diào)制指數(shù)及可變參考電壓。一個(gè)電壓控制器輸出調(diào)制信號(hào)的調(diào)制指數(shù)。此外,控制方法選擇裝置可包括變化率限制器,用于限制參考電壓的變化率。
文檔編號(hào)H02J3/18GK1315768SQ0013487
公開(kāi)日2001年10月3日 申請(qǐng)日期2000年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2000年3月31日
發(fā)明者藤井俊行, 安德來(lái)斯·比爾 申請(qǐng)人:三菱電機(jī)株式會(huì)社